JP2005006402A - スイッチングレギュレータの駆動方法 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】比較部13は直流出力電圧VOを分圧したkVOと基準電圧Vrを比較し、kVO<Vrのときイネーブル信号ENを出力し、kVO≧Vrのときディスエーブル信号DISを出力する。PWM回路14は信号ENによって定電流回路を動作し、ランプ波を発生する。このランプ波の振幅と一定電圧Vcを比較し、ランプ波の振幅が一定電圧Vcに達すると、クロック信号の立ち上がりによってセットされたR−Sフリップフロップをリセットする。また、ランプ波の振幅がクロック信号のパルス幅内で一定電圧Vcに達しない時には、このフリップフロップをクロック信号の立ち下がりでリセットする。そしてこのフリップフロップのセット出力端子から入力電圧Vinによってパルス幅変調されたスイッチング信号SWを出力し、DC−DCコンバータ12のトランジスタ126をスイッチング駆動する。
【選択図】 図1
Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、DC−DCコンバータやDC−ACインバータのスイッチングレギュレータの駆動方法に関する。
【0002】
【従来の技術】
例えば、DC−DCコンバータからなるスイッチングレギュレータは、図7に示すように、直流電圧Vinを出力する直流電源1にDC−ACインバータ2を接続し、このDC−ACインバータ2に整流・平滑回路3を接続したものが知られている。DC−ACインバータ2は、トランジスタからなるスイッチング素子とトランスやコイルやキャパシタ等のエネルギー蓄積素子等を設け、スイッチング素子を高周波スイッチング動作させることでエネルギー蓄積素子を駆動し交流電圧を出力する。整流・平滑回路3はDC−ACインバータ2から出力される交流電圧を整流し、さらに平滑して所望の直流電圧VOを出力する。
【0003】
このようなスイッチングレギュレータは、スイッチング素子とエネルギー蓄積素子との接続の仕方によって動作が異なり、例えば、エネルギー蓄積素子としてコイルを使用した場合は、非絶縁型で降圧、昇圧或は昇降圧のDC−DCコンバータが実現でき、また、エネルギー蓄積素子としてトランスを使用した場合は、絶縁型フォワード、フライバックDC−DCコンバータやプッシュプル、ハーフ・ブリッジ、或はフル・ブリッジDC−ACインバータが実現できる。
【0004】
このようなスイッチングレギュレータ、例えば、DC−DCコンバータを制御する方法として、パルス幅変調(以下、PWMと称する。)方式や間欠動作方式が知られている。PWM方式は、図8に示すように、出力電圧VOと所望の電圧Vrとの差ΔVO(=VO−Vr)を一定振幅の鋸歯状波vsと比較し、これによってパルス幅変調された信号をスイッチング素子のスイッチング信号とするものであり、フィードバック制御方式になっている。このようなフィードバック制御方式によるDC−DCコンバータの直流出力電圧VOは、一般に次のように表される。
【0005】
VO=K1・f(d)・Vin …(1)
ここで、K1は比例定数、Vinは入力直流電圧、f(d)は時比率(デューティ比)dの関数で、τをスイッチング信号の周期、τonをスイッチング素子のオン時間とすると、
d=τon/τ …(2)
で与えられる。因みに、スイッチングレギュレータで多用されているトランスを用いた連続モードフライバック方式では、
K1=Ns/Np …(3)
f(d)=d/(1−d) …(4)
となる。ここで、NpとNsはそれぞれトランスの1次及び2次の巻線数である。
【0006】
このPWM方式はスイッチング信号の一周期毎に出力電圧の制御を行うので、即応性に優れているが、出力電圧VOが所望の電圧Vrよりも高い場合でも回路は常に動作しているので、次に述べる間欠動作方式に比較して電力交換効率が低い。もう一つの問題点は小型化にある。近年、電源の小型化が強く要望されており、この要望に応える有力な手段はスイッチング周波数を高くし、これによってコイル、トランス或はキャパシタを小さくすることである。しかしながら、スイッチング素子であるトランジスタの立ち上がり時間、立ち下がり時間、遅延時間は有限であるため、スイッチング周波数を高くすると、広い範囲でデューティ比を制御することは困難になる。
【0007】
間欠動作方式は、図9にその原理を示すように、DC−DCコンバータの出力電圧VOが所望の電圧Vrよりも低い場合のみ、一定パルス幅のスイッチング信号によってスイッチング素子を駆動してコンバータを動作させる方式であり、この場合の出力電圧VOは次式で与えられる。
