JP2012235557A - 直流−交流変換回路及びこれを用いた電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】直流電圧の大きさに応じて、フルブリッジとハーフブリッジをスイッチで切替える高周波インバータ回路では、いずれの回路でも、半導体スイッチの遮断時に高周波変圧器の一次巻線の電圧が大きく変化し、ノイズ発生量が大きい。
【解決手段】コンデンサ直列回路と、ダイオードを逆並列接続した半導体スイッチ素子を２個直列接続した第１及び第２の半導体スイッチ直列回路とを直流電源と並列接続し、コンデンサ直列回路内部の接続点と第1の半導体スイッチ直列回路内部の接続点との間に第１の双方向スイッチを、コンデンサ直列回路内部の接続点と第２の半導体スイッチ直列回路内部の接続点との間に第２の双方向スイッチを、各々接続し、第1の半導体スイッチ直列回路内部の接続点と第２の半導体スイッチ直列回路内部の接続点との間に高周波交流電圧を出力する。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流電圧を高周波の交流電圧に変換する直流−交流変換回路技術に関する。

図７に、特許文献１に記載された直流電圧を高周波の交流電圧に変換し、高周波変圧器で絶縁変換後、整流平滑後直流電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバータの回路と、その高周波変圧器一次巻線側の動作波形を示す。図７（ａ）は特許文献１の高周波変圧器の２次回路のダイオード整流回路をフルブリッジ回路に変更した直流−直流変換回路の構成である。

直流−交流変換回路は、直流電源Ｅｄと並列にコンデンサＣ１とＣ２とが直列接続されたコンデンサ直列回路と、ダイオードＤ１を逆並列接続した半導体スイッチ（ＩＧＢＴ）Ｓ１とダイオードＤ２を逆並列接続した半導体スイッチＳ２とが直列接続された第１の半導体スイッチ直列回路と、ダイオードＤ３を逆並列接続した半導体スイッチＳ３とダイオードＤ４を逆並列接続した半導体スイッチＳ４とが直列接続された第２の半導体スイッチ直列回路と、が並列接続される。第１の半導体スイッチ直列回路の内部接続点は高周波変圧器ＴＲの一次巻線の一方の端子及びにコンデンサ直列回路の内部接続点に切替スイッチＳ０を介して、第２の半導体スイッチ直列回路の内部接続点は高周波変圧器ＴＲの１次巻線の他方の端子に、各々接続される。

高周波変圧器ＴＲの２次巻線はダイオードＤ１〜Ｄ４で構成されたダイオード整流回路ＤＲの交流入力に、ダイオード整流回路ＤＲの直流出力はリアクトルＬｏと平滑コンデンサＣｏで構成されたフィルタ回路Ｆに、各々接続され、フィルタ回路Ｆの出力は負荷ＬＤに接続される。

このような構成において、直流電源Ｅｄの電圧が低い時には切替スイッチＳ０を開路し、直流電源Ｅｄの電圧が高い時には切替スイッチＳ０を閉路する。
切替スイッチＳ０を開路した状態では、高周波変圧器ＴＲの一次巻線には直流電源電圧そのものの電圧が、切替スイッチＳ０を閉路した状態では、高周波変圧器ＴＲの一次巻線には直流電源電圧の半分の電圧が、各々印加される。

切替スイッチＳ０を開路した状態では、フルブリッジ型の回路構成となる。図７（ｂ）に動作波形例を示す。半導体スイッチＳ１とＳ４をオンすると、高周波変圧器ＴＲの一次巻線にはコンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１＋Ｃ２の電圧Ｖｃ２、即ち直流電源の電圧が正方向に印加され、遮断すると一次巻線の漏れインダクタンスの電流が零になるまで負の電圧となり、その後二次回路のダイオードがオンしている期間は零電圧となる。この時、一次巻線の漏れインダクタンスの電流が零になるまでの期間は漏れインダクタンスの電流をコンデンサＣ１、Ｃ２に回生するためにダイオードＤ２とＤ３がオンとなる。

次に、半導体スイッチＳ２とＳ３をオンすると、高周波変圧器ＴＲの一次巻線にはコンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１＋Ｃ２の電圧Ｖｃ２が負方向に、各々印加される。これらの動作を高周波で繰り返すことにより、高周波変圧器ＴＲには高周波の交流電圧が印加される。

