JPH10243640A - 昇圧チョッパ型スイッチング電源 - Google Patents
昇圧チョッパ型スイッチング電源Info
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- JPH10243640A JPH10243640A JP9040956A JP4095697A JPH10243640A JP H10243640 A JPH10243640 A JP H10243640A JP 9040956 A JP9040956 A JP 9040956A JP 4095697 A JP4095697 A JP 4095697A JP H10243640 A JPH10243640 A JP H10243640A
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
- H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel
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Abstract
(57)【要約】
【課題】出力電力を多くしたときにも、少ない出力電力
に対応する部品を使用可能にする。 【課題解決手段】第１のインダクタＬ１と第１のスイッ
チング素子Ｑ１と第１のダイオードＤ３とからなる組
と、第２のインダクタＬ２と第２のスイッチング素子Ｑ
２と第２のダイオードＤ４とからなる組との、２組のス
イッチングブロックを備え、第１のスイッチング素子Ｑ
１の接続の開閉と、第２のスイッチング素子Ｑ２の接続
の開閉とを交互に行う。また直流出力７の電圧が高くな
るときにはスイッチング周期を短くし、低くなるときに
はスイッチング周期を長くする。
に対応する部品を使用可能にする。 【課題解決手段】第１のインダクタＬ１と第１のスイッ
チング素子Ｑ１と第１のダイオードＤ３とからなる組
と、第２のインダクタＬ２と第２のスイッチング素子Ｑ
２と第２のダイオードＤ４とからなる組との、２組のス
イッチングブロックを備え、第１のスイッチング素子Ｑ
１の接続の開閉と、第２のスイッチング素子Ｑ２の接続
の開閉とを交互に行う。また直流出力７の電圧が高くな
るときにはスイッチング周期を短くし、低くなるときに
はスイッチング周期を長くする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、入力電圧より高い
出力電圧を得る昇圧チョッパ型スイッチング電源に係
り、より詳細には、スイッチング素子とインダクタとの
組を２組備え、スイッチング素子を交互にオンさせるこ
とにより、入力電圧より高い出力電圧を得る昇圧チョッ
パ型スイッチング電源に関する。
出力電圧を得る昇圧チョッパ型スイッチング電源に係
り、より詳細には、スイッチング素子とインダクタとの
組を２組備え、スイッチング素子を交互にオンさせるこ
とにより、入力電圧より高い出力電圧を得る昇圧チョッ
パ型スイッチング電源に関する。
【０００２】
【従来の技術】簡単な回路構成でもって、入力電圧より
高い出力電圧を得るスイッチング電源に、昇圧チョッパ
型スイッチング電源がある。図３は、この昇圧チョッパ
型スイッチング電源の基本回路を示している。すなわ
ち、一方の端子が、電池９１等の電源のプラス端子に接
続され、他方の端子には、スイッチング素子Ｑ９と、ダ
イオードＤ７のアノードが接続されたインダクタＬ５を
備えている。そして、出力電圧を監視する制御回路９２
によって、スイッチング素子Ｑ９のスイッチングを制御
している。また、スイッチング素子Ｑ９のスイッチング
の制御方式には、ＰＷＭ方式を用いている。つまり、出
力電圧が設定値より低下したときには、スイッチング素
子Ｑ９のオン時間を長くし、出力電圧を設定値まで上昇
させている。また、出力電圧が設定値より上昇したとき
には、スイッチング素子Ｑ９のオン時間を短くし、出力
電圧を設定値まで低下させている。その結果、出力電圧
が設定値に維持されることになる。
高い出力電圧を得るスイッチング電源に、昇圧チョッパ
型スイッチング電源がある。図３は、この昇圧チョッパ
型スイッチング電源の基本回路を示している。すなわ
ち、一方の端子が、電池９１等の電源のプラス端子に接
続され、他方の端子には、スイッチング素子Ｑ９と、ダ
イオードＤ７のアノードが接続されたインダクタＬ５を
備えている。そして、出力電圧を監視する制御回路９２
によって、スイッチング素子Ｑ９のスイッチングを制御
している。また、スイッチング素子Ｑ９のスイッチング
の制御方式には、ＰＷＭ方式を用いている。つまり、出
力電圧が設定値より低下したときには、スイッチング素
子Ｑ９のオン時間を長くし、出力電圧を設定値まで上昇
させている。また、出力電圧が設定値より上昇したとき
には、スイッチング素子Ｑ９のオン時間を短くし、出力
電圧を設定値まで低下させている。その結果、出力電圧
が設定値に維持されることになる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、車載用
テレビのＣＲＴ駆動回路のための電源等のように、１０
０Ｖ程度の電圧で、数１０Ｗ程度の出力を可能な直流電
源に、上記構成を用いる場合では、以下に示す問題が生
じていた。すなわち、出力電力が数１０Ｗと大きいこと
から、インダクタには大型のチョークコイルが必要とな
る。しかし、チョークコイルの規格品のうちから、最大
のものを用いたとしても、出力が可能な電力は、１０〜
３０Ｗ程度である。このため、チョークコイルには特注
品を使用する必要があり、チョークコイルのコストが高
くなる。また、スイッチング素子Ｑ９にも、大電流のス
イッチングが可能な素子を必要とする。一方、スイッチ
ング素子に、スイッチング損失の少ないＭＯＳＦＥＴを