【0008】
VO=K2・Vin・D …(5)
ここで、K2は比例定数、Dは、
D=Ton/(Ton+Toff)=Ton/T …(6)
で、TonとToffはそれぞれDC−DCコンバータの動作期間と休止期間であり、T=Ton+Toffは間欠周期である。この方式は、VO>Vrの期間は回路が停止しているのでエネルギーはほとんど消費せず、従って、極めて高い電力変換効率が得られ、また、スイッチング信号のパルス幅は一定であるためスイッチング周波数を高くすることができるので、小型化にも有利である。このため、この間欠動作方式は省電力のスイッチングレギュレータに広く用いられている。
【0009】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、この間欠動作方式を、入力電圧Vinが広い範囲で変化する、トランスを用いたフライバック方式のスイッチングレギュレータに適用すると、以下に述べる問題が生じる。
【0010】
例えば、入力電圧範囲を、Vmin>Vin>Vmaxとすると、上記(6)式のDは、0<D≦1となるので、Vin=Vminのとき、D=1とすると、
K2=VO/Vmin …(7)
となり、DはVin=Vmaxの時に最小となる。すなわち、
Dmin=Vmin/Vmax …(8)
となる。従って、Vin=VmaxでVmax>>Vminの場合、Tonは短く、Toffは極めて長くなるので、出力のリップル電圧は極めて大きくなる。また、この場合の間欠動作周波数f=1/Tは往々にして可聴周波数となり、トランスの取付けによっては可聴音を発する。
【0011】
さらに、ピーク電力の問題がある。すなわち、Vin=VminでD=1のとき、フライバック方式では次の関係が成り立つ。
【0012】
PO=1/2η・Vmax 2/Lp・τon/τ …(9)
ここで、POは要求される出力電力、ηは電力変換効率、Lpはトランスの1次巻線のインダクタンス、τonはスイッチング素子のオン時間、τはスイッチング周期である。Vinが、Vin=Vmaxとなった場合、動作期間Tonにおける瞬時電力Piは、
Pi=1/2η・Vmax 2/Lp・τon/τ=PO(Vmax/Vmin)2 …(10)
となり、Vmax>>Vminの場合、極めて大きな瞬時電力、従って、極めて大きなピーク電流が流れることになり、入力電源としてバッテリを使用した場合にはその消耗を早めることになる。
【0013】
そこで、本発明は、入力電圧範囲を広くしても出力リップル電圧やピーク電力が大きくなることが無く、従って、入力電圧範囲を広くすることができ、しかも、スイッチング周波数の高周波化により小型化を図ることができるスイッチングレギュレータの駆動方法を提供する。
【0014】
【課題を解決するための手段】
本発明は、スイッチング素子、エネルギー蓄積素子、整流、平滑回路等を備え、スイッチング素子のスイッチング動作によって入力直流電圧を所望の直流電圧に変換するスイッチングレギュレータにおいて、入力直流電圧に応じてスイッチング素子を駆動するパルスの幅或は周波数を変調するフィードフォワード制御と、出力直流電圧を基準電圧と比較し、その結果をスイッチング素子に帰還するフィードバック制御とを組み合わせて、出力直流電圧を制御することにある。
【0015】
また、本発明は、入力直流電圧に応じてスイッチング素子を駆動するパルスの幅或は周波数を変調するフィードフォワード制御と、出力交流電圧を基準電圧と比較し、その結果をスイッチング素子に帰還するフィードバック制御とを組み合わせて、出力交流電圧を制御することにある。
【0016】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して説明する。なお、この実施の形態は、本発明をフライバック方式のDC−DCコンバータに適用したものについて述べる。
【0017】
図1に示すように、直流電源11にDC−DCコンバータ12の入力端子a,bを接続している。この直流電源11は、例えば、交流電源を整流し、平滑して得られる直流電源である。前記DC−DCコンバータ12は、キャパシタ121、抵抗122、ダイオード123からなるスナバ回路124とエネルギー蓄積素子であるトランス125とスイッチング素子であるトランジスタ126とで構成されたDC−ACインバータと、整流用ダイオード127と平滑用キャパシタ128とで構成された整流・平滑回路129によって構成されている。