切替スイッチＳ０を閉路した状態では、ハーフブリッジ型の回路構成となる。図７（ｃ）に動作波形例を示す。直流電源Ｅｄの電圧はコンデンサＣ１とＣ２で分圧され、半分の電圧が高周波変圧器ＴＲの一次巻線に印加される。半導体スイッチＳ４をオンすると、高周波変圧器ＴＲの一次巻線にはコンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２が正方向に、半導体スイッチＳ３をオンすると、高周波変圧器ＴＲの一次巻線にはコンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１が負方向に、各々印加される。

高周波変圧器の一次漏れインダクタンスの電流が零になるまでの期間、半導体スイッチＳ４を遮断するとダイオードＤ３が、半導体スイッチＳ３を遮断するとダイオードＤ４が、各々オンとなる。これらの動作を高周波で繰り返すことにより、高周波変圧器ＴＲには高周波の交流電圧が印加される。

高周波変圧器ＴＲの２次巻線側回路は、ダイオードＤ５〜Ｄ８で構成された整流回路でパルス状の直流電圧に変換し、リアクトルＬｏと平滑コンデンサＣｏで構成された平滑フィルタＦで平滑された直流電圧を得る一般的な構成である。

特開２０１０−１４８２２７号公報

上述のように、従来例では直電源電圧の大きさに応じて、フルブリッジ回路とハーフブリッジ回路をスイッチで切替える構成であったが、いずれの回路構成においても、半導体スイッチの遮断時に高周波変圧器の一次巻線の電圧が大きく変化するため、ノイズの発生量が大きいという課題があった。また、高周波変圧器一次側回路の半導体スイッチ素子が全てオフの状態で、二次側回路のダイオード電流が零になると高周波変圧器の端子間が浮遊状態となり共振などの高周波ノイズが発生するという問題が生じる。

従って、本発明の課題は、スイッチング時の電圧変化幅を小さくしノイズの発生を抑制し、また高周波変圧器一次側回路の半導体スイッチ素子が全てオフの状態で、二次側回路のダイオード電流が零になっても高周波変圧器の端子間の高周波振動電圧を抑制することにある。

上述の課題を解決するために、第1の発明においては、コンデンサを２個直列接続したコンデンサ直列回路と、それぞれダイオードを逆並列接続したスイッチ素子を２個直列接続した第１のスイッチ素子直列回路と、それぞれダイオードを逆並列接続したスイッチ素子を２個直列接続した第２のスイッチ素子直列回路と、を直流電源と並列に接続し、前記コンデンサ直列回路内部の接続点と前記第1のスイッチ素子直列回路内部の接続点との間に第１の双方向スイッチを、前記コンデンサ直列回路内部の接続点と前記第２のスイッチ素子直列回路内部の接続点との間に第２の双方向スイッチを、各々接続し、前記第1のスイッチ素子直列回路内部の接続点と前記第２のスイッチ素子直列回路内部の接続点との間を高周波交流電圧出力とする。

第２の発明においては、前記コンデンサ直列回路全体の電圧を高周波交流電圧として出力する第1の制御手段を備える。
第３の発明においては、第２の発明における前記第１の制御手段は、コンデンサ直列回路の各コンデンサ電圧を出力する第１ステップ波形と前記コンデンサ直列回路全体の電圧を出力する第２ステップ波形との合成波形を高周波交流電圧として出力する制御手段を備える。

第４の発明においては、第２の発明における前記第１の制御手段は、コンデンサ直列回路の各コンデンサ電圧を出力する第１ステップ波形と前記コンデンサ直列回路全体の電圧を出力する第２ステップ波形との合成波形を高周波電圧として出力する制御手段を備え、前記各コンデンサの電圧差が小さくなるように前記第１ステップ波形又は第２ステップ波形のパルス幅を調整する。

第５の発明においては、第２〜第４の発明における前記第１の制御手段は、高周波交流電圧の正の電圧から負の電圧又は負の電圧から正の電圧への切替に際し、前記第１及び第２の双方向スイッチをオンさせることにより、零電圧期間を設ける。

第６の発明においては、第１〜第５の発明において、前記コンデンサ直列回路の各コンデンサ電圧を高周波交流電圧として出力する第２の制御手段を備える。
第７の発明においては、第６の発明における前記第２の制御手段は、高周波交流電圧の正の電圧から負の電圧又は負の電圧から正の電圧への切替に際し、前記第１及び第２の双方向スイッチをオンさせることにより、零電圧期間を設ける。

第８の発明においては、第1〜第７の発明において、前記直流入力電圧の大きさに応じて、前記コンデンサ直列回路全体の電圧を高周波交流電圧として出力する第1の制御手段と前記コンデンサ直列回路の各コンデンサ電圧を高周波交流電圧として出力する第２の制御手段とを切替える。