使用する場合、大電流のスイッチングが可能なＭＯＳＦ
ＥＴは、電流容量と価格との比率を比較すると、電流値
が大きくなる程、比率が悪くなる。つまり、電流容量が
大きくなると、価格が割高になる。また、チョークコイ
ルやＭＯＳＦＥＴについては、小出力用や中出力用の昇
圧チョッパ型スイッチング電源と部品が共用できないた
め、在庫する部品点数が増加するという問題を生じてい
た。
テレビのＣＲＴ駆動回路のための電源等のように、１０
０Ｖ程度の電圧で、数１０Ｗ程度の出力を可能な直流電
源に、上記構成を用いる場合では、以下に示す問題が生
じていた。すなわち、出力電力が数１０Ｗと大きいこと
から、インダクタには大型のチョークコイルが必要とな
る。しかし、チョークコイルの規格品のうちから、最大
のものを用いたとしても、出力が可能な電力は、１０〜
３０Ｗ程度である。このため、チョークコイルには特注
品を使用する必要があり、チョークコイルのコストが高
くなる。また、スイッチング素子Ｑ９にも、大電流のス
イッチングが可能な素子を必要とする。一方、スイッチ
ング素子に、スイッチング損失の少ないＭＯＳＦＥＴを
使用する場合、大電流のスイッチングが可能なＭＯＳＦ
ＥＴは、電流容量と価格との比率を比較すると、電流値
が大きくなる程、比率が悪くなる。つまり、電流容量が
大きくなると、価格が割高になる。また、チョークコイ
ルやＭＯＳＦＥＴについては、小出力用や中出力用の昇
圧チョッパ型スイッチング電源と部品が共用できないた
め、在庫する部品点数が増加するという問題を生じてい
た。
【０００４】本発明は上記課題を解決するため創案され
たものであって、その目的は、インダクタとスイッチン
グ素子と整流用ダイオードとからなる組を２組備え、ス
イッチング素子を交互にオンさせる構成とすることによ
り、出力電力を多くしたときにも、少ない出力電力に対
応する部品を使用することのできる昇圧チョッパ型スイ
ッチング電源を提供することにある。
たものであって、その目的は、インダクタとスイッチン
グ素子と整流用ダイオードとからなる組を２組備え、ス
イッチング素子を交互にオンさせる構成とすることによ
り、出力電力を多くしたときにも、少ない出力電力に対
応する部品を使用することのできる昇圧チョッパ型スイ
ッチング電源を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
本発明に係る昇圧チョッパ型スイッチング電源は、一方
の端子がプラス入力に接続された第１のインダクタと、
そのアノードが第１のインダクタの他方の端子に接続さ
れた第１のダイオードと、第１のインダクタの他方の端
子と接地レベルとの接続を開閉する第１のスイッチング
素子と、一方の端子が前記プラス入力に接続された第２
のインダクタと、そのアノードが第２のインダクタの他
方の端子に接続され、そのカソードが第１のダイオード
のカソードに接続された第２のダイオードと、第２のイ
ンダクタの他方の端子と接地レベルとの接続を開閉する
第２のスイッチング素子と、一方の端子が第１のダイオ
ードのカソードに接続され、他方の端子が接地された平
滑用コンデンサと、第１のスイッチング素子の接続を閉
じるときには、第２のスイッチング素子の接続を開き、
第２のスイッチング素子の接続を閉じるときには、第１
のスイッチング素子の接続を開くスイッチング制御回路
とを備え、前記スイッチング制御回路は、第１のダイオ
ードのカソードの電圧が高くなるときにはスイッチング
周期を短くし、第１のダイオードの電圧が低くなるとき
にはスイッチング周期を長くする構成としている。
本発明に係る昇圧チョッパ型スイッチング電源は、一方
の端子がプラス入力に接続された第１のインダクタと、
そのアノードが第１のインダクタの他方の端子に接続さ
れた第１のダイオードと、第１のインダクタの他方の端
子と接地レベルとの接続を開閉する第１のスイッチング
素子と、一方の端子が前記プラス入力に接続された第２
のインダクタと、そのアノードが第２のインダクタの他
方の端子に接続され、そのカソードが第１のダイオード
のカソードに接続された第２のダイオードと、第２のイ
ンダクタの他方の端子と接地レベルとの接続を開閉する
第２のスイッチング素子と、一方の端子が第１のダイオ
ードのカソードに接続され、他方の端子が接地された平
滑用コンデンサと、第１のスイッチング素子の接続を閉
じるときには、第２のスイッチング素子の接続を開き、
第２のスイッチング素子の接続を閉じるときには、第１
のスイッチング素子の接続を開くスイッチング制御回路
とを備え、前記スイッチング制御回路は、第１のダイオ
ードのカソードの電圧が高くなるときにはスイッチング
周期を短くし、第１のダイオードの電圧が低くなるとき
にはスイッチング周期を長くする構成としている。
【０００６】すなわち、スイッチング制御回路は、第１
のスイッチング素子の接続を閉じるときには、第２のス
イッチング素子の接続を開く。また、第２のスイッチン
グ素子の接続を閉じるときには、第１のスイッチング素
子の接続を開く。このため、第１のインダクタにエネル
ギが蓄えられるときには、第２のインダクタから、蓄え
られたエネルギが放出される。また、第２のインダクタ
にエネルギが蓄えられるときには、第１のインダクタか
ら、蓄えられたエネルギが放出される。つまり、蓄える
必要のあるエネルギは、第１のインダクタと第２のイン
ダクタとに分割される。このため、各インダクタが蓄え
る必要のあるエネルギ量は、少なくてよい。また、各イ
ンダクタが蓄えなければならないエネルギ量が少ないこ
とから、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング
素子とに流れる電流は少なくなる。一方、インダクタに
蓄えられるエネルギ量は、スイッチング素子がオンして
いる時間の２乗に比例する。このため、スイッチング周