【0018】
すなわち、前記入力端子a,b間に、トランス125の1次巻線を介してトランジスタ126を接続し、前記トランス125の1次巻線にスナバ回路124を並列に接続している。そして、前記トランス125の2次巻線に、ダイオード127を介してキャパシタ128を並列に接続し、そのキャパシタ128の両端を端子c,dに接続している。前記端子c,dは出力端子e,fにそれぞれ接続している。
前記入力端子a,bと端子c,dとの間に、比較部13を接続し、また、前記入力端子a,bにPWM(パルス幅変調)回路14を接続している。
【0019】
前記比較部13は、図2に示すように、端子c,d間に抵抗131,132の直列回路を接続し、抵抗131と抵抗132との接続点をコンパレータ133の反転入力端子(−)に接続している。前記コンパレータ133の非反転入力端子(+)には、基準電圧源134から基準電圧Vrが印加されている。そして、前記端子cとコンパレータ133の出力端子との間にフォトカプラ135の発光ダイオード135Dを接続している。
【0020】
前記比較部13は、また、入力端子a,b間に抵抗136を介して前記フォトカプラ135のホトトランジスタ135Tを接続すると共にD型フリップフロップ137を接続している。そして、前記抵抗136とホトトランジスタ135Tとの接続点をD型フリップフロップ137のD入力端子に接続している。前記D型フリップフロップ137はD入力端子がハイレベルのときにクロック入力端子にクロック信号CLKが入力するとQ出力端子からハイレベルなイネーブル信号ENを出力し、D入力端子がローレベルのときにクロック信号CLKが入力すると/Q出力端子からハイレベルなディスエーブル信号DISを出力するようになっている。
【0021】
前記PWM回路14は、図3に示すように、一定パルス幅で一定周期のクロック信号CLKを発生するクロック発生部141と、R−Sフリップフロップ142と、定電流回路143とキャパシタ144と制御用トランジスタ145からなり、キャパシタ144の両端間から鋸歯状波を発生する鋸歯状波発生部を設けている。
【0022】
また、一定電圧Vcを発生する電圧発生源146と、前記鋸歯状波発生部からの鋸歯状波を非反転入力端子(+)に入力し、前記電圧発生源146からの一定電圧Vcを反転入力端子(−)に入力して比較し、鋸歯状波電圧が一定電圧Vcに達するまでは出力をローレベルとし、鋸歯状波電圧が一定電圧Vcに達すると出力をハイレベルに反転するコンパレータ147とを設けている。
【0023】
そして、前記クロック発生部141からのクロック信号CLKを前記R−Sフリップフロップ142のS入力端子に入力すると共に、反転回路148で反転し、さらに2入力オアゲート149を介して前記R−Sフリップフロップ142のR入力端子に入力している。また、前記コンパレータ147の出力を、前記2入力オアゲート149を介して前記R−Sフリップフロップ142のR入力端子に入力している。
【0024】
また、前記クロック発生部141からのクロック信号CLKを前記比較部13におけるD型フリップフロップ137のクロック入力端子(CLK)に供給している。
前記比較部13からのイネーブル信号ENを、定電流回路143を構成するトランジスタのゲートに入力し、前記比較部13からのディスエーブル信号DISをR−Sフリップフロップ142のR入力端子に入力している。
【0025】
前記鋸歯状波発生部は、ハイレベルなイネーブル信号ENが定電流回路143に入力すると動作し、キャパシタ144を充電することでそのキャパシタ144の両端子間からランプ波s(t)を発生するようになっている。
【0026】
このような構成においては、直流電源11が投入されると、DC−DCコンバータ12、比較部13及びPWM回路14は動作を開始する。この動作において、PWM回路14のクロック発生部141は図4の(a)に示すように、一定パルス幅、一定周期のクロック信号CLKを発生する。このクロック信号CLKは比較部13のD型フリップフロップ137のクロック入力端子(CLK)に入力される。また、このクロック信号CLKはその立ち上がりでR−Sフリップフロップ142をセットする。
【0027】
比較部13は、図4の(b)に示すように、DC−DCコンバータ12から出力される直流電圧VOを抵抗131,132で分圧した電圧kVOをコンパレータ133に入力し、基準電圧Vrと比較する。そして、kVO<Vrのときコンパレータ133の出力はハイレベルとなって発光ダイオード135Dの発光は停止し、kVO≧Vrのときコンパレータ133の出力はローレベルとなつて発光ダイオード135Dは発光する。
