KR101343189B1 - 전력변환장치 및 그 제어방법 - Google Patents

전력변환장치 및 그 제어방법 Download PDF

Info

Publication number
KR101343189B1
KR101343189B1 KR1020127004898A KR20127004898A KR101343189B1 KR 101343189 B1 KR101343189 B1 KR 101343189B1 KR 1020127004898 A KR1020127004898 A KR 1020127004898A KR 20127004898 A KR20127004898 A KR 20127004898A KR 101343189 B1 KR101343189 B1 KR 101343189B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
phase
stn
switching elements
voltage
srp
Prior art date
Application number
KR1020127004898A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20120035945A (ko
Inventor
다카유키 후지타
겐이치 사카키바라
Original Assignee
다이킨 고교 가부시키가이샤
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 다이킨 고교 가부시키가이샤 filed Critical 다이킨 고교 가부시키가이샤
Publication of KR20120035945A publication Critical patent/KR20120035945A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101343189B1 publication Critical patent/KR101343189B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M7/219—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a bridge configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Rectifiers (AREA)
  • Ac-Ac Conversion (AREA)

Abstract

컨버터부(2)에는, 2개의 직류 링크부(L1, L2) 사이에 직렬 접속한 2개의 스위칭 소자(Srp, …, Stn)의 조(組를) 3조 배치하여, 직렬 접속의 각 접속 노드에 입력 3상 교류의 상을 1개씩 접속한다. 각각의 스위칭 소자(Srp, …, Stn)는, 바이폴라 구조를 포함한 트랜지스터로 구성한다. 또, 제어부(5)는, 입력 3상 교류의 1개의 상을 기준상으로 하여, 기준상과, 다른 각각의 상과의 선간 전압이 시분할로 2개의 직류 링크부(L1, L2)에 출력되도록, 각각의 스위칭 소자(Srp, …, Stn)를 제어한다. 그리고, 제어부(5)는, 스위칭 소자(Srp, …, Stn) 중, 역방향 바이어스가 인가되어 있는 것에 소정의 게이트 전압을 인가한다.