期を長くしたときには、インダクタに蓄えられる平均エ
ネルギ量が増加し、出力電圧が上昇する。また、スイッ
チング周期を短くしたときには、インダクタに蓄えられ
る平均エネルギ量が減少し、出力電圧が低下する。この
ため、出力電圧は一定の電圧に維持されることになる。
のスイッチング素子の接続を閉じるときには、第２のス
イッチング素子の接続を開く。また、第２のスイッチン
グ素子の接続を閉じるときには、第１のスイッチング素
子の接続を開く。このため、第１のインダクタにエネル
ギが蓄えられるときには、第２のインダクタから、蓄え
られたエネルギが放出される。また、第２のインダクタ
にエネルギが蓄えられるときには、第１のインダクタか
ら、蓄えられたエネルギが放出される。つまり、蓄える
必要のあるエネルギは、第１のインダクタと第２のイン
ダクタとに分割される。このため、各インダクタが蓄え
る必要のあるエネルギ量は、少なくてよい。また、各イ
ンダクタが蓄えなければならないエネルギ量が少ないこ
とから、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング
素子とに流れる電流は少なくなる。一方、インダクタに
蓄えられるエネルギ量は、スイッチング素子がオンして
いる時間の２乗に比例する。このため、スイッチング周
期を長くしたときには、インダクタに蓄えられる平均エ
ネルギ量が増加し、出力電圧が上昇する。また、スイッ
チング周期を短くしたときには、インダクタに蓄えられ
る平均エネルギ量が減少し、出力電圧が低下する。この
ため、出力電圧は一定の電圧に維持されることになる。
【０００７】
【発明の実施の形態】以下に本発明の実施例の形態を、
図面を参照しつつ説明する。図１は、本発明に係る昇圧
チョッパ型スイッチング電源の一実施形態の電気的接続
を示す回路図である。詳細には、車載用テレビのための
電源であり、略６０Ｗの直流電力を出力することが可能
な電源を示している。
図面を参照しつつ説明する。図１は、本発明に係る昇圧
チョッパ型スイッチング電源の一実施形態の電気的接続
を示す回路図である。詳細には、車載用テレビのための
電源であり、略６０Ｗの直流電力を出力することが可能
な電源を示している。
【０００８】図において、電池１のプラス端子が接続さ
れるプラス入力９には、コンデンサＣ１の一方の端子が
接続されている。また、コンデンサＣ１の他方の端子は
接地されている。第１のインダクタＬ１の一方の端子
は、プラス入力９に接続されている。そして、第１のイ
ンダクタＬ１の他方の端子は、第１のダイオードＤ３の
アノードと、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のドレインとに接続
されている。また、第１のダイオードＤ３のカソード
は、平滑用コンデンサＣ３の一方の端子に接続されてい
る。また、第１のダイオードＤ３のカソードは、直流出
力７として、図示されないテレビ部に導かれている。
れるプラス入力９には、コンデンサＣ１の一方の端子が
接続されている。また、コンデンサＣ１の他方の端子は
接地されている。第１のインダクタＬ１の一方の端子
は、プラス入力９に接続されている。そして、第１のイ
ンダクタＬ１の他方の端子は、第１のダイオードＤ３の
アノードと、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のドレインとに接続
されている。また、第１のダイオードＤ３のカソード
は、平滑用コンデンサＣ３の一方の端子に接続されてい
る。また、第１のダイオードＤ３のカソードは、直流出
力７として、図示されないテレビ部に導かれている。
【０００９】第２のインダクタＬ２の一方の端子は、プ
ラス入力９に接続されている。そして、第２のインダク
タＬ２の他方の端子は、第２のダイオードＤ４のアノー
ドと、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のドレインとに接続されて
いる。また、第２のダイオードＤ４のカソードは、第１
のダイオードＤ３のカソードに接続されている。そし
て、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のソースとＭＯＳＦＥＴ（Ｑ
２）のソースとは接地されている。また、平滑用コンデ
ンサＣ３の他方の端子は接地されている。
ラス入力９に接続されている。そして、第２のインダク
タＬ２の他方の端子は、第２のダイオードＤ４のアノー
ドと、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のドレインとに接続されて
いる。また、第２のダイオードＤ４のカソードは、第１
のダイオードＤ３のカソードに接続されている。そし
て、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のソースとＭＯＳＦＥＴ（Ｑ
２）のソースとは接地されている。また、平滑用コンデ
ンサＣ３の他方の端子は接地されている。
【００１０】抵抗Ｒ３の一方の端子は、直流出力７に接
続されており、抵抗Ｒ３の他方の端子は、抵抗Ｒ４の一
方の端子に接続されている。また、抵抗Ｒ４の他方の端
子は接地されている。そして、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との
接続点は、スイッチング制御回路２に導かれている。ま
た、スイッチング制御回路２は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）
のゲートに制御信号５を出力し、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）
のゲートに制御信号６を出力している。また、プラス入
力９は、抵抗Ｒ１を介して、スイッチング制御回路２の
