TWI401867B - Phase shift control method of boost converter - Google Patents

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升壓型轉換器的相移控制方法
一種升壓型轉換器的相移控制方法，係驅動並聯式的升壓型轉換器確保其在臨界模式下工作的控制方法。
現今大部份的電源供應器或者電力適配器(adapter)都透過切換式的轉換器(converter)而提供調整電壓之功能，而最常見的為升壓型轉換器(Boost converter)，其用途除了調整電壓以外更可見於功因校正電路中，透過升壓調變輸入電力的功率因數；請參閱圖1，圖1所示為一並聯式升壓轉換器的電路基本架構，透過一整流單元1連接一輸入端101取得一輸入電力並將其調變為直流後，透過該升壓型轉換器2調變為一調變電力輸出至一電力轉換單元3，並由該電力轉換單元3將該調變電力轉換為該電源供應器或電力適配器之輸出電力；而上述升壓型轉換器2為並聯式之轉換器係包含一主儲能迴路以及一副儲能迴路，其中該主儲能迴路包含一主儲能線圈21串聯一二極體26，並於該主儲能線圈21與該二極體26之間連接一可控的第一開關單元23，該副儲能迴路包含一副儲能線圈22串聯一二極體27，且該副儲能線圈22與該二極體27之間連接一可控的第二開關單元24；其中該升壓型轉換器2更包含一控制單元25產生一第一驅動訊號以驅動該第一開關單元23以及一第二驅動訊號以驅動該第二開關單元24，依據該第一開關單元24的導通或截止將流經該主儲能線圈21的主 迴路電流(Imaster )區分為電流上升的一主迴路充電時距以及電流下降的一主迴路放電時距，同樣的，該第二開關單元24亦將流經該副儲能線圈22的副迴路電流(Islave )區分為電流上升的一副迴路充電時距以及電流下降的一副迴路放電時距，並且該控制單元25令該第一驅動訊號與該第二驅動訊號具有相異的輸出時序，亦即令該第一、第二開關單元23、24的導通時序錯開之驅動方式。
而上述之驅動方式稱為交錯式(interleave)的控制，因此常稱為交錯並聯式升壓轉換器，而該驅動方式又更分為兩種：移相導通法以及移相關斷法；其中移相導通法形成的電流波形與控制脈波時序如圖2所示，圖2的上半部示出流經該主儲能線圈21的主迴路電流(Imaster )以及流經該副儲能線圈22的副迴路電流(Islave )，該主迴路電流(Imaster )與該副迴路電流(Islave )方向已標示於圖1中，而圖2下半部則表示對應該主迴路電流與該副迴路電流的第一驅動訊號與該第二驅動訊號，在研究電流波形之前，我們必須作出以下的定義，當一個驅動訊號的高、低準位變換的那一時間點定義為「時序」，時序的定義幫助我們了解該第一、第二開關單元23、24的導通或截止時間點，而該第一、第二開關單元23、24導通或截止的持續時間長度稱為「時距」，時距的定義可幫助我們分析某個狀態持續的時間長度；其中移相導通法的特點在於該第一驅動訊號於偵測到該主儲能線圈21零電流時輸出，經過一固定的充電時距(TON )後截止，該第二驅動訊號的導通時序與該第一驅動訊號的導通時序具有一時間差，假設該第一驅動訊號的充電 時距共長TS，而下一個週期中第二驅動訊號的導通時序則設定與該第一驅動訊號相差TS/2，只要下一週期中該第一驅動訊號輸出後，該控制單元25固定間隔TS/2的時間後則輸出該第二驅動訊號；而移相導通法之缺失也是來自於該第一、第二驅動訊號的導通時序具有固定的時間差，由於該第二驅動訊號的輸出時序是依據該第一驅動訊號產生的時序加上一固定的時間差，而非判斷該副儲能線圈的電流，因此該第二驅動訊號輸出時該副儲能線圈22可能仍有電流或者電流早已停止，使該副儲能線圈22工作於連續電流模式或不連續電流模式，而非我們所期望的臨界模式。