Description

전력변환장치 및 그 제어방법{POWER CONVERSION DEVICE AND CONTROL METHOD THEREFOR}
본 발명은, 교류전력으로부터 직류전력 또는 교류전력으로의 변환을 실행하는 전력변환장치 및 그 제어방법에 관한 것이다.
공기 조화기에서는, 압축기의 전동기로 전력을 공급하기 위해, 상용(商用) 교류전력을 소정의 교류전력으로 변환하는 전력변환장치가 이용되는 경우가 많다. 이와 같은 전력변환장치로는, 예를 들어, 교류전압으로부터 원하는 교류전력을 직접 얻는 방식의 직류형 교류전력 변환장치라 불리는 것이 있고, 그 대표 예로서, 이른바 매트릭스 컨버터(matrix converter)가 알려져 있다. 이 매트릭스 컨버터는, 상용 주파수에 의한 전압 맥동(脈動)을 평활하는 대형 콘덴서나 리액터(reactor)가 필요 없게 되므로, 전력변환장치의 소형화를 기대할 수 있어, 차세대 전력변환장치로서 최근 주목되고 있다(예를 들어, 특허문헌 1을 참조).
또, 이와 같은 전력변환장치에서는, 그 효율의 향상도 여러 가지 검토되고 있다. 예를 들어, 전력변환장치에서 이용되는 스위칭 소자에는, 역방향 바이어스에 대한 내압(耐壓)을 확보하기 위해, 역저지(逆沮止) 다이오드를 직렬 접속하는 경우가 있다. 그러나, 이와 같은 역저지 다이오드가 설치되어 있으면 도통(導通) 손실이 증대하므로, 고효율화의 장애가 된다. 이에 대해서는, 역저지 다이오드가 필요 없고, 스위칭 소자의 ON 전압 강하를 저감하는 것이 가능한 역저지 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)를 스위칭 소자로서 이용하는 것이 제안되어 있다(예를 들어, 비특허문헌 1을 참조).
[선행기술문헌]
[특허문헌]
특허문헌 1 : 일본 특허 제4135026호 공보
[비특허문헌]
비특허문헌 1 : 다케이 마나부(武井　學), 외 2명 "후지시보(富士時報)" vol. 75 No. 82002
그러나, 역저지 IGBT와 같은 바이폴라(Bipolar) 구조를 포함한 트랜지스터는, OFF 상태에서 역방향 바이어스가 인가되면, 그 전압이 클수록 누설전류가 커지는 특성이 있고, 그 특성은 스위칭 소자의 온도가 높을수록 현저하게 된다. 즉, 역저지 IGBT의 채용에 의해 도통저항이 저감했다 하더라도, 반드시 전력변환장치의 고효율화를 도모할 수 있다라고 할 수는 없다. 그리고, 이는 직접형 교류전력 변환장치 뿐만 아니라, 교류전력을 받아 직류전력을 출력하는 컨버터 회로에서도 마찬가지라 할 수 있다.
본 발명은 상기 문제에 착안하여 이루어진 것이며, 바이폴라 구조를 포함한 트랜지스터를 이용한 전력변환장치에서, 이 스위칭 소자의 누설전류를 저감하는 것을 목적으로 한다.
상기 과제를 해결하기 위해, 제 1 발명은, 2개의 출력선(L1, L2) 사이에 직렬 접속한 2개의 스위칭 소자(Srp, …, Stn)의 조(組)를 3조 가지며, 상기 직렬 접속에 있어서 각 접속 노드(node)에 입력 3상 교류의 상(相)이 1개씩 접속된 컨버터부(2)와, 상기 입력 3상 교류의 1개의 상을 기준상으로 하여, 상기 기준상과, 다른 각각의 상과의 선간(線間) 전압이 시분할로 상기 2개의 출력선(L1, L2)에 출력되도록, 스위칭 소자(Srp, …, Stn)의 온오프(ON/OFF)를 제어하는 제어부(5)를 구비하고, 각각의 스위칭 소자(Srp, …, Stn)는, 바이폴라 구조를 포함한 트랜지스터로 구성되며, 상기 제어부(5)는, 상기 스위칭 소자(Srp, …, Stn) 중, 역방향 바이어스가 인가되어 있는 스위칭 소자(Srp, …, Stn)에 소정의 게이트 전압을 인가하는 것을 특징으로 한다.
이 구성에서는, 스위칭 소자(Srp, …, Stn)의 스위칭에 의해 입력 3상 교류가 직류전압으로 변환된다. 이 경우, 이들 스위칭 소자(Srp, …, Stn) 중에는 역방향 바이어스가 인가되게 되는 스위칭 소자가 존재한다. 컨버터부(2)의 각 스위칭 소자(Srp, …, Stn)는, 바이폴라 구조를 포함한 트랜지스터로 구성되며, 일반적으로 역방향 바이어스가 인가된 스위칭 소자는 누설전류가 발생한다. 이에 반해, 이 전력변환장치에서는, 역방향 바이어스가 인가된 상태에서 게이트 전압을 인가하면 누설전류가 저감되는, 바이폴라 구조를 포함한 트랜지스터의 특성을 이용하여, 상기 누설전류의 저감을 도모한다. 구체적으로는, 역방향 바이어스가 인가된 스위칭 소자에 대해, 제어부(5)에 의해 게이트 전압을 인가한다. 그리고, 이와 같이 역방향 바이어스가 인가된 스위칭 소자(Srp, …, Stn)에 게이트 전압을 인가하여도, 각 스위칭 소자(Srp, …, Stn)를 역저지 IGBT로 구성하거나, 역저지 다이오드를 부가하거나 하면, 2개의 출력선(L1, L2) 사이가 단락하는 일은 없다.
또, 제 2 발명은, 제 1 발명의 전력변환장치에 있어서, 상기 기준상은, 상기 입력 3상 교류를 2개의 상(相) 전압이 양으로, 나머지 상 전압이 음으로 되는 기간인 섹터와, 2개의 상 전압이 음으로, 나머지 상 전압이 양으로 되는 기간인 섹터로 나눈 각각의 섹터에서 전압의 절대값이 최대가 되는 상을 섹터별로 선택한 것이며, 상기 기준상 이외의 상에 있어서 전압의 절대값이 큰 쪽의 상을 최대상(最大相)으로 한 경우에, 상기 제어부(5)는, 적어도 상기 최대상의 순방향 바이어스가 인가된 스위칭 소자(Srp, …, Stn)를 소정의 통류비(通流比)(drt, dst)에 의해 온오프 제어하는 것을 특징으로 한다.
이 구성에 의해, 직류전압 성분에 교류전압 성분이 중첩된, 2가지 레벨의 직류전압이 출력된다.
또, 제 3 발명은, 제 2 발명의 전력변환장치에 있어서, 상기 제어부(5)에서 상기 온오프 제어의 대상은, 상기 최대상의 스위칭 소자(Srp, …, Stn) 만인 것을 특징으로 한다.
이 구성에서는, 1개의 상의 스위칭 소자를 스위칭 할(즉, 1상만을 변조한다) 뿐이며, 직류전압 성분에 교류전압 성분이 중첩된, 2레벨의 직류전압이 출력된다. 그리고, 스위칭 동작을 실행하지 않는 스위칭 소자에는 소정의 게이트 전압이 인가된다.
또, 제 4 발명은, 제 2 발명의 전력변환장치에 있어서, 상기 기준상 및 상기 최대상 이외의 상을 중간상(中間相)으로 한 경우에, 각 섹터의 일부 기간은, 상기 순방향 바이어스가 인가되어 있는 스위칭 소자(Srp, …, Stn)와, 상기 중간상에 대응한 스위칭 소자(Srp, …, Stn) 중 전류가 유출되는 측의 스위칭 소자(Srp, …, Stn)를, 소정의 통류비(drt, dst)에 의해 상보적(相補的)으로 온오프 제어하고, 나머지 기간은, 상기 순방향 바이어스가 인가되어 있는 스위칭 소자(Srp, …, Stn)만을 소정의 통류비(drt, dst)로 온오프 제어하는 것을 특징으로 한다.
이 구성에서는, 1상만을 변조하는 스위칭 패턴과, 2상을 변조하는 스위칭 패턴의 2종류 스위칭 패턴의 동작이 가능해진다.
또, 제 5 발명은, 제 4 발명의 전력변환장치에 있어서, 상기 입력 3상 교류의 각 상에는, 필터 콘덴서(C11, C12, C13)가 설치되고, 상기 일부의 기간은, 상기 최대상에 대응한 필터 콘덴서(C11, C12, C13)의 전압보다 상기 중간상에 대응한 필터 콘덴서(C11, C12, C13)의 전압이 큰 기간을 포함하는 기간인 것을 특징으로 한다.
이 구성에서, 필터 콘덴서(C11, C12, C13)에는 캐리어 리플(carrier ripple)이 중첩된다. 때문에, 최대상과 중간상이 교체되는 위상각 부근에서는, 필터 콘덴서(C11, C12, C13)의 전압 크기가, 본래의 대소관계와는 역전되는 경우가 있다. 이 발명에서는, 이 대소관계가 역전된 기간에 2상 변조가 실행된다.
또, 제 6 발명은, 제 4 또는 제 5 발명의 전력변환장치에 있어서, 상기 일부의 기간은, 상기 입력 3상 교류의 위상각 30도분에 상당하는 기간인 것을 특징으로 한다.
이 구성에서는, 섹터의 정수(整數)분의 1 기간에서, 1상 변조와 2상 변조의 기간이 전환된다.
또, 제 7 발명은, 제 2 발명의 전력변환장치에 있어서, 상기 기준상 및 상기 최대상 이외의 상을 중간상으로 한 경우에, 상기 제어부(5)는, 상기 순방향 바이어스가 인가되어 있는 스위칭 소자(Srp, …, Stn)와, 상기 중간상에 대응한 스위칭 소자(Srp, …, Stn) 중 전류가 유출되는 측의 스위칭 소자(Srp, …, Stn)를, 소정의 통류비(drt, dst)에 의해 상보적으로 온오프 제어하는 것을 특징으로 한다.
이 구성에서는, 2상의 변조를 실행하면서, 다른 상의 역방향 바이어스가 인가된 스위칭 소자에 소정의 게이트 전압이 인가된다.
또, 제 8 발명은, 제 1에서 제 7 발명 중 어느 하나의 전력변환장치에 있어서, 상기 제어부(5)는, 상기 입력 3상 교류에 동기한 전원 동기신호(Vr)에 기초하여, 상기 입력 3상 교류의 각 상에 대응한 사다리꼴 파형의 전압 지령신호(Vr＊, Vs＊, Vt＊)의 경사영역을 구하는 사다리꼴 파형의 전압 지령 생성부(11)를 구비하고, 상기 제어부(5)는, 어느 하나의 상의 상기 전압 지령신호(Vr＊, Vs＊, Vt＊)를 이용하여, 각각의 스위칭 소자(Srp, …, Stn)의 게이트 신호를 생성하는 것을 특징으로 한다.
이 구성에서는, 상별로 전압 지령신호(Vr＊, Vs＊, Vt＊)를 이용하는 것이 아니라, 어느 하나의 상의 전압 지령신호(Vr＊, Vs＊, Vt＊)로부터 6개의 게이트 전압을 생성하므로, 제어부(30)를 간략화하는 것이 가능해진다.
또, 제 9 발명은, 제 1 발명에서 제 8 발명 중 어느 하나의 전력변환장치에 있어서, 상기 출력선(L1, L2)에 출력된 전력을 소정의 단상(單相)교류 또는 다상(多相)교류로 변환하는 인버터부(3)를 구비하는 것을 특징으로 한다.
이 구성에 의해, 입력 3상 교류를 직접적으로 원하는 교류전력으로 변환하는, 직접형 교류전력 변환장치로서 동작한다.
또, 제 10 발명은, 2개의 출력선(L1, L2) 사이에 직렬 접속한, 바이폴라 구조를 포함한 트랜지스터로 이루어지는 2개의 스위칭 소자(Srp, …, Stn)의 조를 3조 가지며, 상기 직렬 접속의 각 접속 노드에 입력 3상 교류의 상이 1개씩 접속된 컨버터부(2)를 가진 전력변환장치의 제어방법에 있어서, 상기 입력 3상 교류의 1개의 상을 기준상으로서 선택하는 선택 스텝과, 상기 기준상과, 다른 각각의 상과의 선간 전압이 시분할로 상기 2개의 출력선(L1, L2)에 출력되도록, 소정의 스위칭 소자(Srp, …, Stn)의 온오프 제어를 실행하는 제어 스텝과, 상기 온오프 제어 시에 역방향 바이어스가 인가되는 스위칭 소자(Srp, …, Stn)를 특정하는 역방향 바이어스 소자 특정 스텝과, 상기 역방향 바이어스 소자 특정 스텝에서 특정한 스위칭 소자(Srp, …, Stn)에, 상기 온오프 제어 시에 소정의 게이트 전압을 인가하는 게이트 전압 인가 스텝을 구비한 것을 특징으로 하는 제어방법이다.
제 1 발명에 의하면, 역방향 바이어스가 인가된 스위칭 소자에 게이트 전압을 인가하므로, 각 스위칭 소자(Srp, …, Stn)에, 바이폴라 구조를 포함한 트랜지스터를 채용하여도, 역방향 바이어스가 인가된 시의 스위칭 소자의 누설전류를 저감시키는 것이 가능해진다. 그리고, 역저지 IGBT를 채용한 경우에는, 종래 필요했던 역저지 다이오드가 필요 없게 되어, 도통 저항의 저감도 가능해진다.