電源入力に接続されている。また、スイッチング制御回
路２には、コンデンサＣ２の一方の端子と、抵抗Ｒ２の
一方の端子とが接続されている。そして、コンデンサＣ
２の他方の端子と、抵抗Ｒ２の他方の端子とは、共に接
地されている。
続されており、抵抗Ｒ３の他方の端子は、抵抗Ｒ４の一
方の端子に接続されている。また、抵抗Ｒ４の他方の端
子は接地されている。そして、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との
接続点は、スイッチング制御回路２に導かれている。ま
た、スイッチング制御回路２は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）
のゲートに制御信号５を出力し、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）
のゲートに制御信号６を出力している。また、プラス入
力９は、抵抗Ｒ１を介して、スイッチング制御回路２の
電源入力に接続されている。また、スイッチング制御回
路２には、コンデンサＣ２の一方の端子と、抵抗Ｒ２の
一方の端子とが接続されている。そして、コンデンサＣ
２の他方の端子と、抵抗Ｒ２の他方の端子とは、共に接
地されている。
【００１１】本実施形態は上記のように接続されてい
る。このため、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）は、第１のインダ
クタＬ１の他方の端子と接地レベルとの接続を開閉する
第１のスイッチング素子となる。また、ＭＯＳＦＥＴ
（Ｑ２）は、第２のインダクタＬ２の他方の端子と接地
レベルとの接続を開閉する第２のスイッチング素子とな
る。また、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ２とは、スイッチン
グ制御回路２のスイッチング周波数を設定する素子であ
る。そして、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４とからなる分圧回路
は、直流出力７の電圧を決定するための回路となってい
る。また、ダイオードＤ１は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）に
内蔵された保護ダイオードであり、ダイオードＤ２は、
ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）に内蔵された保護ダイオードとな
っている。また、コンデンサＣ１は、電池１の出力イン
ピーダンスを、等価的に低減するための素子となってい
る。
る。このため、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）は、第１のインダ
クタＬ１の他方の端子と接地レベルとの接続を開閉する
第１のスイッチング素子となる。また、ＭＯＳＦＥＴ
（Ｑ２）は、第２のインダクタＬ２の他方の端子と接地
レベルとの接続を開閉する第２のスイッチング素子とな
る。また、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ２とは、スイッチン
グ制御回路２のスイッチング周波数を設定する素子であ
る。そして、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４とからなる分圧回路
は、直流出力７の電圧を決定するための回路となってい
る。また、ダイオードＤ１は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）に
内蔵された保護ダイオードであり、ダイオードＤ２は、
ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）に内蔵された保護ダイオードとな
っている。また、コンデンサＣ１は、電池１の出力イン
ピーダンスを、等価的に低減するための素子となってい
る。
【００１２】スイッチング制御回路２は、ＭＯＳＦＥＴ
（Ｑ１）のスイッチング動作と、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）
のスイッチング動作とを制御するブロックとなってい
る。すなわち、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオン状態に設定
し、第１のインダクタＬ１の他方の端子と接地レベルと
の接続を閉じるときには、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）をオフ
状態に設定し、第２のインダクタＬ２の他方の端子と接
地レベルとの接続を開く。また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）
をオン状態に設定し、第２のインダクタＬ２の他方の端
子と接地レベルとの接続を閉じるときには、ＭＯＳＦＥ
Ｔ（Ｑ１）をオフ状態に設定し、第１のインダクタＬ１
の他方の端子と接地レベルとの接続を開く。また、直流
出力７の電圧が、設定値より高くなるときには、スイッ
チング周期を短くし、直流出力７の電圧が設定値より低
くなるときには、スイッチング周期を長くする。
（Ｑ１）のスイッチング動作と、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）
のスイッチング動作とを制御するブロックとなってい
る。すなわち、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオン状態に設定
し、第１のインダクタＬ１の他方の端子と接地レベルと
の接続を閉じるときには、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）をオフ