【0028】
D型フリップフロップ137は発光ダイオード135Dの発光が停止している時にクロック信号CLKが入力するとD入力端子に入力するハイレベル状態をセットしQ出力端子出力をハイレベル、/Q端子出力をローレベルにし、また、発光ダイオード135Dが発光している時にクロック信号CLKが入力するとD入力端子に入力するローレベル状態をセットしQ出力端子出力をローレベル、/Q端子出力をハイレベルにする。こうして、D型フリップフロップ137のQ出力端子からは図4の(c)に示すようなイネーブル信号ENが出力され、PWM回路14の定電流回路143を構成するトランジスタのゲートに入力され、また、D型フリップフロップ137の/Q出力端子からはディスエーブル信号DISが出力され、PWM回路14のR−Sフリップフロップ142のR入力端子に入力される。これにより、DC−DCコンバータ12から出力される直流電圧VOを基準電圧Vrと比較し、その結果を帰還するフィードバック制御が行われる。
【0029】
従って、イネーブル信号ENがハイレベル期間(Ton)、定電流回路143が動作してキャパシタ144を充電する。そして、クロック信号CLKがローレベルになった瞬間、制御用トランジスタ145はオン動作してキャパシタ144を瞬時に放電する。こうして、キャパシタ144から図4の(e)に示すようなランプ波s(t)が発生し、コンパレータ147に入力される。
【0030】
また、定電流回路143には図4の(d)に示すようなある程度脈流状になっている直流の入力電圧Vinが入力されるので、定電流回路143の電流値は入力電圧Vinによって変化する。すなわち、入力電圧Vinが大きい時にはランプ波のピーク値は大きく傾きは急になり、逆に入力電圧Vinが小さい時にはランプ波のピーク値は小さく傾きは緩やかになる。すなわち、ランプ波s(t)の傾きは入力電圧Vinの変化よって変化する。
【0031】
コンパレータ147はこのようなランプ波s(t)の電圧と電圧発生源146からの一定電圧Vcを比較し、ランプ波の振幅が一定電圧Vcに達すると、コンパレータ147の出力がハイレベルとなり、R−Sフリップフロップ142はリセットされる。また、ランプ波の振幅がクロック信号CLKのパルス幅内で一定電圧Vcに達しない時には、R−Sフリップフロップ142はクロック信号CLKの立ち下がりによってリセットされる。
【0032】
このようして、R−Sフリップフロップ142のセット出力端子からは、図4の(f)に示すように、入力電圧Vinによってパルス幅変調されたスイッチング信号SWが出力される。これにより、入力電圧に応じてトランジスタ126を駆動するためにパルス幅変調するフィードフォワード制御が行われる。そして、このスイッチング信号SWによってDC−DCコンバータ12のトランジスタ126がスイッチング駆動される。
【0033】
また、イネーブル信号ENがローレベル期間(Toff)においては定電流回路143の動作が停止されると共に、R−Sフリップフロップ142はディスエーブル信号DISによってリセットされる。これにより、R−Sフリップフロップ142からのスイッチング信号SWの出力が停止され、DC−DCコンバータ12は動作が停止される。
このような一連の動作を繰り返すことによって、比較部13とPWM回路14はkVO=VrとなるようにDC−DCコンバータ12を制御する。
【0034】
このように、DC−DCコンバータ12は、直流電源11からの入力直流電圧Vinを入力し、出力端子e(c),f(d)間に直流電圧VOを出力する。また、比較部13は入力直流電圧Vinと出力直流電圧VOを入力し、PWM回路14は入力直流電圧Vinを入力する。
【0035】
この構成のDC−DCコンバータ12の出力電圧VOは、
VO=K3・f(d)Vin・D …(11)
として表わすことができる。ここで、K3は定数で、K1と同様上記(3)式で与えられる。なお、トランスの代りにコイルを用いる非絶縁型DC−DCコンバータではK3=1となる。f(d)は、デューティ比dの関数で、dはVinの関数、Dは間欠動作におけるデューティ比で上記(6)式で与えられる。デューティ比を図5に示すように、入力電圧Vinによって変化させ、f(d)をdの単調減少関数とすれば、Vinとf(d)Vinの関系は図6に示すようになり、
{f(dmin)Vmax}/{f(dmax)Vmin}<Vmax/Vmin
…(12)