또, 제 2 발명에 의하면, 2가지 레벨의 직류전압을 얻을 수 있으므로, 이들 직류전압을 이용하여, 원하는 교류전력을 용이하게 생성할 수 있다.
또, 제 3 발명에 의하면, 스위칭의 대상을 1개의 스위칭 소자로 한정함으로써, 누설전류의 저감효과를 최대한으로 이끌어내는 것이 가능해진다. 또, 1개의 스위칭 소자를 스위칭 하므로, 스위칭 제어가 용이해진다.
또, 제 4 발명에 의하면, 예를 들어, 1상 변조를 실행하는 기간은, 상기 누설전류의 저감이 가능해지며, 2상 변조를 실행하는 기간에, 예를 들어 상 전압의 대소관계가 본래의 관계로부터 역전한 경우에, 입력 3상 교류의 전류 왜곡을 개선하는 것이 가능해진다.
또, 제 5 발명에 의하면, 최대상과 중간상이 교체되는 위상각 부근에서의 입력 3상 교류의 전류 왜곡을 개선하는 것이 가능해진다.
또, 제 6 발명에 의하면, 섹터의 정수(整數)분의 1단위로 변조방법을 전환하므로, 용이한 제어가 가능해진다.
또, 제 7 발명에 의하면, 입력 3상 교류의 전류 왜곡을 보다 확실히 개선하면서, 누설전류의 저감도 가능해진다.
또, 제 8 발명에 의하면, 제어부(30)를 간략화 하는 것이 가능해지므로, 나아가 전력변환장치의 간략화, 소형화가 가능해진다.
또, 제 9 발명에 의하면, 이른바 직접형 교류전력 변환장치에 있어서, 상기 제 1 발명에서 제 8 발명의 효과를 얻는 것이 가능해진다.
또, 제 10 발명에 의하면, 역방향 바이어스가 인가된 스위칭 소자에 게이트 전압을 인가하므로, 각 스위칭 소자(Srp, …, Stn)로 바이폴라 구조를 포함한 트랜지스터를 채용하여도, 역방향 바이어스가 인가된 시 스위칭 소자의 누설전류를 저감시키는 것이 가능해진다. 그 결과, 도통 저항을 저감시킬 수 있는, 바이폴라 구조를 포함한 트랜지스터의 특성을 살려 컨버터부(2)의 저손실화를 도모하는 것이 가능해진다.
도 1은, 본 발명의 제 1 실시형태에 관한 매트릭스 컨버터의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 2는, 입력 3상 교류와 컨버터부가 출력하는 2가지 레벨의 직류전압을 설명하는 파형도이다.
도 3은, 제 1 실시형태에 관한 제어부의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 4는, 사다리꼴 파형 전압 지령신호의 파형을 나타내는 도이다.
도 5는, 섹터 1에서의 컨버터부 상태를 설명하는 도이다.
도 6은, 섹터 1의 위상각 30°∼60° 기간에, 매트릭스 컨버터에서 실행되는 PWM 변조를 설명하는 도이다.
도 7은, 섹터 1의 위상각 60°∼90° 기간에, 매트릭스 컨버터에서 실행되는 PWM 변조를 설명하는 도이다.
도 8은, 섹터 2에서의 컨버터부 상태를 설명하는 도이다.
도 9는, 제 1 실시형태에서의 각 상의 게이트 신호, 입력 3상 교류의 전압 및 입력 전류의 파형을 각각 나타내는 도이다.
도 10은, 변형예에 관한 제어부의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 11은, 기준상, 최대상 및 중간상의 천이(遷移) 상태와 사다리꼴 파형 전압 지령신호의 경사영역의 관계를 나타내는 도이다.
도 12는, 본 발명의 제 2 실시형태에 관한 제어부의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 13은, 모드 0에서 입력 3상 교류의 각 상의 전압 파형도이다.
도 14는, 모드 0에서 게이트 패턴의 전환상태 및 각 필터 콘덴서의 전압 파형을 나타내는 도이다.
도 15는, 제 2 실시형태에서 각 상의 게이트 신호, 입력 3상 교류 신호의 전압 및 필터 콘덴서 통과 후의 입력 전류의 파형을 각각 나타내는 도이다.
도 16은, 모드 0(30°∼60°)의 역전 기간에, 게이트 패턴 A, B 각각의 패턴에서 스위칭을 행한 경우의 상 전류의 파형을 모식적을 나타내는 도이다.
도 17은, 제 1 실시형태나 그 변형예에서의, 입력 3상 교류, r상, s상의 게이트 신호의 패턴(게이트 패턴 B), 및 필터 콘덴서 통과 후 입력전류의 파형을 각각 나타내는 도이다.
도 18은, 본 발명의 제 3 실시형태에 관한 제어부의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 19는, r상의 전압 파형, 스위칭 소자(Srp)에 대응한, 전류형 게이트 논리 변환부, 마스크 신호 생성부, 및 멀티플렉서(multiplexer)가 각각 출력하는 신호의 파형을 나타내는 도이다.
도 20은, 제 3 실시형태의 각 상의 게이트 신호, 입력 3상 교류의 전압 및 입력전류의 파형을 각각 나타내는 도이다.
이하, 본 발명의 실시형태에 대해 도면을 참조하면서 설명한다. 그리고, 이하의 실시형태는, 본질적으로 바람직한 예시이며, 본 발명, 그 적용물, 또는 그 용도의 범위를 제한하는 것을 의도하는 것은 아니다.
《제 1 실시형태》
《개요》
제 1 실시형태에서는, 본 발명의 전력변환장치의 일례로서, 매트릭스 컨버터의 예를 설명한다. 도 1은, 본 발명의 제 1 실시형태에 관한 매트릭스 컨버터(1)의 구성을 나타내는 블록도이다. 이 매트릭스 컨버터(1)는, 컨버터부(2), 인버터부(3), 클램프 회로(clamping circuit)(4), 제어부(5), 및 LC 필터회로(6)를 구비한다. 그리고, 매트릭스 컨버터(1)에는, 3상 교류전원(7)과 모터(8)가 접속되며, 3상 교류전원(7)이 출력하는 3상 교류(이하, 입력 3상 교류라 함)의 상 전압(Vr, Vs, Vt)을 컨버터부(2)에 의해, 직류전압 성분에 교류전압 성분이 중첩된 직류전압으로 변환하고, 그 직류전압을 인버터부(3)에 의해 3상 교류(이하, 출력 3상 교류라 함)로 변환하여 모터(8)로 공급하도록 구성된다. 이 모터(8)는, 예를 들어 공기조화기의 냉매회로에 설치된 압축기를 구동하는 것이다. 도 1에서는, 이 모터(8)를 3개의 코일(L21, L22, L23)과 3개의 저항(R21, R22, R23)이 3상 스타 결합된 부하로서 나타낸다.
《매트릭스 컨버터 각 부의 구성》
이하에서는, 매트릭스 컨버터(1)의 각 구성요소에 대해 상세하게 설명한다.
〈LC필터 회로(6)〉
LC필터 회로(6)는, 상기 입력 3상 교류의 각각의 상에 대응한 3개의 코일(L11, L12, L13)과 3개의 필터 콘덴서(C11, C12, C13)를 구비한 LC필터이다. 이 LC필터 회로(6)는, 컨버터부(2) 등의 스위칭 소자(후술)의 온오프 동작에 의해 발생하는 고주파 전류가 3상 교류전원(7)측으로 유입되는 것을 억제하기 위해 설치된다. 구체적으로, 이 예에서는, 3상 교류전원(7)의 상 전압(Vr)이 코일(L11)에, 상 전압(Vs)이 코일(L12)에, 상 전압(Vt)이 코일(L13)에 각각 입력된다.
〈컨버터부(2)〉
-개요-
컨버터부(2)는, 입력 3상 교류를 스위칭 소자(후술)로 스위칭하고, 2 레벨의 직류전압으로 변환하여 출력하도록 구성된다. 컨버터부(2)의 스위칭 제어부(5)가 제어한다.
도 2는, 입력 3상 교류와 컨버터부(2)가 출력하는 2레벨의 직류전압을 설명하는 파형도이다. 상세하게는, 도 2(A)가 입력 3상 교류의 각각의 상 전압(Vr, Vs, Vt)을 정규화한 파형도이며, (B)가 컨버터부(2)의 출력파형을 나타내는 도이다. 도 2(A)에 나타내듯이, 이들 상 전압(Vr, Vs, Vt)은, 2개의 상의 전압이 양이며 나머지 상의 전압이 음인 기간(이하, 섹터 1이라 함)과, 2개의 상의 전압이 음이며 나머지 상의 전압이 양인 기간(이하, 섹터 2라 함)이며, 섹터 1과 섹터 2는 위상각 60도마다 교대로 반복한다.
이 컨버터부(2)는, 출력하는 직류전압의 기준이 되는 상(이하, 기준상이라 함)을 섹터별로 선택하고, 기준상의 전압을 기준으로 한 나머지 2개의 상의 선간 전압을, 시분할로 각각 선택함으로써 2레벨의 직류전압을 출력하도록 구성된다. 구체적으로는, 기준상의 상 전압을 기준으로 하여, 나머지 2개의 상 중에서, 그 절대값이 큰 쪽의 상(이하, 최대상이라 함)과 기준상과의 선간 전압을 최대 전압(Emax)으로서 출력하고, 다른 한쪽의 상(이하, 중간상이라 함)과 기준상과의 선간 전압을 중간전압(Emid)으로서 출력한다.
본 실시형태에서, 상기 기준상은, 각 섹터에서 전압의 절대값이 최대가 되는 상이다. 예를 들어, 섹터 1에서, 전압의 절대값이 최대가 되는 상은 t상이며, t상이 기준상이다(도 2(A)를 참조). 또, 입력 3상 교류에서 기준상 이외의 2상은, 각 섹터에서, 전반의 위상각 30°분의 기간과 후반의 위상각 30°분의 기간에서 전압의 대소관계가 교체된다(도 2(A)를 참조). 즉, 섹터의 전반과 후반에서, 최대상이 되는 상과 중간상이 되는 상이 교체되게 된다. 예를 들어, 섹터 1의 위상각 30°∼60° 기간에는, 상 전압(Vr)이 상 전압(Vs)보다 높다. 즉, 위상각 30°∼60° 기간은 r상이 최대상이며, s상이 중간상이다. 한편, 섹터 1의 위상각 60°∼90° 기간에는, 상 전압(Vs)이 상 전압(Vr)보다 높다. 즉, 위상각 60°∼90° 기간은 s상이 최대상이며, r상이 중간상이다.
-구성-
본 실시형태의 컨버터부(2)는, 구체적으로는 도 1에 나타내듯이, 상측 암(arm)을 구성하는 3개의 스위칭 소자(Srp, Ssp, Stp)와, 하측 암을 구성하는 3개의 스위칭 소자(Srn, Ssn, Stn)를 구비한다. 본 실시형태에서는, 상측 및 하측 암의 각 스위칭 소자(Srp, …, Stn)를 단방향 스위칭 소자에 의해 구성한다. 보다 구체적으로는, 각 스위칭 소자(Srp, …, Stn)로서, 이른바 역저지 IGBT를 채용한다. 그리고, 도 1에서는, 컨버터부(2)의 각 스위칭 소자(Srp, …, Stn)의 콜렉터에 다이오드의 심벌이 기재되어 있으나, 실제로 이들 다이오드가 별개로 접속되는 것이 아니라, 이 도면은, 각 스위칭 소자(Srp, …, Stn)가 역방향의 전압을 저지하는 것을 모식적으로 나타낸다(이하, 다른 도면에서도 마찬가지임). 즉, 컨버터부(2)에서는, 이 역저지 IGBT의 채용에 의해 종래의 컨버터 회로에서는 필요했던 역저지 다이오드가 필요 없게 되고, 컨버터부(2)에서 도통손실의 저감을 기대할 수 있다.
구체적으로, 이 컨버터부(2)에서는, 상측 암의 스위칭 소자(Srp, Ssp, Stp)는, 이미터(emitter)측에서 병렬 접속된다. 한편, 하측 암의 스위칭 소자(Srn, Ssn, Stn)는, 콜렉터(collector)측에서 병렬 접속된다. 또, 상측 암의 스위칭 소자(Srp, Ssn, Stp)와 하측 암의 스위칭 소자(Srn, Ssn, Stn)와는 1대 1로 대응하고 있으며, 각 상측 암의 스위칭 소자(Srp, Ssp, Stp)의 콜렉터에는, 대응한 하측 암의 스위칭 소자(Srn, Ssn, Stn)의 이미터를 접속한다. 그리고, 이하에서는 상측 암의 스위칭 소자(Srp, Ssp, Stp)의 이미터측으로 이어지는 모선(母線)을 제 1 직류 링크부(L1)라 부르고, 하측 암의 스위칭 소자(Srn, Ssn, Stn)의 콜렉터측으로 이어지는 모선을 제 2 직류 링크부(L2)라 부르기로 한다. 이 제 1 및 제 2 직류 링크부(L1, L2)는, 본 발명의 출력선의 일례이다.