状態に設定し、第２のインダクタＬ２の他方の端子と接
地レベルとの接続を開く。また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）
をオン状態に設定し、第２のインダクタＬ２の他方の端
子と接地レベルとの接続を閉じるときには、ＭＯＳＦＥ
Ｔ（Ｑ１）をオフ状態に設定し、第１のインダクタＬ１
の他方の端子と接地レベルとの接続を開く。また、直流
出力７の電圧が、設定値より高くなるときには、スイッ
チング周期を短くし、直流出力７の電圧が設定値より低
くなるときには、スイッチング周期を長くする。
【００１３】なお、電池１は、車載用のバッテリとなっ
ていて、１２Ｖを出力する。また、直流出力７の電圧
は、略１１０Ｖとなっており、テレビ部のＣＲＴ駆動回
路の動作電源となる。また、第１のインダクタＬ１およ
び第２のインダクタＬ２は、スイッチング周波数を、本
実施形態のスイッチング周波数（略２００ＫＨＺ）と同
一とする場合では、従来技術において、３０Ｗ程度の電
力を出力する昇圧チョッパ型スイッチング電源に使用さ
れるチョークコイルである。つまり、従来技術におい
て、６０Ｗ程度の電力を出力する昇圧チョッパ型スイッ
チング電源に適用しようとする場合では、磁気飽和を生
じるため、使用することのできないチョークコイルであ
る。
ていて、１２Ｖを出力する。また、直流出力７の電圧
は、略１１０Ｖとなっており、テレビ部のＣＲＴ駆動回
路の動作電源となる。また、第１のインダクタＬ１およ
び第２のインダクタＬ２は、スイッチング周波数を、本
実施形態のスイッチング周波数（略２００ＫＨＺ）と同
一とする場合では、従来技術において、３０Ｗ程度の電
力を出力する昇圧チョッパ型スイッチング電源に使用さ
れるチョークコイルである。つまり、従来技術におい
て、６０Ｗ程度の電力を出力する昇圧チョッパ型スイッ
チング電源に適用しようとする場合では、磁気飽和を生
じるため、使用することのできないチョークコイルであ
る。
【００１４】また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）とＭＯＳＦＥ
Ｔ（Ｑ２）とは、スイッチングが可能な電流値が、スイ
ッチング周波数を、本実施形態のスイッチング周波数
（略２００ＫＨＺ）と同一とする場合では、従来技術に
おいて、３０Ｗ程度の電力を出力する昇圧チョッパ型ス
イッチング電源に使用されるスイッチング素子である。
つまり、従来技術において、６０Ｗ程度の電力を出力す
る昇圧チョッパ型スイッチング電源に適用しようとする
場合では、スイッチング時に最大となる電流値が規格値
を越えるため、使用することのできないＭＯＳＦＥＴで
ある。
Ｔ（Ｑ２）とは、スイッチングが可能な電流値が、スイ
ッチング周波数を、本実施形態のスイッチング周波数
（略２００ＫＨＺ）と同一とする場合では、従来技術に
おいて、３０Ｗ程度の電力を出力する昇圧チョッパ型ス
イッチング電源に使用されるスイッチング素子である。
つまり、従来技術において、６０Ｗ程度の電力を出力す
る昇圧チョッパ型スイッチング電源に適用しようとする
場合では、スイッチング時に最大となる電流値が規格値
を越えるため、使用することのできないＭＯＳＦＥＴで
ある。
【００１５】図２は、スイッチング制御回路２が出力す
る制御信号５，６のレベル変化を示すタイミングチャー
トである。必要に応じて同図を参照しつつ、上記構成か
らなる実施形態の動作を説明する。
る制御信号５，６のレベル変化を示すタイミングチャー
トである。必要に応じて同図を参照しつつ、上記構成か
らなる実施形態の動作を説明する。
【００１６】スイッチング制御回路２は、制御信号５を
Ｈレベルとするときには、制御信号６をＬレベルとす
る。このため、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）はオン状態に設定
され、第１のインダクタＬ１にはエネルギを蓄えられ
る。また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）はオフ状態に設定され
る。従って、第２のインダクタＬ２に既に蓄えられたエ
ネルギは、第２のダイオードＤ４を、電流となって流れ
る。そして、第２のダイオードＤ４を流れる電流は、直
流出力７として、外部（テレビ回路）に供給される。つ
まり、図２（Ａ）に示す期間ｔ２では、第１のインダク
タＬ１にエネルギが蓄えられ、第２のインダクタＬ２に
蓄えられたエネルギが放出される。
Ｈレベルとするときには、制御信号６をＬレベルとす
る。このため、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）はオン状態に設定
され、第１のインダクタＬ１にはエネルギを蓄えられ
る。また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）はオフ状態に設定され
る。従って、第２のインダクタＬ２に既に蓄えられたエ
ネルギは、第２のダイオードＤ４を、電流となって流れ
る。そして、第２のダイオードＤ４を流れる電流は、直
流出力７として、外部（テレビ回路）に供給される。つ
まり、図２（Ａ）に示す期間ｔ２では、第１のインダク
タＬ１にエネルギが蓄えられ、第２のインダクタＬ２に
蓄えられたエネルギが放出される。
【００１７】期間ｔ２が終了すると、スイッチング制御
回路２は、制御信号６をＨレベルとし、制御信号５をＬ
レベルとする。このため、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）はオン
状態に設定され、第２のインダクタＬ２にはエネルギが
蓄えられる。また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）はオフ状態に