となる。上記(12)式は、入力電圧Vinが広い範囲で変化しても、DC−DCコンバータへの等価入力電圧f(d)Vinの範囲がPWMによって狭い範囲に限定されることを示している。従って、間欠動作周波数も狭い範囲に限定され、出力リップル電圧が大きくなることはなく、また、トランス125が可聴音を発生するおそれも無い。
【0036】
また、f(dmin)<1とすることができるので、DC−DCコンバータへの等価最大入力電圧f(dmin)VmaxはVmaxよりも小さくなるので、瞬時電力の問題も緩和され、ピーク電力が大きくなることはない。さらに、従来のPWM方式では入力電圧Vinの全範囲に亘ってスイッチング信号のパルス幅を精度よく制御する必要があったが、本方式では図5に示すようにその必要はなく、従って、スイッチング周波数の高周波化、それに伴う電源の小型化が実現できる。
【0037】
このように、DC−DCコンバータ12、比較部13、PWM回路14からなるスイッチングレギュレータは、入力電圧範囲を広くしても出力リップル電圧やピーク電力が大きくなることが無く、従って、入力電圧範囲を広くすることができ、しかも、スイッチング周波数の高周波化により小型化を図ることができる。
【0038】
なお、この実施の形態は、絶縁形のフライバック方式のDC−DCコンバータに適用したものについて述べたがこれに限定するものではなく、非絶縁型で降圧、昇圧或は昇降圧のDC−DCコンバータや絶縁型フォワードDC−DCコンバータなどにも適用できるものである。
【0039】
また、この実施の形態は、DC−DCコンバータ12を有するスイッチングレギュレータについて述べたがこれに限定するものではなく、例えば、整流・平滑回路129を省略したDC−ACインバータを有するスイッチングレギュレータにおいても適用できる。この場合は比較部内に整流・平滑回路を設ければ良い。その他、プッシュプル、ハーフ・ブリッジ、或はフル・ブリッジDC−ACインバータにも適用できるものである。
また、この実施の形態はパルス幅変調方式を使用したもについて述べたが、パルス幅変調方式に代えて周波数変調方式を使用してもよい。
【0040】
【発明の効果】
以上詳述したように本発明によれば、入力電圧範囲を広くしても出力リップル電圧やピーク電力が大きくなることが無く、従って、入力電圧範囲を広くすることができ、しかも、スイッチング周波数の高周波化により小型化を図ることができるスイッチングレギュレータの駆動方法を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の実施の形態を示す全体の回路図。
【図2】図1における比較部の具体的構成を示す回路図。
【図3】図1におけるPWM回路の具体的構成を示す回路図。
【図4】同実施の形態における各部の入力及び出力波形を示す図。
【図5】同実施の形態における入力電圧とデューティ比との関係を示すグラフ。
【図6】同実施の形態における入力電圧と等価入力電圧との関係を示すグラフ。
【図7】従来例を示すブロック図。
【図8】従来のPWM方式の原理を説明するための電圧波形図。
【図9】従来の間欠動作方式の原理を説明するための図。
【符号の説明】
11…直流電源、12…DC−DCコンバータ、13…比較部、14…PWM回路、125…トランス、126…トランジスタ、129…整流・平滑回路。
Claims (2)
- スイッチング素子、エネルギー蓄積素子、整流、平滑回路等を備え、前記スイッチング素子のスイッチング動作によって入力直流電圧を所望の直流電圧に変換するスイッチングレギュレータにおいて、
入力直流電圧に応じて前記スイッチング素子を駆動するパルスの幅或は周波数を変調するフィードフォワード制御と、出力直流電圧を基準電圧と比較し、その結果を前記スイッチング素子に帰還するフィードバック制御とを組み合わせて、出力直流電圧を制御するスイッチングレギュレータの駆動方法。 - スイッチング素子、エネルギー蓄積素子等を備え、前記スイッチング素子のスイッチング動作によって入力直流電圧を所望の交流電圧に変換するスイッチングレギュレータにおいて、
入力直流電圧に応じて前記スイッチング素子を駆動するパルスの幅或は周波数を変調するフィードフォワード制御と、出力交流電圧を基準電圧と比較し、その結果を前記スイッチング素子に帰還するフィードバック制御とを組み合わせて、出力交流電圧を制御するスイッチングレギュレータの駆動方法。
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