또, 도 1에 나타내듯이, 스위칭 소자(Srp)와 스위칭 소자(Srn)의 접속 노드에는, LC필터 회로(6)의 코일(L11)의 일단(一端)을 접속하고, 이 코일(L11)을 개재하여, 3상 교류전원(7)으로부터의 상 전압(Vr)을 입력한다. 또, 스위칭 소자(Ssp)와 스위칭 소자(Ssn)의 접속 노드에는 코일(12)을 개재하고, 3상 교류전원(7)으로부터의 상 전압(Vs)을 입력한다. 마찬가지로, 스위칭 소자(Stp)와 스위칭 소자(Stn)의 접속 노드에는, 코일(L13)을 개재하고, 3상 교류전원(7)으로부터의 상 전압(Vt)을 입력한다. 즉, 이 컨버터부(2)는, 제 1 직류 링크부(L1)와 제 2 직류 링크부(L2) 사이에 직렬 접속된 2개의 스위칭 소자(Srp, …, Stn)의 조를 3조 가지며, 직렬 접속의 각 접속 노드에 입력 3상 교류의 상이 1개씩 접속된다.
〈클램프 회로(4)〉
클램프 회로(4)는, 2개의 콘덴서(C1, C2)와, 3개의 다이오드(D1, D2, D3)를 구비한다. 이 클램프 회로(4)는, 콘덴서(C1)의 일단을 제 1 직류 링크부(L1)에 접속하고, 이 콘덴서(C1)의 타단(他端)에 다이오드(D1)의 애노드(anode)를 접속한다. 그리고, 이 다이오드(D1)의 캐소드(cathode)에는 콘덴서(C2)의 일단을 접속하고, 이 콘덴서(C2)의 타단은 제 2 직류 링크부(L2)에 접속한다.
또, 다이오드(D2)는, 이 애노드를 상기 다이오드(D1)의 캐소드에 접속하고, 다이오드(D2)의 캐소드는, 제 1 직류 링크부(L1)에 접속한다. 또, 다이오드(D3)는, 그 캐소드를 상기 다이오드(D1)의 애노드에 접속하고, 다이오드(D3)의 애노드는 제 2 직류 링크부(L2)에 접속한다.
〈인버터부(3)〉
인버터부(3)는, 컨버터부(2)가 출력한 직류전압을, 상 전압이 Vu, Vv, Vw인 출력 3상 교류로 변환하여 모터(8)로 공급하도록 구성된다. 구체적으로는, 본 실시형태의 인버터부(3)는, 도 1에 나타내듯이, 상측 암을 구성하는 3개의 스위칭 소자(Sup, Svp, Swp) 및 3개의 다이오드(Dup, Dvp, Dwp), 하측 암을 구성하는 3개의 스위칭 소자(Sun, Svn, Swn) 및 3개의 다이오드(Dun, Dvn, Dwn)를 구비한다. 이 인버터부(3)에서는, 상측 및 하측 암의 각 스위칭 소자(Sup, …, Swn)로 일반적인 IGBT를 채용한다.
그리고, 이 인버터부(3)에서는, 상측 암의 스위칭 소자(Sup, Svp, Swp)는, 콜렉터측에서 병렬 접속함과 동시에, 상기 제 1 직류 링크부(L1)에 접속한다. 또, 상측 암의 이들 스위칭 소자(Sup, Svp, Swp)는 콜렉터와 이미터 사이에, 다이오드(Dup, Dvp, Dwp)를 각각 역병렬 접속한다.
한편, 하측 암의 스위칭 소자(Sun, Svn, Swn)는, 이미터측에서 병렬 접속함과 동시에, 상기 제 2 직류 링크부(L2)에 접속한다. 또, 하측 암의 이들 스위칭 소자(Sun, Svn, Swn)는, 콜렉터와 이미터 사이에, 다이오드(Dun, Dvn, Dwn)를 각각 역병렬 접속한다.
또, 상측 암의 스위칭 소자(Sup, Svp, Swp)와 하측 암의 스위칭 소자(Sun, Svn, Swn)는, 1대 1로 대응하며, 상측 암의 각 스위칭 소자(Sup, Svp, Swp)의 이미터에는, 대응한 하측 암의 스위칭 소자(Sun, Svn, Swn)의 콜렉터를 접속한다.
그리고, 이 인버터부(3)에서는, 스위칭 소자(Sup)와 스위칭 소자(Sun)의 접속 노드로부터 상 전압(Vu)을 출력하고, 스위칭 소자(Svp)와 스위칭 소자(Svn)의 접속 노드로부터 상 전압(Vv)을 출력하고, 스위칭 소자(Swp)와 스위칭 소자(Swn)의 접속 노드로부터 상 전압(Vw)을 출력한다. 이들 상 전압(Vu, Vv, Vw)은, 상기 모터(8)로 공급된다.
〈제어부(5)〉
제어부(5)는, 컨버터부(2)와 인버터부(3)를 PWM 변조방식(Pulse Width Modulation)으로 각각 제어한다. 예를 들어 컨버터부(2)에 대해서는, 입력 3상 교류의 1개의 상을 기준상으로 하여, 기준상과 다른 각각의 상과의 선간 전압이 시분할로 제 1 및 제 2 직류 링크부(L1, L2)로 출력되도록, 스위칭 소자(Srp, …, Stn)의 온오프를 제어한다.
도 3은, 본 실시형태에 관한 제어부(5)의 구성을 나타내는 블록도이다. 동 도면에 나타내듯이, 제어부(5)는, 컨버터부(2)를 제어하는 컨버터 제어부(5a)와, 인버터부(3)를 제어하는 인버터부 제어부(5b)를 구비한다. 이 컨버터 제어부(5a)는, 사다리꼴 파형 전압지령 생성부(11), 비교부(12), 전류형 게이트 논리 변환부(13), 중간상 검출부(14), 캐리어 신호 생성부(15), 최대상 소자 검출부(16), 및 도통소자 선택부(17)를 구비하며, 중간상 검출부(14)와 캐리어 신호 생성부(15)를 인버터 제어부(5b)와 공용하도록 구성된다. 또, 인버터 제어부(5b)는, 출력전압지령 생성부(21), 연산부(22), 연산부(23), 비교부(24), 및 논리합 연산부(25)를 구비한다. 이하에서는, 제어부(5)의 각 구성요소에 대해 설명한다.
-사다리꼴 파형 전압지령 생성부(11)-
사다리꼴 파형 전압지령 생성부(11)는, 전원 동기신호(Vr)가 입력되고, 이 전원 동기신호(Vr)에 기초하여 사다리꼴 파형 전압지령 신호(Vr＊, Vs＊, Vt＊)의 경사영역의 값을, 입력 3상 교류의 각 상에 대응하여 생성하도록 구성된다. 여기서, 전원 동기신호(Vr)는, 입력 3상 교류 중 어느 한 상에 동기한 신호이다.
보다 구체적으로는, 본 실시형태의 사다리꼴 파형 전압지령 생성부(11)는, 다음 식에 기초하여 사다리꼴 전압지령 신호(Vr＊, Vs＊, Vt＊)의 경사영역의 값을 구하여 미리 표에 설정해 두고, 동작 시에 그 표를 이용하여 이 사다리꼴 파형 전압지령 신호(Vr＊, Vs＊, Vt＊)의 경사영역의 값을 출력한다.
<수식 1>
Figure 112012015221301-pct00001
여기서, 위상각(θ)은, 입력 3상 교류의 상 전압(Vr)에 동기한다.
도 4는, 사다리꼴 파형 전압지령신호(Vr＊, Vs＊, Vt＊)의 파형을 나타내는 도이다. 이들 사다리꼴 파형 전압지령신호(Vr＊, Vs＊, Vt＊)는, 컨버터부(2)의 각 상의 통류비(듀티비)를 나타낸다. 본 실시형태에서는, 통류비가 양인 경우에 컨버터부(2)의 상측 암이 도통하고, 통류비가 음인 경우에 하측 암이 도통한다.
-캐리어 신호 생성부(15)-
캐리어 신호 생성부(15)는, 캐리어 신호를 생성하도록 구성된다. 이 캐리어 신호는 삼각 파형의 신호이다.
-비교부(12)-
비교부(12)는, 사다리꼴 파형 전압지령 생성부(11)가 생성한 사다리꼴 파형 전압지령 신호(Vr＊, Vs＊, Vt＊)와, 캐리어 신호 생성부(15)가 생성한 캐리어 신호를 비교한다.
-전류형 게이트 논리 변환부(13)-
전류형 게이트 논리 변환부(13)는, 비교부(12)의 비교결과에 기초하여, 6개의 게이트 신호를 출력한다. 이들 게이트 신호는, 컨버터부(2)의 6개 스위칭 소자(Srp, …, Stn)의 게이트를 제어하기 위한 신호이다.
이 전류형 게이트 논리 변환부(13)는, 최대상 및 중간상의 각 스위칭 소자에 대해서는, 통류비(drt, dst)에 의해, 서로 상보적으로 온오프를 반복하도록 게이트 신호를 생성한다. 즉, 전류형 게이트 논리 변환부(13)는, 종래의 PWM 제어(예를 들어 특허문헌 1을 참조)용 신호를 생성한다. 이들 게이트 신호는, 도통소자 선택부(17)를 개재하여 컨버터부(2)의 각 스위칭 소자(Srp, …, Stn)에 입력된다.
-중간상 검출부(14)-
중간상 검출부(14)는, 상기 사다리꼴 파형 전압지령 신호(Vr＊, Vs＊, Vt＊)에 기초하여, 중간상의 통류비(drt, dst)를 검출한다.
-최대상 소자 검출부(16)-
최대상 소자 검출부(16)는, 전원동기신호(Vr)에 기초하여, 입력 3상 교류의 각 상 전압(Vr, Vs, Vt) 중에서 상기 최대상을 검출한다.
-도통소자 선택부(17)-
도통소자 선택부(17)는, 최대상 소자 검출부(16)의 검출결과에 기초하여, 최대상에 대응한 스위칭 소자(Srp, …, Stn) 중, 순방향 바이어스가 인가되어 있는 스위칭 소자의 게이트(제어단자)에 대해서는, 전류형 게이트 논리 변환부(13)의 출력을 그대로 인가하여, 최대상의 다른 한쪽의 스위칭 소자, 중간상에 대응한 스위칭 소자 및 기준상에 대응한 스위칭 소자에 대해서는, 전류형 게이트 논리 변환부(13)의 출력에 상관없이, 게이트로 소정의 게이트 전압을 인가한다. 즉, 본 실시형태의 제어부(5)는, 6개 스위칭 소자(Srp, …, Stn) 중, 역방향 바이어스가 인가되어 있는 스위칭 소자에 소정의 게이트 전압을 인가한다. 여기서, 소정의 게이트 전압이란, 스위칭 소자의 콜렉터·이미터 사이가 도통하는 전압과 동등한 전압이나, 누설전류값에 따라, 보다 낮은 전압 또는 높은 전압을 적절히 선택하는 것도 가능하다.
-출력전압 지령 생성부(21)-
출력전압 지령 생성부(21)는, 인버터부(3)에 대한 출력전압 지령신호(Vu＊, Vv＊, Vw＊)를 생성한다.
-연산부(22, 23)-
연산부(22)는, 상기 출력전압 지령신호(Vu＊, Vv＊, Vw＊)와 상기 통류비(drt, dst)에 기초하여,
drt＋dstV＊ (V＊ : 각 상의 전압벡터)를 출력한다.
또, 연산부(23)는, 상기 출력전압 지령신호(Vu＊, Vv＊, Vw＊)와 통류비(drt)에 기초하여,
drt(1－V＊ ) (V＊ : 각 상의 전압벡터)를 출력한다.
-비교부(24)-
비교부(24)는, 2개의 연산부(22, 23) 각각의 연산결과와, 캐리어 신호 생성부(15)가 생성한 캐리어 신호를 비교한다.
-논리합 연산부(25)-
논리합 연산부(25)는, 상기 비교부(24)의 비교결과에 기초하여, 게이트 신호를 출력한다. 이들 게이트 신호는, 인버터부(3)의 6개 스위칭 소자(Sup, …, Swn)를 온오프 제어하는 신호이다.
《매트릭스 컨버터(1)의 동작》
도 5는, 섹터 1의 컨버터부(2)의 상태를 설명하는 도이며, (A)는 컨버터부(2)의 주요부를 모식적으로 나타낸 등가(等價)회로도이고, (B)는 위상각 30°∼60° 기간의 상태를 나타내는 등가회로도이며, (C)는 위상각 60°∼90°기간의 상태를 나타내는 등가회로도이다. 이하에서는, 섹터 1을 위상각 30°∼60°의 기간과 위상각 60°∼90°기간으로 나누어, 매트릭스 컨버터(1)의 동작을 설명한다.
〈위상각 30°∼60° 기간〉
도 6은, 섹터 1의 위상각 30°∼60°의 기간에 있어서, 매트릭스 컨버터(1)에서 이루어지는 PWM 변조를 설명하는 도이다. 도 6에서, ts는 캐리어 주기, I(rt)는 전류지령, I(st)는 전류지령, drt, dst는 통류비, Idc는 DC링크 전류, V0, V4, V6은 전압지령, d0은 전압지령 V0에 대응하는 통류비, d4는 전압지령 V4에 대응하는 통류비이다.