設定される。従って、第１のインダクタＬ１に蓄えられ
たエネルギは、第１のダイオードＤ３を、電流となって
流れる。そして、第１のダイオードＤ３を流れる電流
は、直流出力７として、外部に供給される。つまり、期
間ｔ３では、第２のインダクタＬ２にエネルギが蓄えら
れ、第１のインダクタＬ１に蓄えられたエネルギが放出
される。
回路２は、制御信号６をＨレベルとし、制御信号５をＬ
レベルとする。このため、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）はオン
状態に設定され、第２のインダクタＬ２にはエネルギが
蓄えられる。また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）はオフ状態に
設定される。従って、第１のインダクタＬ１に蓄えられ
たエネルギは、第１のダイオードＤ３を、電流となって
流れる。そして、第１のダイオードＤ３を流れる電流
は、直流出力７として、外部に供給される。つまり、期
間ｔ３では、第２のインダクタＬ２にエネルギが蓄えら
れ、第１のインダクタＬ１に蓄えられたエネルギが放出
される。
【００１８】期間ｔ３が終了すると、期間ｔ２における
動作と同じ動作が続き、次いで、期間ｔ３における動作
と同じ動作が続く。そして、以後では、これら２種の動
作が交互に繰り返される。その結果、直流出力７から
は、略１１０Ｖ６０Ｗの電力が出力される。なお、スイ
ッチング制御回路２は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオン状
態に設定する期間ｔ２と、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）をオン
状態に設定する期間ｔ３とが、互いに等しい時間となる
ように動作する。すなわち、スイッチングのデューティ
が５０％となるように動作する。
動作と同じ動作が続き、次いで、期間ｔ３における動作
と同じ動作が続く。そして、以後では、これら２種の動
作が交互に繰り返される。その結果、直流出力７から
は、略１１０Ｖ６０Ｗの電力が出力される。なお、スイ
ッチング制御回路２は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオン状
態に設定する期間ｔ２と、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）をオン
状態に設定する期間ｔ３とが、互いに等しい時間となる
ように動作する。すなわち、スイッチングのデューティ
が５０％となるように動作する。
【００１９】この状態において、電池１の電圧の低下、
または、負荷電流の増加が生じたため、直流出力７の電
圧が低下したとする。このときには、スイッチング制御
回路２は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオン状態に設定する
期間と、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）をオン状態に設定する期
間とを、共に、同じ時間だけ長くする。このため、スイ
ッチング周期は、期間ｔ１から、図２（Ｂ）に示す期間
ｔ４に変化する。また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）がオンと
なる期間は、ｔ２からｔ５となり、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ
２）がオンとなる期間は、ｔ３からｔ６となる。
または、負荷電流の増加が生じたため、直流出力７の電
圧が低下したとする。このときには、スイッチング制御
回路２は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオン状態に設定する
期間と、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）をオン状態に設定する期
間とを、共に、同じ時間だけ長くする。このため、スイ
ッチング周期は、期間ｔ１から、図２（Ｂ）に示す期間
ｔ４に変化する。また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）がオンと
なる期間は、ｔ２からｔ５となり、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ
２）がオンとなる期間は、ｔ３からｔ６となる。
【００２０】第１のインダクタＬ１に蓄えられるエネル
ギ量は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）がオンしている時間の二
乗に比例して増加する。また、第２のインダクタＬ２に
ついても、同様となる。従って、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）
がオンとなる期間が、ｔ２からｔ５となり、ＭＯＳＦＥ
Ｔ（Ｑ２）がオンとなる期間が、ｔ３からｔ６になる
と、蓄えられるエネルギの平均値が増加する。このた
め、直流出力７の電圧が上昇し、直流出力７の電圧は設
定値に復帰する。
ギ量は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）がオンしている時間の二
乗に比例して増加する。また、第２のインダクタＬ２に
ついても、同様となる。従って、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）
がオンとなる期間が、ｔ２からｔ５となり、ＭＯＳＦＥ
Ｔ（Ｑ２）がオンとなる期間が、ｔ３からｔ６になる
と、蓄えられるエネルギの平均値が増加する。このた
め、直流出力７の電圧が上昇し、直流出力７の電圧は設