第９の発明は、請求項１〜８のいずれか1項に記載の前記高周波交流出力電圧を高周波変圧器で絶縁変換し、整流回路及び平滑回路を介して直流電圧に変換し、これを直流出力とすることを特徴とする直流電源装置である。

第１０の発明は、請求項１〜８のいずれか1項に記載の前記高周波交流電圧を高周波変圧器で絶縁変換し、同期整流回路及び平滑回路を介して低周波数の交流電圧に変換し、これを交流出力とすることを特徴とする交流電源装置である。

本発明では、ハーフブリッジ回路及びフルブリッジ回路の動作における、交流出力電圧の極性切替えに際し、第１及び第２の双方向スイッチをオンさせ高周波変圧器の一次巻線を短絡する期間を設けている。また、フルブリッジ回路動作においては、コンデンサ直列回路の各コンデンサ電圧を出力する第１ステップ波形とコンデンサ直列回路全体の電圧を出力する第２ステップ波形との合成波形を高周波交流電圧として出力する制御手段を備えている。この結果、高周波変圧器二次側整流回路の電流が断続しても高周波変圧器の巻線間電圧は零となり、浮遊状態でなくなり、共振電圧が発生しないのでノイズが低減される。

また、半導体スイッチ素子遮断時の交流出力電圧波形は零電圧を経由して極性が切替わるので、電圧変化量が小さくなり、ノイズ発生量が減少する。さらに、フルブリッジ回路動作においては、零電圧から２ステップ動作で電圧が変化するため、電圧変化量がさらに小さくなり、一層のノイズ発生量低減が可能となる。また、二次側の整流ダイオードの逆回復に対しては、電圧印加が２段階になるので、逆回復時のサージ電圧低減と損失低減が可能となる。

本発明の第1の実施例を示す回路図である。 図1の第1の動作波形例を示す。 図1の第2の動作波形例を示す。 本発明の第２の実施例を示す回路図である。 本発明の第３の実施例を示す回路図である。 図５の動作波形例を示す。 従来例を示す回路図及び動作波形例である。

本発明の要点は、コンデンサを２個直列接続したコンデンサ直列回路と、それぞれダイオードを逆並列接続した半導体スイッチ素子を２個直列接続した第１の半導体スイッチ直列回路と、それぞれダイオードを逆並列接続した半導体スイッチ素子を２個直列接続した第２の半導体スイッチ直列回路と、を直流電源と並列に接続し、前記コンデンサ直列回路内部の接続点と前記第1の半導体スイッチ直列回路内部の接続点との間に第１の双方向スイッチを、前記コンデンサ直列回路内部の接続点と前記第２の半導体スイッチ直列回路内部の接続点との間に第２の双方向スイッチを、各々接続し、前記第1の半導体スイッチ直列回路内部の接続点と前記第２の半導体スイッチ直列回路内部の接続点との間に高周波交流電圧を出力する点である。

高周波交流電圧の極性切替に際しては、第１及び第２の双方向スイッチをオンさせて、高周波交流電圧を零電圧にする期間を設ける。さらに、フルブリッジ回路動作においては、コンデンサ直列回路の各コンデンサ電圧を出力する第１ステップ波形とコンデンサ直列回路全体の電圧を出力する第２ステップ波形との合成波形を高周波交流電圧として出力する。

図１に、本発明の第1の実施例を示す。直流電源電圧を高周波交流電圧に変換し、高周波変圧器ＴＲで絶縁変換後、整流回路ＤＲと平滑フィルタＦを介して直流電圧を負荷ＬＤに供給する実施例である。

コンデンサＣ１、Ｃ２を２個直列接続したコンデンサ直列回路と、ダイオードＤ１を逆並列接続した第1の半導体スイッチ素子Ｓ１及びダイオードＤ２を逆並列接続した第２の半導体スイッチ素子Ｓ２を直列接続した第１の半導体スイッチ直列回路と、ダイオードＤ３を逆並列接続した第３の半導体スイッチ素子Ｓ３及びダイオードＤ４を逆並列接続した第４の半導体スイッチ素子Ｓ４を直列接続した第２の半導体スイッチ直列回路と、を各々直流電源Ｅｄと並列に接続する。