또, Srp, Ssp, Stn은, 각각 컨버터부(2)의 스위칭 소자(Srp, Ssp, Stn)로의 게이트 신호이다. 또, Sup, Svp, Swp는, 인버터부(3)의 각각 상측 암의 스위칭 소자(Sup, Svp, Swp)로의 게이트 신호이며, Sun, Svn, Swn은, 각각 하측 암의 스위칭 소자(Sun, Svn, Swn)로의 게이트 신호이다. 이 도 6에서 알 수 있듯이, 매트릭스 컨버터(1)에서는, 삼각 파형의 캐리어 신호를 이용한다.
섹터 1의 이 기간에는 t상이 기준상이다(도 2(A)를 참조). 또, 이 기간에는 r상이 최대상이며, s상이 중간상이다. 이 경우, 제어부(5)는, 최대상, 즉 r상에 대응한 스위칭 소자(Srp)만을 상기 통류비(drt, dst)에 따라 온오프 제어하고, 컨버터부(2)의 그 밖의 스위칭 소자(Ssp, Stp, Srn, Ssn, Stn)에는, 상기한 소정의 게이트 전압을 인가한다(도 6을 참조). 그리고, 이 경우, t상(기준상)에 대응한 스위칭 소자(Stp)는, 소정의 접합용량을 가지므로, 도 5(B)에서는, 이 스위칭 소자(Stp)를 콘덴서(Ctp)로 나타낸다.
상기와 같이 각 스위칭 소자(Srp, …, Stn)가 제어되면, 스위칭 소자(Srp)의 콜렉터와 제 2 직류 링크부(L2) 사이의 전압이 최대전압(Emax)으로 된다. 한편, 스위칭 소자(Ssp)의 콜렉터와 제 2 직류 링크부(L2) 사이의 전압이 중간전압(Emid)으로 된다. 즉, 스위칭 소자(Ssp)에는 역방향 바이어스가 인가되게 된다. 스위칭 소자(Ssp)에 역방향 바이어스가 인가되어 있어도, 이 스위칭 소자(Ssp)는 단방향 스위치(구체적으로는 역저지 IGBT)로 구성되므로, 직류 링크부(L1, L2) 사이가 단락하는 일은 없다. 그리고, 최대전압(Emax)과 중간전압(Emid)은 전위차를 가지므로, 직류 링크부(L1, L2)에는 최대전압(Emax)만이 발생한다.
또, 도 5(B)에 나타나지 않은 스위칭 소자(Srn, Ssn, Stp)에 대해 보면, 이들 모두에 대해 역방향 바이어스가 인가되게 된다. 구체적으로는, 스위칭 소자(Srn)에 최대전압(Emax), 스위칭 소자(Ssn)에 중간전압(Emid), 스위칭 소자(Stp)에 최대전압(Emax) 또는 중간전압(Emid)이 각각 인가된다. 이들 스위칭 소자(Srn, Ssn, Stp)는 단방향 스위치이므로, 이들에 게이트 전압을 인가해도 전류는 흐르지 않는다.
이상과 같이, 최대상에서 순방향 전압이 인가된 스위칭 소자만을 상기 통류비(drt, dst)에 의해 온오프를 전환하고, 그 밖의 스위칭 소자는 소정의 게이트 전압이 인가된 상태로 고정함으로써, 직류전압 성분에 교류전압 성분이 중첩된 직류전압을 출력할 수 있다.
그리고, 컨버터부(2)가 출력한 직류전압은, 인버터부(3)에 입력된다. 이 인버터부(3)는, 상기 제어부(5)가 출력한 게이트 신호에 의해, 6개의 스위칭 소자(Sup, …, Swn)의 온오프가 제어된다. 이에 따라, 인버터부(3)는 소정의 교류전압을 모터(8)로 출력한다.
〈위상각 60°∼90°의 기간〉
섹터 1의 이 기간에도, t상이 기준상이다(도 2(A)를 참조). 한편, 이 기간의 최대상은 s상이며, 중간상은 r상이다. 도 7은, 섹터 1의 위상각 60°∼90°의 기간에, 매트릭스 컨버터(1)에서 실행되는 PWM 변조를 설명하는 도이다. 이 기간에, 제어부(5)는 도 7에 나타내듯이, 최대상, 즉 s상에 대응한 스위칭 소자(Ssp)만을, 상기 통류비(drt, dst)에 따라 온오프 제어하고, 컨버터부(2)의 그 밖의 스위칭 소자(Srp, Stp, Srn, Ssn, Stn)에 소정의 게이트 전압을 인가한다. 이 상태에서는, 스위칭 소자(Ssp) 이외의, 컨버터부(2)의 스위칭 소자에는 역방향 바이어스가 인가된다. 그리고, 컨버터부(2)의 각 스위칭 소자(Srp, …, Stn)는 단방향 스위치이므로, 역방향 바이어스가 인가된 스위칭 소자의 게이트 전압을 인가하여도 전류는 흐르지 않는다.
〈섹터 2의 동작〉
도 8은, 섹터 2의 컨버터부(2) 상태를 설명하는 도이고, (A)가 컨버터부(2)의 주요부를 모식적으로 나타낸 등가회로도이고, (B)가 위상각 90°∼120° 기간의 상태를 나타내는 등가회로도이며, (C)가 위상각 120°∼150° 기간의 상태를 나타내는 등가회로도이다. 이 매트릭스 컨버터(1)는, 섹터 2에서, 각 상 전압(Vr, Vs, Vt)의 관계에서, 기준상의 하측 암의 스위칭 소자를 상기 통류비(drt, dst)에 의해 온오프 제어하고, 그 밖의 스위칭 소자를, 소정의 게이트 전압이 인가된 상태로 고정한다. 그리고, 이 섹터 2에서도 위상각 30°마다, 최대상으로 되는 상과 중간상으로 되는 상이 교체되므로, 섹터 1에서 실행한 것과 마찬가지로, 30°마다 기간을 나누어 제어를 실행한다. 그리고, 본 실시형태의 매트릭스 컨버터(1)에서는, 상기와 마찬가지의 동작이 반복된다. 이 때의 각 상의 게이트 신호, 입력 3상 교류의 전압, 및 입력전류의 파형은 도 9와 같이 된다. 동 도면에 나타내듯이, 본 실시형태에서는, 어느 한 상의 한쪽 스위칭 소자가 소정의 통류비로 온오프 제어된다.
〈본 실시형태의 효과〉
역저지 IGBT는 콜렉터·이미터 사이에 역방향 바이어스가 인가되면, 비교적 큰 누설전류를 발생하나, 이와 같이 역방향 바이어스가 인가된 상태에서 게이트 전압을 인가하면, 누설전류가 저감하는 특성을 가지는 것이 알려져 있다. 이 점, 이 매트릭스 컨버터(1)에서는, 제어부(5)가, 역방향 바이어스가 인가된 스위칭 소자에, 소정의 게이트 전압이 인가되도록 제어하므로, 각 스위칭 소자(Srp, …, Stn)에 역저지 IGBT를 채용하여도, 역방향 바이어스가 인가된 시의 누설전류를 저감시키는 것이 가능해진다. 그리고, 역저지 IGBT를 채용한 결과, 종래 필요했던 역저지 다이오드가 필요 없게 되며, 컨버터부(2)의 도통저항의 저감도 가능해진다.
《제 1 실시형태의 변형예》
상기 제 1 실시형태의 변형예로서, 제어부의 다른 예를 설명한다. 도 10은, 본 변형예에 관한 제어부(30)의 구성을 나타내는 블록도이다. 제어부(30)는, 상기 제 1 실시형태에서의 제어부(5)의 컨버터 제어부(5a)의 구성을 변경한 것이다. 구체적으로 제어부(30)의 컨버터 제어부(30a)는, 비교부(12), 전류형 게이트 논리 변환부(13) 및 도통소자 선택부(17) 대신에, 도통소자 선택부(31), 비교부(32)를 구비한다.
비교부(32)는, 중간상 검출부(14)에서 구한 중간상의 통류비와, 캐리어 신호 생성부(15)의 출력을 비교하여 중간상의 통류비를 구하고, 그 결과를 도통소자 선택부(31)로 출력한다. 또, 본 변형예의 도통소자 선택부(31)는, 비교부(32)로부터 입력된 중간상의 통류비에 기초하여, 최대상의 통류비를 구하고, 각 스위칭 소자(Srp, …, Stn)에 대한 게이트 전압을 생성한다. 도 11은, 기준상, 최대상 및 중간상의 천이(遷移) 상태(모드 0, 모드 1, …)와, 사다리꼴 파형 전압지령신호(Vr＊, Vs＊, Vt＊)의 경사영역의 관계를 나타내는 도이다. 도 11에서 알 수 있듯이, 입력 3상 교류에서는, 기준상, 최대상, 및 중간상이 소정의 주기로 교체된다. 때문에, 어느 한 상에 대한 통류비를 알면, 다른 상의 통류비도 결정할 수 있다. 여기서, 이 도통소자 선택부(31)는, 최대상 소자 검출부(16)의 검출결과에 따라, 최대상에 대응한 스위칭 소자(Srp, …, Stn) 중, 순방향 바이어스가 인가되어 있는 스위칭 소자(Srp, …, Stn)의 게이트에 대해서는, 구한 통류비에 따라 게이트 전압을 인가하고, 최대상의 다른 한쪽의 스위칭 소자, 중간상에 대응한 스위칭 소자, 및 기준상에 대응한 스위칭 소자에 대해서는, 소정의 게이트 전압을 인가한다.
이와 같이, 1개의 상이 신호(통류비)만으로 6개의 게이트 전압을 생성함으로써, 컨버터 제어부(30a)를 간략화 하는 것이 가능해진다.
《제 2 실시형태》
제 2 실시형태에서는, 제어부의 다른 구성예를 설명한다. 도 12는, 본 발명의 제 2 실시형태에 관한 제어부(50)의 구성을 나타내는 블록도이다. 이 제어부(50)는, 컨버터 제어부(50a)와 인버터 제어부(5b)를 구비한다. 즉, 이 제어부(50)는, 컨버터 제어부(50a)의 구성이 제 1 실시형태와는 다르다. 본 실시형태의 컨버터 제어부(50a)는, 사다리꼴 파형 전압지령 생성부(11), 중간상 검출부(14), 캐리어 신호 생성부(15), 제 1 게이트 신호 생성부(51), 제 2 게이트 신호 생성부(52), 실렉터(selector)(53) 및 실렉터 제어부(54)를 구비한다. 여기서, 중간상 검출부(14) 및 캐리어 생성부(15)는, 인버터 제어부(5b)와 공용한다.
제 1 게이트 신호 생성부(51)는, 제 1 실시형태에서 각각 설명한 비교부(12)와 전류형 게이트 논리 변환부(13)를 구비하고, 전류형 게이트 논리 변환부(13)의 출력신호를 실렉터(53)로 출력한다. 즉, 제 1 게이트 신호 생성부(51)는, 종래의 PWM 제어(예를 들어, 특허문헌 1을 참조)용의 신호를 생성하여 실렉터(53)에 출력한다. 제 1 게이트 신호 생성부(51)가 출력하는 게이트 신호를 각 스위칭 소자(Srp, …, Stn)에 인가하면, 3상 교류의 2상이 변조된다.
또, 제 2 게이트 신호 생성부(52)는, 상기 변형예에서 설명한, 최대상 소자 검출부(16), 비교부(32), 및 도통소자 선택부(31)를 구비하고, 도통소자 선택부(31)의 출력을 실렉터(53)로 출력한다. 즉, 제 2 게이트 신호 생성부(52)는, 상기 변형예의 컨버터 제어부(30a)와 동일한 게이트 신호를 실렉터(53)에 출력한다. 따라서, 제 2 게이트 신호 생성부(52)가 출력하는 게이트 신호를 각 스위칭 소자(Srp, …, Stn)에 인가하면, 3상 교류의 1상이 변조된다. 그리고, 이하에서는, 제 1 및 제 2 게이트 신호 생성부(51, 52)가 각각 출력하는 게이트 신호의 패턴을, 각각 게이트 패턴 A, B라 한다.
실렉터(53)는, 실렉터 제어부(54)의 제어에 따라, 제 1 게이트 신호 생성부(51)로부터의 게이트 신호, 및 제 2 게이트 신호 생성부(52)로부터의 게이트 신호 중 어느 하나를 선택하여, 컨버터부(2)의 각 스위칭 소자(Srp, …, Stn)로 출력하도록 구성된다. 즉, 실렉터(53)로부터는, 게이트 패턴 A의 신호, 또는 게이트 패턴 B의 신호가 선택적으로 출력된다.
실렉터 제어부(54)는, 각 실렉터의 일부 기간은, 상기 실렉터(53)가 제 1 게이트 신호 생성부(51)의 출력을 선택하고, 나머지 기간은 제 2 게이트 신호 생성부(52)의 출력을 선택하도록 실렉터(53)를 제어한다. 이하에서는, 실렉터(53)가 제 1 게이트 신호 생성부(51)의 출력을 선택한 기간, 즉 게이트 패턴 A에서 제어되는 기간을 2상 변조기간이라 부르고, 제 2 게이트 신호 생성부(52)의 출력을 선택한 기간을 1상 변조기간이라 부르기로 한다. 이 2상 변조기간은, 순방향 바이어스가 인가되어 있는 스위칭 소자(Srp, …, Stn)와, 중간상에 대응한 스위칭 소자(Srp, …, Stn) 중 전류가 유출되는 측의 스위칭 소자(Srp, …, Stn)가, 소정의 통류비(drt, dst)에 의해 상보적으로 온오프 제어된다. 한편, 1상 변조기간은, 순방향 바이어스가 인가되어 있는 스위칭 소자(Srp, …, Stn)만이 소정의 통류비(drt, dst)에 의해 온오프 제어된다.