定値に復帰する。
【００２１】一方、電池１の電圧の上昇、または、負荷
電流の減少が生じたため、直流出力７の電圧が上昇した
とする。このときには、スイッチング制御回路２は、Ｍ
ＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオン状態に設定する期間と、ＭＯ
ＳＦＥＴ（Ｑ２）をオン状態に設定する期間とを、共に
同じ時間だけ短くする。その結果、第１のインダクタＬ
１と第２のインダクタＬ２とに蓄えられるエネルギの平
均値が減少する。このため、直流出力７の電圧が下降
し、直流出力７の電圧は設定値に復帰する。
電流の減少が生じたため、直流出力７の電圧が上昇した
とする。このときには、スイッチング制御回路２は、Ｍ
ＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオン状態に設定する期間と、ＭＯ
ＳＦＥＴ（Ｑ２）をオン状態に設定する期間とを、共に
同じ時間だけ短くする。その結果、第１のインダクタＬ
１と第２のインダクタＬ２とに蓄えられるエネルギの平
均値が減少する。このため、直流出力７の電圧が下降
し、直流出力７の電圧は設定値に復帰する。
【００２２】いま、スイッチングの単位周期ｔ１，ｔ４
に注目すると、単位周期ｔ１，ｔ４において、略６０Ｗ
の出力に対応するエネルギの蓄えと放出とが行われるこ
とになる。従って、期間ｔ２，ｔ３，ｔ５，ｔ６のそれ
ぞれでは、略３０Ｗの出力に対応するエネルギの蓄えと
放出とが行われることになる。このため、第１のインダ
クタＬ１、および第２のインダクタＬ２のそれぞれに蓄
えられるエネルギは、略３０Ｗの出力に対応するエネル
ギとなる。また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）、およびＭＯＳ
ＦＥＴ（Ｑ２）のそれぞれに流れる電流も、略３０Ｗの
出力に対応する電流値となる。
に注目すると、単位周期ｔ１，ｔ４において、略６０Ｗ
の出力に対応するエネルギの蓄えと放出とが行われるこ
とになる。従って、期間ｔ２，ｔ３，ｔ５，ｔ６のそれ
ぞれでは、略３０Ｗの出力に対応するエネルギの蓄えと
放出とが行われることになる。このため、第１のインダ
クタＬ１、および第２のインダクタＬ２のそれぞれに蓄
えられるエネルギは、略３０Ｗの出力に対応するエネル
ギとなる。また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）、およびＭＯＳ
ＦＥＴ（Ｑ２）のそれぞれに流れる電流も、略３０Ｗの
出力に対応する電流値となる。
【００２３】このため、第１のインダクタＬ１および第
２のインダクタＬ２は、従来技術において、３０Ｗ程度
の電力を出力する電源に適したチョークコイルであるに
も関わらず、磁気飽和を生じることがない。また、ＭＯ
ＳＦＥＴ（Ｑ１）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）とは、従来技
術において、３０Ｗ程度の電力を出力する電源に適した
スイッチング素子であるにも関わらず、電流の最大値が
規格値を越えることがない。
２のインダクタＬ２は、従来技術において、３０Ｗ程度
の電力を出力する電源に適したチョークコイルであるに
も関わらず、磁気飽和を生じることがない。また、ＭＯ
ＳＦＥＴ（Ｑ１）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）とは、従来技
術において、３０Ｗ程度の電力を出力する電源に適した
スイッチング素子であるにも関わらず、電流の最大値が
規格値を越えることがない。
【００２４】なお、本発明は上記実施形態に限定され
ず、出力電力については、６０Ｗとした場合について説
明したが、３０Ｗ、あるいは１００Ｗ等の、その他の出
力電力を送出する昇圧チョッパ型スイッチング電源に
も、同様に適用することが可能である。また、スイッチ
ング素子については、ＭＯＳＦＥＴとした場合について
説明したが、その他の素子として、例えば、ＮＰＮトラ
ンジスタ等を用いた場合にも、同様に適用することが可
能である。
ず、出力電力については、６０Ｗとした場合について説
明したが、３０Ｗ、あるいは１００Ｗ等の、その他の出
力電力を送出する昇圧チョッパ型スイッチング電源に
も、同様に適用することが可能である。また、スイッチ
ング素子については、ＭＯＳＦＥＴとした場合について
説明したが、その他の素子として、例えば、ＮＰＮトラ
ンジスタ等を用いた場合にも、同様に適用することが可
能である。
【００２５】
【発明の効果】本発明に係る昇圧チョッパ型スイッチン
グ電源は、一方の端子がプラス入力に接続された第１の
インダクタと、そのアノードが第１のインダクタの他方
の端子に接続された第１のダイオードと、第１のインダ
クタの他方の端子と接地レベルとの接続を開閉する第１
のスイッチング素子と、一方の端子が前記プラス入力に
接続された第２のインダクタと、そのアノードが第２の
インダクタの他方の端子に接続され、そのカソードが第
１のダイオードのカソードに接続された第２のダイオー
ドと、第２のインダクタの他方の端子と接地レベルとの
接続を開閉する第２のスイッチング素子と、一方の端子
が第１のダイオードのカソードに接続され、他方の端子
が接地された平滑用コンデンサと、第１のスイッチング
素子の接続を閉じるときには、第２のスイッチング素子
の接続を開き、第２のスイッチング素子の接続を閉じる
ときには、第１のスイッチング素子の接続を開くスイッ
チング制御回路とを備え、前記スイッチング制御回路
は、第１のダイオードのカソードの電圧が高くなるとき
にはスイッチング周期を短くし、第１のダイオードの電
圧が低くなるときにはスイッチング周期を長くする構成
としている。すなわち、インダクタとスイッチング素子
と整流用ダイオードとからなる組を２組備え、スイッチ