而移相關斷法的電流與驅動訊號波形可見於圖3，圖3的上半部示出流經該主儲能線圈21的主迴路電流(Imaster )以及流經該副儲能線圈22的副迴路電流(Islave )，圖3下半部則表示對應該主迴路電流與該副迴路電流的第一驅動訊號與該第二驅動訊號，該第一驅動訊號的輸出時序與移相導通法相同，但該控制單元25則判斷該副儲能線圈22的零電流時間點作為輸出該第二驅動訊號的時序，而該第二驅動訊號截止時序則依據該第一驅動訊號的截止時序加上一時間差而得到；雖然移相關斷法可確保該轉換器工作於臨界狀態，可是副儲能迴路的導通時序係依據偵測該副迴路電流下降至零電流而決定，並非直接受控，當該轉換器在接設負載使主迴路電流波動或者輸入電力變動而造成電力浮動時，該副儲能迴路的實際截止時序則與理想截止時序之間存在一導通誤差時距ΔT(如圖4所示)，如此將導致 在升壓型轉換器2輸出的電流中產生了次諧波振盪的現象，經過理論推導以及實驗數據驗證當該第二開關單元24工作週期的空佔比D(Duty ratio)小於0.5時會產生次諧波振盪的現象，且於圖4中可見該副迴路電流將產生忽大忽小的波動，嚴重時將造成副迴路電流完全失序，使該轉換器效率低落或無法運作。
由於移相導通法難以控制其工作在臨界模式，因此移相關斷法產生次諧波振盪的缺失必須改善以提高並聯式升壓轉換器工作的效率。
由於該移相關斷法應用於交錯並聯式升壓轉換器具有上述次諧波振盪的缺失，若不改善將產生副迴路電力失控的現象，因而本案之目的即在於提供一種控制方法以驅動交錯並聯式升壓轉換器，令該主儲能迴路正常運作以外，更控制該副儲能迴路得以修正其工作的時序以降低導通誤差時距ΔT所產生的失控現象。
本發明提供一種升壓型轉換器的相移控制方法，其中該升壓型轉換器具有一主儲能迴路以及至少一並聯於該主儲能迴路的副儲能迴路，且通過該主儲能迴路的一主迴路電流具有一主迴路充電時距以及一主迴路放電時距，通過該副儲能迴路的一副迴路電流具有一副迴路充電時距以及一副迴路放電時距，該相移控制方法包括：A、判斷該主迴路電流到達一零電流判斷值以下時啟始該主迴路充電時 距令該主迴路電流上升；B、於該主迴路充電時距結束後啟始該主迴路放電時距，於判斷該主迴路電流下降到達該零電流判斷值時形成一完整週期，並啟始下一週期之主迴路充電時距；C、依據該副迴路電流前一週期的峰值而計算該副迴路電流下降到達該零電流判斷值的一理想切換時序，並判斷該副迴路電流到達該零電流判斷值，而取得啟始該副迴路充電時距之一實際切換時序，以及取得該理想切換時序與該實際切換時序兩者相差的一導通誤差時距；D、由該導通誤差時距與該主迴路充電時距之函數而決定該週期中該副迴路充電時距；藉由上述之方法透過取得該導通誤差時距以計算該副迴路充電時距，如此可改變切換為副迴路放電時距的時序，藉此避免下一週期的導通誤差時距擴大，更進一步避免該副迴路電流產生次諧波振盪之問題。
本案為一種升壓型轉換器的相移控制方法及實施電路，應用於電源供應器中的交錯並聯式升壓型轉換器(以下簡稱為升壓型轉換器2)如圖5所示，該電源供應器連接一輸入端101，一整流單元1與連接該輸入端101取得一輸入電力並整流輸出至一升壓型轉換器2，並經由該升壓型轉換器2調變後送至該電力轉換單元3調變為額定之輸出電力送至一輸出端102；其中該升壓型轉換器2具有一主儲能迴路以及至少一並聯於該主儲能迴路的副儲能迴路， 