본 실시형태에서는, 상기 2상 변조기간(게이트 패턴 A에서 제어되는 기간)은, 최대상에 대응한 필터 콘덴서(C11, C12, C13)의 전압보다 중간상에 대응한 필터 콘덴서(C11, C12, C13)의 전압이 큰 기간을 포함하는 기간이다. 보다 구체적으로는, 입력 3상 교류의 중간상과 최대상이 교체되는 타이밍(위상각)을 중심으로 한 위상각 30°분의 기간이다.
〈제 2 실시형태의 매트릭스 컨버터의 동작〉
이하에서는, 예로서 모드 0의 동작을 설명한다. 도 13은, 모드 0의 입력 3상 교류의 각 상의 전압 파형도이다. 모드 0에서, 기준상은 t상이며, 전반의 기간에서는 r상이 최대상, s상이 중간상이며, 후반의 기간에서는 s상이 최대상, r상이 중간상이다(도 11을 참조). 종전의 도 9에서는, 예를 들어 위상각 30°∼90°(섹터 1)의 기간에 대응한다. 이 모드 0에서는, 도 13에 나타내듯이, 위상각 60°에서 중간상과 최대상이 교체된다.
도 14는, 모드 0의 게이트 패턴의 전환상태 및 각 필터 콘덴서(C11, C12, C13)의 전압 파형을 나타내는 도이다. 동 도면에 나타내듯이, 본 실시형태의 컨버터 제어부(50a)(보다 상세하게는 실렉터 제어부(54))는, 모드 0에서는, 위상각 45°에서 75°의 기간은, 게이트 신호를 게이트 패턴 A로 제어하고, 나머지 기간(위상각 30°에서 45°의 기간과 위상각 60°에서 90°의 기간)은, 게이트 패턴 B로 제어한다. 즉, 위상각 45°에서 75°의 기간은 2상 변조기간이며, 위상각 30°에서 45°의 기간과 위상각 60°에서 90°의 기간은 1상 변조기간이다. 그리고, 본 실시형태의 컨버터 제어부(50a)는, 다른 각 모드에 대해서도 마찬가지 스위칭 제어를 실행한다. 도 15는, 본 실시형태에 있어서 각 상의 게이트 신호, 입력 3상 교류의 전압, 및 필터 콘덴서 통과 후의 입력전류의 파형을 각각 나타내는 도이다.
도 14에 나타내듯이, 컨버터부(2)와 같은 전류형 컨버터 회로를 가진 전력변환장치에서, 필터 콘덴서(C11, C12, C13)는 캐리어 리플이 중첩된다. 그리고, 최대상과 중간상이 교체되는 위상각 부근에서는, 필터 콘덴서(C11, C12, C13)의 전압 크기가, 본래의 대소관계와 역전하는 기간(이하, 단지 역전기간이라 부름)이 존재한다. 이 예에서는, r상의 필터 콘덴서(C11)의 전압(Vrc)과, s상의 필터 콘덴서(C12)의 전압(Vsc)이 복수 개소에서 역전한다. 또, 이 예에서, 이들의 역전기간은, 중간상과 최대상이 교체되는 타이밍(위상각 60°)을 중심으로 한 위상각 30°분의 기간에 포함된다. 즉, 역전기간은, 게이트 패턴 A에서 스위칭이 실행된다.
〈제 2 실시형태의 효과〉
도 15(본 실시형태)를 도 9(제 1 실시형태)와 비교하면, 본 실시형태에서는, 입력 3상 교류의 전류 왜곡이 개선되고 있음을 알 수 있다. 이는, 다음에 설명하는 이유에 의한 것이다.
도 16은, 모드 0(위상각 30°∼60°)의 역전기간에, 게이트 패턴 A, B 각각의 패턴에서 스위칭을 실행한 경우 상 전류의 파형을 모식적으로 나타내는 도이다. 예를 들어, 게이트 패턴 A에서 스위칭을 실행하면, 모드 0에서는, 스위칭 소자(Srp)와 스위칭 소자(Ssp)가 상보적으로 스위칭된다. 이 때, 스위칭 소자(Ssp)를 ON으로 함으로써 최대상이 접속되고, OFF로 함으로써 중간상이 접속된다. 때문에, 도 16의 (A)에 나타내듯이, 상 전류(Irp, Isp, Itn)는 스위칭 소자(Srp)와 스위칭 소자(Ssp)를 상보적으로 흐른다.
한편, 게이트 패턴 B의 스위칭에서는, 상 전압(Vr)＞상 전압(Vs)의 관계가 유지되는 경우에는, 스위칭 소자(Ssp)를 ON으로 함으로써 최대상이 접속되며, OFF로 함으로써 중간상이 접속된다(도 5(B)를 참조). 때문에, 도 16(A)에 나타낸 것과 마찬가지로, 상 전류는 스위칭 소자(Srp)와 스위칭 소자(Ssp)를 상보적으로 흐른다. 그러나, 최대상과 중간상의 대소관계가 역전한 경우(도 14 참조)는, 스위칭 소자(Srp)를 흘러야 할 전류가, 상시 ON 상태인 스위칭 소자(Ssp)를 흐른다. 때문에, 도 16(B)에 나타내듯이, 스위칭 소자(Srp)의 전류가 결락(缺落)된다.
제 1 실시형태나 그 변형예에 있어서 게이트 패턴은 상시 게이트 패턴 B이므로, 제 1 실시형태나 그 변형예에서는, 이와 같은 전류의 결락이 일어날 수 있다. 도 17은, 제 1 실시형태나 그 변형예에 있어서, 입력 3상 교류, r상, s상의 게이트 신호의 패턴(게이트 패턴 B) 및 필터 콘덴서(C11, C12, C13) 통과 후 입력전류의 파형을 각각 나타내는 도이다. 이와 같이, 게이트 패턴 B만으로 스위칭을 실행하면, 필터 콘덴서 통과 후의 입력전류는, 최대상과 중간상이 전환되는 60°마다 왜곡이 커진다.
이에 반해, 본 실시형태에서는, 상기 역전기간을 포함한, 중간상과 최대상이 교체되는 타이밍(위상각)을 중심으로 한 위상각 30°분의 기간은, 게이트 패턴 A에서 스위칭(즉 2상 변조)을 실행한다. 그래서, 이 기간은 전류 파형의 왜곡 증대를 억제하는 것이 가능해진다. 또, 게이트 패턴 B에서 스위칭(즉 1상 변조)을 실행하는 기간에는, 제 1 실시형태나 변형예의 매트릭스 컨버터와 마찬가지로 역방향 바이어스가 인가된 스위칭 소자의 누설전류를 저감시키는 것이 가능해진다. 이와 같이, 본 실시형태에서는, 누설전류 저감의 효과와, 전류 파형의 왜곡 증대를 억제하는 효과를 밸런스 좋게 얻는 것이 가능해진다.
또, 본 실시형태에서는, 위상각 30° 단위로 게이트 패턴 A, B를 전환한다. 이 30°라는 값은 상기 섹터의 정수(整數)분의 1의 값이므로, 게이트 패턴의 전환제어를 보다 용이하게 실행할 수 있다. 물론, 2상 변조를 실행하는 기간(상기 예에서는 위상각 30°분의 기간)은, 예시이며, 다른 값으로 변경하는 것도 가능하다.
《제 3 실시형태》
도 18은, 본 발명의 제 3 실시형태에 관한 제어부(60)의 구성을 나타내는 블록도이다. 이 제어부(60)는, 컨버터 제어부(60a)와 인버터 제어부(5b)를 구비한다. 즉, 이 제어부(60)는, 컨버터 제어부(60a)의 구성이 제 1 실시형태와는 다르다. 본 실시형태의 컨버터 제어부(60a)는, 사다리꼴 파형 전압지령 생성부(11), 전류형 게이트 논리 변환부(13), 중간상 검출부(14), 캐리어 신호 생성부(15), 마스크 신호 생성부(61) 및 멀티플렉서(62)를 구비한다. 그리고, 중간상 검출부(14) 및 캐리어 신호 생성부(15)는, 인버터 제어부(5b)와 공용한다.
마스크 신호 생성부(61)는, 각 스위칭 소자(Srp, …, Stn)에 대응한 6개의 마스크 신호(S2)를 출력한다. 이 마스크 신호(S2)는, 변조시키는 상에 대응한 스위칭 소자(Srp, …, Stn)에 대해 High 레벨(이하, H레벨), 그 밖의 스위칭 소자(Srp, …, Stn)에 대해 Low 레벨(이하, L레벨)이 된다. 본 실시형태의 매트릭스 컨버터에서는, 상기 2상 변조를 실행하도록 구성되며, 마스크 신호 생성부(61)는, 변조에 관련되는 2개 스위칭 소자(Srp, …, Stn)에 대해 H레벨 신호를 출력하도록 구성된다.
도 19는, r상의 상 전압(Vr)(전압은 정규화되어 있다)의 파형, 스위칭 소자(Srp)에 대응한, 전류형 게이트 논리 변환부(13), 마스크 신호 생성부(61), 및 멀티플렉서(62)가 각각 출력하는 신호(S1, S2, S3)의 파형을 나타내는 도이다. 도 19에서는, 모드 4에서 모드 0의 기간을 도시한다. 이 예에서는, 스위칭 소자(Srp)에 대응한 마스크 신호(S2)는, 도 19에 나타내는 영역(A)(모드 4의 전반)과 영역(C)(모드 5의 전반)에서는 H레벨이 되고, 영역(B)(모드 4의 후반)과 영역(D)(모드 5의 후반에서 모드 0의 전 영역)에서는 L레벨이다.
또, 도 19의 S1은, 전류형 게이트 논리 변환부(13)가 출력하는 신호의 파형이다. 즉, S1은, 종래의 PWM 제어용 게이트 신호이다. 이 게이트 신호(S1)는, 스위칭 소자(Srp)에 변조 동작을 실행하지 못하게 하는 영역(D)에서는 L레벨이 된다. 이 게이트 신호(S1)와 마스크 신호(S2), 또 H레벨의 신호(도 19 중 High 신호)가, 멀티플렉서(62)에 입력된다.
이 멀티플렉서(62)는, 마스크 신호(S2)가 H 레벨인 경우에 게이트 신호(S1)를 선택하며, 마스크 신호(S2)가 L 레벨인 경우에, 상기 High 신호를 선택하고, 각 스위칭 소자(Srp, …, Stn)로 출력하도록 구성된다. 예를 들어, r상의 상측 암의 스위칭 소자(Srp)에 대해서는, 전류형 게이트 논리 변환부(13)가 출력한 스위칭 소자(Srp)용의 게이트 신호(S1) 또는 High 신호를, 상기와 같이 마스크 신호(S2)에 따라 선택하여 출력한다. 그리고, 게이트 신호(S1), 마스크 신호(S2), 게이트 신호(S3)의 각 신호에 대해서는, r상에 관한 것을 대표로 설명했으나 그 밖의 s상, t상에 대해서도 마찬가지이다.
〈제 3 실시형태의 동작〉
도 20은, 제 3 실시형태에 있어서 각 상의 게이트 신호, 입력 3상 교류의 전압 및 입력전류의 파형을 각각 나타내는 도이다. 본 실시형태의 컨버터 제어부(60a)에 의하면, 예를 들어, 모드 4에서는, 스위칭 소자(Srp)와 스위칭 소자(Stp)가 상보적으로 소정의 통류비로 온오프 동작을 실행하여, r상과 t상이 변조된다. 즉, 이 매트릭스 컨버터(1)에서는, 2상 변조가 이루어진다. 이 때, r상의 하측 암의 스위칭 소자(Srn), t상의 하측 암의 스위칭 소자(Stn) 및 s상의 2개의 스위칭 소자(Ssp, Ssn) 각각의 게이트에는, 멀티플렉서(62)에 의해 H레벨의 신호가 인가된다. 다른 모드에서도 마찬가지로 2상 변조를 실행하면서, 스위칭을 실행하지 않는 스위칭 소자(Srp, …, Stn)에 H레벨의 신호가 인가된다.
〈제 3 실시형태의 효과〉
이상과 같이, 본 실시형태에서는, 각 모드의 전역에 걸쳐 2상 변조가 이루어지므로, 입력전류의 왜곡을 상기 각 실시형태나 변형예보다, 더 작게 하는 것이 가능해진다. 게다가, 역방향 바이어스 상태의 스위칭 소자에는 소정의 게이트 전압이 인가되므로, 누설전류의 저감도 가능해진다.
《그 밖의 실시형태》
여기서, 전력변환장치는, 예를 들어, 인버터부(3)를 생략하고, 컨버터부(2)에 의해 상기 직류전압을 출력하는 장치로서 구성해도 된다.
또, 상기 스위칭 소자(Srp, …, Stn)에는, 역저지 IGBT 외에, 바이폴라 구조를 포함한 트랜지스터 등을 채용하는 것도 가능하다.
[산업상 이용 가능성]
본 발명은, 교류전력으로부터 직류전력 또는 교류전력으로의 변환을 실행하는 전력변환장치로서 유용하다.
1 : 매트릭스 컨버터(전력변환장치) 2 : 컨버터부
3 : 인버터부 5 : 제어부
11 : 사다리꼴 파형 전압지령 생성부
30, 50, 60 : 제어부
L1 : 제 1 직류 링크부(출력선)
L2 : 제 2 직류 링크부(출력선)
Srp, …, Stn : 스위칭 소자