ング素子を交互にオンさせる構成としているので、１組
のインダクタとスイッチング素子と整流用ダイオードと
が負担する電力は半減される。このため、出力電力を多
くしたときにも、少ない出力電力に対応する部品を使用
することが可能となっている。
グ電源は、一方の端子がプラス入力に接続された第１の
インダクタと、そのアノードが第１のインダクタの他方
の端子に接続された第１のダイオードと、第１のインダ
クタの他方の端子と接地レベルとの接続を開閉する第１
のスイッチング素子と、一方の端子が前記プラス入力に
接続された第２のインダクタと、そのアノードが第２の
インダクタの他方の端子に接続され、そのカソードが第
１のダイオードのカソードに接続された第２のダイオー
ドと、第２のインダクタの他方の端子と接地レベルとの
接続を開閉する第２のスイッチング素子と、一方の端子
が第１のダイオードのカソードに接続され、他方の端子
が接地された平滑用コンデンサと、第１のスイッチング
素子の接続を閉じるときには、第２のスイッチング素子
の接続を開き、第２のスイッチング素子の接続を閉じる
ときには、第１のスイッチング素子の接続を開くスイッ
チング制御回路とを備え、前記スイッチング制御回路
は、第１のダイオードのカソードの電圧が高くなるとき
にはスイッチング周期を短くし、第１のダイオードの電
圧が低くなるときにはスイッチング周期を長くする構成
としている。すなわち、インダクタとスイッチング素子
と整流用ダイオードとからなる組を２組備え、スイッチ
ング素子を交互にオンさせる構成としているので、１組
のインダクタとスイッチング素子と整流用ダイオードと
が負担する電力は半減される。このため、出力電力を多
くしたときにも、少ない出力電力に対応する部品を使用
することが可能となっている。
【図１】本発明に係る昇圧チョッパ型スイッチング電源
の一実施形態の電気的接続を示す回路図である。
の一実施形態の電気的接続を示す回路図である。
【図２】スイッチング制御回路が出力する制御信号のレ
ベル変化を示すタイミングチャートである。
ベル変化を示すタイミングチャートである。
【図３】昇圧チョッパ型スイッチング電源の従来技術を
示す回路図である。
示す回路図である。
１ 電池 ２ スイッチング制御回路 ７ 直流出力 Ｃ３ 平滑用コンデンサ Ｄ３ 第１のダイオード Ｄ４ 第２のダイオード Ｌ１ 第１のインダクタ Ｌ２ 第２のインダクタ Ｑ１ 第１のスイッチング素子 Ｑ２ 第２のスイッチング素子
Claims (1)
- 【請求項１】 一方の端子がプラス入力に接続された第
１のインダクタと、 そのアノードが第１のインダクタの他方の端子に接続さ
れた第１のダイオードと、 第１のインダクタの他方の端子と接地レベルとの接続を
開閉する第１のスイッチング素子と、 一方の端子が前記プラス入力に接続された第２のインダ
クタと、 そのアノードが第２のインダクタの他方の端子に接続さ
れ、そのカソードが第１のダイオードのカソードに接続
された第２のダイオードと、 第２のインダクタの他方の端子と接地レベルとの接続を
開閉する第２のスイッチング素子と、 一方の端子が第１のダイオードのカソードに接続され、
他方の端子が接地された平滑用コンデンサと、 第１のスイッチング素子の接続を閉じるときには、第２
のスイッチング素子の接続を開き、第２のスイッチング
素子の接続を閉じるときには、第１のスイッチング素子
の接続を開くスイッチング制御回路とを備え、 前記スイッチング制御回路は、第１のダイオードのカソ
ードの電圧が高くなるときにはスイッチング周期を短く
し、第１のダイオードの電圧が低くなるときにはスイッ
チング周期を長くすることを特徴とする昇圧チョッパ型
スイッチング電源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9040956A JPH10243640A (ja) | 1997-02-25 | 1997-02-25 | 昇圧チョッパ型スイッチング電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9040956A JPH10243640A (ja) | 1997-02-25 | 1997-02-25 | 昇圧チョッパ型スイッチング電源 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10243640A true JPH10243640A (ja) | 1998-09-11 |
Family
ID=12594951
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9040956A Pending JPH10243640A (ja) | 1997-02-25 | 1997-02-25 | 昇圧チョッパ型スイッチング電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10243640A (ja) |
Cited By (31)
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|---|---|---|---|---|
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| JP2008512982A (ja) * | 2004-09-07 | 2008-04-24 | フレクストロニクス エーピー，リミテッド ライアビリティ カンパニー | 電力供給システム、力率補正システム及び力率補正方法 |
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-
1997
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