該主儲能迴路與副儲能迴路各別包含一儲能線圈21、22以及與一該儲能線圈21、22串聯之二極體26、27，並且該主儲能迴路連接一第一開關單元23於該儲能線圈21與該二極體26之間，該副儲能迴路連接一第二開關單元24於該儲能線圈22與該二極體27之間，並且該第一開關單元23之導通與截止令通過該主儲能迴路的一主迴路電流(Imaster )具有一主迴路充電時距以及一主迴路放電時距，該第二開關單元24令通過該副儲能迴路的一副迴路電流(Islave )具有一副迴路充電時距以及一副迴路放電時距；而本案所提供之控制方法包括：A、判斷該主迴路電流到達一零電流判斷值以下時啟始該主迴路充電時距令該主迴路電流上升；B、於該主迴路充電時距結束後啟始該主迴路放電時距，於判斷該主迴路電流下降到達該零電流判斷值時形成一完整週期，並啟始下一週期之主迴路充電時距；C、依據該副迴路電流前一週期的峰值而計算該副迴路電流下降到達該零電流判斷值的一理想切換時序，並判斷該副迴路電流到達該零電流判斷值，而取得啟始該副迴路充電時距之一實際切換時序，以及取得該理想切換時序與該實際切換時序兩者相差的一導通誤差時距(ΔTon )；D、由該導通誤差時距(ΔTon )與該主迴路充電時距之函數而決定該週期中該副迴路充電時距之時間長度；上述方法中，該副迴路充電時距是由該導通誤差時距(ΔTon )乘以一誤差常數再加上該主迴路充電時距而決定，且該主迴路充電時距為一固定的時間長度；為實施上述之控制方法，該升壓型轉換 器更包含一產生一第一驅動訊號驅動該第一開關單元23的控制單元25，以及一產生一第二驅動訊號驅動該第二開關單元24的校正與驅動單元28，由該控制單元25以及該校正與驅動單元28分別控制該第一、第二開關單元23、24，其中該控制單元25設定該零電流判斷值與該主迴路電流比對，並依據該主迴路電流是否到達該零電流判斷值而調變該第一驅動訊號以決定是否啟始該主迴路充電時距，該校正與驅動單元28設定該零電流判斷值與該副迴路電流比對，並依據該副迴路電流是否到達該零電流判斷值而調變該第二驅動訊號以決定是否啟始該副迴路充電時距，其中該校正與驅動單元28電性連接該控制單元25取得該第一驅動訊號，以得到該主迴路充電時距以及該主迴路電流放電之速度，並且該校正與驅動單元28依據該主迴路電流放電之速度而判斷該副迴路電流下降到達該零電流判斷值之理想切換時序，如此可令該校正與驅動單元28依據該理想切換時序以及啟始該副迴路充電時距之實際切換時序，進而取得該理想切換時序與該實際切換時序兩者相差的導通誤差時距(ΔTon )，更進一步利用該導通誤差時距(ΔTon )與該主迴路充電時距而決定該週期中該副迴路充電時距之時間長度。
上述之控制方法可用數學表示式來應證，數學式的推導以及對應之波形圖請一併參閱圖6，圖6中包含副迴路電流的一理想波形91、一未校正波形92以及一已校正波形93，其中該理想波形91即為假設電路中無任何電流波 動的理想狀態，因此該副儲能迴路充電與放電的時序不會有誤差，該未校正波形92則為具有導通誤差時距(ΔTon )的波形，由於該未校正波形92的副迴路充電時距並未經過校正，使得該未校正波形92與理想波形91相比更具有一截止誤差時距(ΔToff )；其中我們先求得該副迴路電流的上升斜率(以Sr 代表)以及下降斜率(以Sf 代表)：Sr =Uin /L‧‧‧‧(1)
Sf =(Uin -Uo )/L‧‧‧‧(2)