Claims (10)

  1. 2개의 출력선(L1, L2) 사이에 직렬 접속한 2개의 스위칭 소자(Srp, …, Stn)의 조(組)를 3조 가지며, 상기 직렬 접속에 있어서 각 접속 노드(node)에 입력 3상 교류의 상이 1개씩 접속된 컨버터부(2)와,
    상기 입력 3상 교류의 1개의 조를 기준상(相)으로서, 상기 기준상과, 다른 각각의 상과의 선간(線間) 전압이 시분할로 상기 2개의 출력선(L1, L2)에 출력되도록, 스위칭 소자(Srp, …, Stn)의 온오프(ON/OFF)를 제어하는 제어부(5)를 구비하고,
    각각의 스위칭 소자(Srp, …, Stn)는, 바이폴라 구조를 포함한 트랜지스터로 구성되며,
    상기 제어부(5)는, 상기 스위칭 소자(Srp, …, Stn) 중, 역방향 바이어스가 인가되어 있는 스위칭 소자(Srp, …, Stn)에 소정의 게이트 전압을 인가함으로써 역방향 바이어스가 인가되어 있는 스위칭 소자에서의 누설전류를 억제하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 기준상은, 상기 입력 3상 교류를 2개의 상 전압이 양으로, 나머지 상 전압이 음으로 되는 기간인 섹터와, 2개의 상 전압이 음으로, 나머지 상 전압이 양으로 되는 기간인 섹터로 나눈 각각의 섹터에서 전압의 절대값이 최대가 되는 상을 섹터별로 선택한 것이며,
    상기 기준상 이외의 상에 있어서 전압의 절대값이 큰 쪽의 상을 최대상으로 한 경우에,
    상기 제어부(5)는, 적어도 상기 최대상의 순방향 바이어스가 인가된 스위칭 소자(Srp, …, Stn)를, 소정의 통류비(drt, dst)에 의해 온오프 제어하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  3. 청구항 2에 있어서,
    상기 제어부(5)에서 상기 온오프 제어의 대상은, 상기 최대상의 스위칭 소자(Srp, …, Stn)만인 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  4. 청구항 2에 있어서,
    상기 기준상 및 상기 최대상 이외의 상을 중간상으로 한 경우에,
    각 섹터의 일부 기간은, 상기 순방향 바이어스가 인가되어 있는 스위칭 소자(Srp, …, Stn)와, 상기 중간상에 대응한 스위칭 소자(Srp, …, Stn) 중 전류가 유출되는 측의 스위칭 소자(Srp, …, Stn)를, 소정의 통류비(drt, dst)에 의해 상보적(相補的)으로 온오프 제어하고, 나머지 기간은, 상기 순방향 바이어스가 인가되어 있는 스위칭 소자(Srp, …, Stn)만을 소정의 통류비(drt, dst)에 의해 온오프 제어하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  5. 청구항 4에 있어서,
    상기 입력 3상 교류의 각 상에는, 필터 콘덴서(C11, C12, C13)가 배치되고,
    상기 일부 기간은, 상기 최대상에 대응한 필터 콘덴서(C11, C12, C13)의 전압보다 상기 중간상에 대응한 필터 콘덴서(C11, C12, C13)의 전압 쪽이 큰 기간을 포함하는 기간인 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  6. 청구항 4에 있어서,
    상기 일부 기간은, 상기 입력 3상 교류의 위상각 30도분에 상당한 기간인 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  7. 청구항 2에 있어서,
    상기 기준상 및 상기 최대상 이외의 상을 중간상으로 한 경우에,
    상기 제어부(5)는, 상기 순방향 바이어스가 인가되어 있는 스위칭 소자(Srp, …, Stn)와, 상기 중간상에 대응한 스위칭 소자(Srp, …, Stn) 중 전류가 유출되는 측의 스위칭 소자(Srp, …, Stn)를, 소정의 통류비(drt, dst)에 의해 상보적으로 온오프 제어하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  8. 청구항 1에 있어서,
    상기 제어부(5)는, 상기 입력 3상 교류에 동기한 전원 동기신호(Vr)에 기초하여, 상기 입력 3상 교류의 각 상에 대응한 사다리꼴 파형의 전압 지령신호(Vr＊, Vs＊, Vt＊)의 경사영역을 구하는 사다리꼴 파형의 전압 지령신호 생성부(11)를 구비하고,
    상기 제어부(5)는, 어느 하나의 상의 상기 전압 지령신호(Vr＊, Vs＊, Vt＊)를 이용하여, 각각의 스위칭 소자(Srp, …, Stn)의 게이트 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  9. 청구항 1에 있어서,
    상기 출력선(L1, L2)으로 출력된 전력을 소정의 단상(單相)교류 또는 다상(多相)교류로 변환하는 인버터부(3)를 구비하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  10. 2개의 출력선(L1, L2) 사이에 직렬 접속한, 바이폴라 구조를 포함한 트랜지스터로 이루어지는 2개의 스위칭 소자(Srp, …, Stn)의 조를 3조 가지며, 상기 직렬 접속에서 각 접속 노드에 입력 3상 교류의 상이 1개씩 접속된 컨버터부(2)를 가진 전력변환장치의 제어방법에 있어서,
    상기 입력 3상 교류의 1개의 상을 기준상으로서 선택하는 선택 스텝과,
    상기 기준상과, 다른 각각의 상과의 선간 전압이 시분할로 상기 2개의 출력선(L1, L2)으로 출력되도록, 소정의 스위칭 소자(Srp, …, Stn)의 온오프 제어를 실행하는 제어 스텝과,
    상기 온오프 제어 시에 역방향 바이어스가 인가되는 스위칭 소자(Srp, …, Stn)를 특정하는 역방향 바이어스 소자 특정 스텝과,
    상기 역방향 바이어스 소자 특정 스텝에서 특정한 스위칭 소자(Srp, …, Stn)에, 상기 온오프 제어 시에 소정의 게이트 전압을 인가함으로써 역방향 바이어스가 인가되어 있는 스위칭 소자에서의 누설전류를 억제하는 게이트 전압 인가 스텝을 구비한 것을 특징으로 하는 전력변환장치의 제어방법.
KR1020127004898A 2009-08-26 2010-05-07 전력변환장치 및 그 제어방법 KR101343189B1 (ko)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JPJP-P-2009-195097 2009-08-26
JP2009195097 2009-08-26
PCT/JP2010/003144 WO2011024351A1 (ja) 2009-08-26 2010-05-07 電力変換装置、及びその制御方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20120035945A KR20120035945A (ko) 2012-04-16
KR101343189B1 true KR101343189B1 (ko) 2013-12-19