其中Uin 表示流過該副迴路電流之電流峰值；Uo 表示副迴路電流之最低值；L代表該週期之時間長度；如果我們欲將下一週期的導通誤差時距(ΔTon ’)縮小，則令：| ΔTon ’/ΔTon |=Uin /(Uo -Uin )<1‧‧‧‧(3)則(1)式與(2)式代入(3)式可得到Uin <0.5Uo ‧‧‧‧(4)(4)式代表當Uin 小於0.5Uo 時導通誤差時距(ΔTon )是收斂的，即可避免發生次諧波震盪，但Uin 大於0.5Uo 時則如圖4一般發生次諧波震盪；但以本案之控制方法以該導通誤差時距(ΔTon )與該主迴路充電時距之函數而決定該副迴路充電時距，可用下列數學式來驗證：Ton_slave =ΔTon +Ton_master ‧‧‧‧(5) 其中：(5)式所產生的Ton_slave 代表該未校正波形92的副迴路充電時距；(5)式中的Ton_master 代表該未校正波形92的主迴路充電時距；ΔTon 為該導通誤差時距；將(3)式代入(5)式可得：| ΔTon ’|=| ΔTon |‧Uin /(Uo -Uin )‧‧‧‧(6)如果要讓ΔTon ’=0則必須將Ton_siave控制為下列之算式：Ton_slave =Ton_master +ΔTon -ΔToff =D‧ΔTon +Ton_master ‧‧‧‧(7)
其中D=Ton /Ton +Toff ；而(7)式可依據(4)式進一步推導出該週期中該副迴路充電時距之時間長度可表示為：Ton_slave =k‧ΔTon +Ton_master ‧‧‧‧(8)
其中Ton_slave 為副迴路充電時距；k為一誤差常數；Ton_master 為主迴路充電時距；其中誤差常數k與副迴路充電時距的關係請參閱圖7以及圖8，圖7中包含了一理想波形91，以及一對應圖8中k1的校正波形921、一對應圖8中k2的校正波形922、 一對應圖8中k3的校正波形923、一對應圖8中k4的校正波形924以及一對應圖8中k5的校正波形925；對照圖7以及圖8可知，當0<k<2D時，| ΔTon ’/ΔTon |<1，亦即控制0<k<2D即可令ΔTon收斂，使下一週期的導通誤差時距縮小，本案可使用PI或PID控制器(proportional-integral controller或proportional-integral-derivative controller)來實施該校正與驅動單元28以控制該導通誤差時距ΔTon 收斂，使得該副迴路電流受到波動影響時，下一週期的導通誤差時距可縮小而避免不可控的次諧波振盪，其中，上述的PI以及PID控制器為電子控制領域中具有通常知識者所熟知者，在此不再贅述其運作原理以避免混淆本案之技術特徵。
透過上述之控制方法可令該副迴路充電時距的長短依據該誤差時距以及該主迴路充電時距而調整，且該主迴路充電時距為一固定的時間長度，因此該副迴路充電時距主要是依據該導通誤差時序作一相對應的調變，以避免該導通誤差時序不斷擴大而造成電流失控。
雖然本發明已以較佳實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何熟習此技藝者，在不脫離本發明之精神和範圍內，而所作之些許更動與潤飾，皆應涵蓋於本發明中，因此本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。
綜上所述，本發明較習知之控制方增增進上述功效，應已充分符合新穎性及進步性之法定創新專利要件，爰依 法提出申請，懇請 貴局核准本件發明專利申請案，以勵創作，至感德便。
101‧‧‧輸入端
102‧‧‧輸出端
1‧‧‧整流單元
2‧‧‧升壓型轉換器
21、22‧‧‧儲能線圈
23‧‧‧第一開關單元
24‧‧‧第二開關單元
25‧‧‧控制單元
26、27‧‧‧二極體
28‧‧‧校正與驅動單元
3‧‧‧電力轉換單元
91‧‧‧理想波形
92‧‧‧未校正波形
93‧‧‧已校正波形
921、922、923、924、925‧‧‧校正波形
圖1為習知並聯式升壓轉型轉換器之電路結構圖。
圖2為透過習知移相導通法控制之電流波形示意圖。
圖3為透過習知移相關斷法控制之電流波形示意圖。
圖4為習知移相關斷法而形成次諧波振盪之電流波形示意圖。
圖5為實施本案控制方法之電路結構圖。
圖6為本案控制方法之電流調變示意圖。
圖7為本案控制方法中誤差常數與電流調變之關係示意圖。
圖8為該誤差常數與之關係示意圖。
91‧‧‧理想波形
92‧‧‧未校正波形
93‧‧‧已校正波形

Claims (8)

  1. 一種升壓型轉換器的相移控制方法，其中該升壓型轉換器具有一主儲能迴路以及至少一並聯於該主儲能迴路的副儲能迴路，且通過該主儲能迴路的一主迴路電流具有一主迴路充電時距以及一主迴路放電時距，通過該副儲能迴路的一副迴路電流具有一副迴路充電時距以及一副迴路放電時距，該相移控制方法包括：A、判斷該主迴路電流到達一零電流判斷值以下時啟始該主迴路充電時距令該主迴路電流上升；B、於該主迴路充電時距結束後啟始該主迴路放電時距，於判斷該主迴路電流下降到達該零電流判斷值時形成一完整週期，並啟始下一週期之主迴路充電時距；C、依據該副迴路電流前一週期的峰值而計算該副迴路電流下降到達該零電流判斷值的一理想切換時序，並判斷該副迴路電流到達該零電流判斷值，而取得啟始該副迴路充電時距之一實際切換時序，以及取得該理想切換時序與該實際切換時序兩者相差的一導通誤差時距；D、由該導通誤差時距與該主迴路充電時距之函數而決定該週期中該副迴路充電時距。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之升壓型轉換器的相移控制方法，其中該副迴路充電時距是由該導通誤差時距乘以一誤差常數再加上該主迴路充電時距而決定。
  3. 如申請專利範圍第1項所述之升壓型轉換器的相移控制方法，其中該主迴路充電時距為一固定的時間長度。
  4. 如申請專利範圍第1項所述之升壓型轉換器的相移控制方法，其中實施該方法的電路包含一連接該主儲能迴路的第一開關單元、一連接該副儲能迴路的第二開關單元、一產生一第一驅動訊號驅動該第一開關單元的控制單元以及一產生一第二驅動訊號驅動該第二開關單元的校正與驅動單元，其中該控制單元設定該零電流判斷值與該主迴路電流比對，並依據該主迴路電流是否到達該零電流判斷值而調變該第一驅動訊號以決定是否啟始該主迴路充電時距，該校正與驅動單元設定該零電流判斷值與該副迴路電流比對，並依據該副迴路電流是否到達該零電流判斷值而調變該第二驅動訊號以決定是否啟始該副迴路充電時距。
  5. 如申請專利範圍第4項所述之升壓型轉換器的相移控制方法，其中該校正與驅動單元依據該主迴路電流放電之速度判斷該副迴路電流下降到達該零電流判斷值之理想切換時序。
  6. 如申請專利範圍第5項所述之升壓型轉換器的相移控制方法，其中該校正與驅動單元電性連接該控制單元取得該第一驅動訊號，以得到該主迴路充電時距以及該主迴路電流放電之速度。
  7. 如申請專利範圍第4項所述之升壓型轉換器的相移控制方法，其中該主儲能迴路與副儲能迴路各別包含一儲能線圈以及與一該儲能線圈串聯之二極體，其中該第一、第二開關單元則連接於該主儲能迴路與副儲能迴路的儲能 線圈與二極體之間。
  8. 如申請專利範圍第1項所述之升壓型轉換器的相移控制方法，其中決定該週期中該副迴路充電時距的函數可表示為Ton_slave =k‧ΔTon +Ton_master ，其中Ton_slave 為副迴路充電時距，k為一誤差常數，Ton_master 為主迴路充電時距。
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