Family

ID=43627474

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020127004898A KR101343189B1 (ko) 2009-08-26 2010-05-07 전력변환장치 및 그 제어방법

Country Status (7)

Country Link
US (1) US8773870B2 (ko)
EP (1) EP2472708B1 (ko)
JP (1) JP4626722B1 (ko)
KR (1) KR101343189B1 (ko)
CN (1) CN102474192B (ko)
AU (1) AU2010288068B2 (ko)
WO (1) WO2011024351A1 (ko)

Families Citing this family (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102185504A (zh) * 2011-05-17 2011-09-14 成都芯源系统有限公司 电源电路及控制电源电路的方法
ES2616032T3 (es) * 2011-09-26 2017-06-09 Daikin Industries, Ltd. Procedimiento de control de convertidor de potencia
JP6138413B2 (ja) * 2011-11-10 2017-05-31 三菱重工業株式会社 モータ駆動装置
TWI568149B (zh) * 2012-07-12 2017-01-21 台達電子工業股份有限公司 電能轉換裝置及其控制方法
US9270198B2 (en) * 2013-03-12 2016-02-23 University Of Tennessee Research Foundation Control of parallel-connected current source rectifiers
JP5946880B2 (ja) * 2014-09-26 2016-07-06 ファナック株式会社 Ｌｃｌフィルタ保護機能を有するモータ制御装置
US20180266216A1 (en) * 2015-09-22 2018-09-20 Schlumberger Technology Corporation Downhole generator system
JP6383028B2 (ja) 2017-02-10 2018-08-29 ファナック株式会社 モータ駆動装置
JP6330209B1 (ja) 2017-10-30 2018-05-30 フェニックス電機株式会社 Ｌｅｄランプ、およびそれを備える照明装置
WO2019155539A1 (ja) * 2018-02-07 2019-08-15 日立ジョンソンコントロールズ空調株式会社 電力変換装置、並びにそれを用いたモータ駆動装置および冷凍機器
JP2019146301A (ja) * 2018-02-16 2019-08-29 本田技研工業株式会社 インバータ発電機

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2005210831A (ja) 2004-01-22 2005-08-04 Fuji Electric Holdings Co Ltd 電力制御装置
JP2006166582A (ja) 2004-12-07 2006-06-22 Fuji Electric Holdings Co Ltd 電力変換装置
JP2007312589A (ja) * 2006-04-20 2007-11-29 Daikin Ind Ltd 電力変換装置および電力変換装置の制御方法
JP2009106111A (ja) * 2007-10-24 2009-05-14 Daikin Ind Ltd 電力変換装置

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6324085B2 (en) 1999-12-27 2001-11-27 Denso Corporation Power converter apparatus and related method
JP3760774B2 (ja) 2000-11-13 2006-03-29 株式会社デンソー 電力変換装置及び多相負荷の駆動制御方法
JP3666432B2 (ja) 2001-09-20 2005-06-29 株式会社デンソー 電力変換装置及び多相負荷の駆動制御方法
DE10146527A1 (de) * 2001-09-21 2003-04-24 Siemens Ag Umrichter mit einem netz- und lastseitigen selbstgeführten Pulsstromrichter
JP3841282B2 (ja) * 2002-03-20 2006-11-01 株式会社安川電機 Ｐｗｍインバータ装置
US6995992B2 (en) * 2003-06-20 2006-02-07 Wisconsin Alumni Research Foundation Dual bridge matrix converter
JP4021431B2 (ja) * 2004-08-10 2007-12-12 ファナック株式会社 コンバータ装置、インバータ装置及びｄｃリンク電圧の制御方法
JP2007028860A (ja) * 2005-07-21 2007-02-01 Hitachi Ltd 電力変換装置及びこれを備えた鉄道車輌
US7518891B2 (en) * 2005-08-02 2009-04-14 Rockwell Automation Technologies, Inc. Auxiliary circuit for use with three-phase drive with current source inverter powering a single-phase load
WO2007123118A1 (ja) * 2006-04-20 2007-11-01 Daikin Industries, Ltd. 電力変換装置および電力変換装置の制御方法
JP4240141B1 (ja) * 2007-10-09 2009-03-18 ダイキン工業株式会社 直接形交流電力変換装置
JP5304192B2 (ja) * 2008-03-28 2013-10-02 ダイキン工業株式会社 電力変換装置

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2005210831A (ja) 2004-01-22 2005-08-04 Fuji Electric Holdings Co Ltd 電力制御装置
JP2006166582A (ja) 2004-12-07 2006-06-22 Fuji Electric Holdings Co Ltd 電力変換装置
JP2007312589A (ja) * 2006-04-20 2007-11-29 Daikin Ind Ltd 電力変換装置および電力変換装置の制御方法
JP2009106111A (ja) * 2007-10-24 2009-05-14 Daikin Ind Ltd 電力変換装置

Also Published As

Publication number Publication date
AU2010288068B2 (en) 2014-10-02
WO2011024351A1 (ja) 2011-03-03
AU2010288068A1 (en) 2012-03-29
US20120163045A1 (en) 2012-06-28
CN102474192A (zh) 2012-05-23
US8773870B2 (en) 2014-07-08
JP2011072175A (ja) 2011-04-07
EP2472708B1 (en) 2018-12-19
JP4626722B1 (ja) 2011-02-09
KR20120035945A (ko) 2012-04-16
EP2472708A1 (en) 2012-07-04
CN102474192B (zh) 2014-09-10
EP2472708A4 (en) 2017-01-04

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR101343189B1 (ko) 전력변환장치 및 그 제어방법
CA2929041C (en) Dc power-supply device and refrigeration cycle device
JP4534007B2 (ja) ソフトスイッチング電力変換装置
JP4957303B2 (ja) 交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法
KR101230720B1 (ko) 직접형 변환 장치 및 그 제어 방법
US8885377B2 (en) Matrix converter
US8711589B2 (en) Direct converting apparatus, method for controlling the same, and control signal generation device
EP2251968A1 (en) Method for detecting state quantity in power converter and power converter
JP2008061403A (ja) 同期整流装置
JPWO2018043367A1 (ja) 電力変換システム
KR102387744B1 (ko) Ac-ac 컨버터 회로
WO2016148163A1 (ja) インバータの制御装置
JP2004266972A (ja) 交流−交流電力変換装置
CN110546874B (zh) 电力转换系统
JP2012235557A (ja) 直流−交流変換回路及びこれを用いた電力変換装置
JP3873888B2 (ja) 交流−交流電力変換装置
JP2006230035A (ja) 電力変換装置とその駆動方法
JP4304862B2 (ja) 電力変換装置
JP2007330023A (ja) 電力変換装置及び圧縮機
JP5849632B2 (ja) 電力変換装置
CN107431445A (zh) 直流/交流系统互连装置及交流/交流系统互连装置
JP2008099508A (ja) 電力変換装置およびこれを用いた空気調和機
KR101245175B1 (ko) 공진형 인버터 장치
JP4150883B2 (ja) ３相電力変換装置
JP3969021B2 (ja) 電源装置及びスイッチング電源の制御方法

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20161122

Year of fee payment: 4

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20171120

Year of fee payment: 5

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20181129

Year of fee payment: 6

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20191120

Year of fee payment: 7