また、前記コンデンサ直列回路内部の接続点と前記第1の半導体スイッチ直列回路内部の接続点との間に逆阻止型ＩＧＢＴＳ５ａとＳ５ｂを逆並列接続した第１の双方向スイッチを、前記コンデンサ直列回路内部の接続点と前記第２の双方向スイッチ直列回路内部の接続点との間に逆阻止型ＩＧＢＴＳ６ａとＳ６ｂを逆並列接続した第２の双方向スイッチを、各々接続する。前記第1の半導体スイッチ直列回路内部の接続点と前記第２の半導体スイッチ直列回路内部の接続点との間に高周波変圧器ＴＲの一次巻線を接続する。高周波変圧器ＴＲの二次巻線はダイオードＤ５〜Ｄ８で構成されたダイオード整流回路ＤＲの交流入力に、ダイオード整流回路ＤＲの直流出力はリアクトルＬｏとコンデンサＣｏで構成された平滑フィルタＦと並列接続され、さらにコンデンサＣｏと並列に負荷ＬＤが接続される。
また、コンデンサＣ１，Ｃ２の直列回路と並列に電圧検出器ＶＤ１が接続され、電圧検出器ＶＤ１の出力は、直接又はレベル判定回路ＲＪを介して制御回路ＣＮＴ１に接続される。

このような構成における動作を図２及び図３に示す。図２はフルブリッジ回路での動作、図３はハーフブリッジ回路での動作図である。
図２はフルブリッジ回路での動作である。

交流出力電圧を正側に出力する場合の動作モードは２種類ある。モード１では、ＩＧＢＴＳ６ｂがオンの状態でＩＧＢＴＳ１をオンさせると交流出力電圧はコンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１となり、次にＩＧＢＴＳ４をオンさせると交流出力電圧はコンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１＋コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２となる。次にＩＧＢＴＳ４をオフさせると交流出力電圧はコンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１となり、さらにＩＧＢＴＳ１をオフさせ、ＩＧＢＴＳ５ａをオンさせると交流出力電圧は零となる。ここでＩＧＢＴＳ５ａへのオン信号はＩＧＢＴＳ１をオフさせる時点より前の時刻に与えるとスムーズに電流を転流させることができる。この結果、交流出力電圧は正側に２ステップ状のパルス波形となる。

モード２では、ＩＧＢＴＳ５ａがオンの状態でＩＧＢＴＳ４をオンさせると交流出力電圧はコンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２となり、次にＩＧＢＴＳ１をオンさせると交流出力電圧はコンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１＋コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２となる。次にＩＧＢＴＳ１をオフさせると交流出力電圧はコンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２となり、さらにＩＧＢＴＳ４をオフさせ、ＩＧＢＴＳ６ｂをオンさせると交流出力電圧は零となる。ここでＩＧＢＴＳ６ｂへのオン信号はＩＧＢＴＳ４をオフさせる時点より前の時刻に与えるとスムーズに電流を転流させることができる。この結果、交流出力電圧は正側に２ステップ状のパルス波形となる。

同様に、交流出力電圧を負側に出力する動作モードも２種類ある。モード１では、ＩＧＢＴＳ６ａがオンの状態でＩＧＢＴＳ２をオンさせると交流出力電圧はコンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２となり、次にＩＧＢＴＳ３をオンさせると交流出力電圧はコンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１＋コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２となる。次にＩＧＢＴＳ３をオフさせると交流出力電圧はコンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２となり、さらにＩＧＢＴＳ２をオフさせ、ＩＧＢＴＳ５ｂをオンさせると交流出力電圧は零となる。ここでＩＧＢＴＳ５ｂへのオン信号はＩＧＢＴＳ２をオフさせる時点より前の時刻に与えるとスムーズに電流を転流させることができる。この結果、交流出力電圧は負側に２ステップ状のパルス波形となる。

モード２では、ＩＧＢＴＳ５ｂがオンの状態でＩＧＢＴＳ３をオンさせると交流出力電圧はコンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１となり、次にＩＧＢＴＳ２をオンさせると交流出力電圧はコンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１＋コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２となる。次にＩＧＢＴＳ２をオフさせると交流出力電圧はコンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１となり、さらにＩＧＢＴＳ３をオフさせ、ＩＧＢＴＳ６ａをオンさせると交流出力電圧は零となる。ここでＩＧＢＴＳ６ａへのオン信号はＩＧＢＴＳ３をオフさせる時点より前の時刻に与えるとスムーズに電流を転流させることができる。この結果、交流出力電圧は負側に２ステップ状のパルス波形となる。

モード１の動作とモード２の動作を交流出力電圧の正出力のパルス列で交互に又は負出力のパルス列で交互に使い分けることにより、正出力のパルス列及び負出力のパルス列はコンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１とコンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２が交互に存在することになり、結果的に、コンデンサＣ１とＣ２の電圧を均等化することになる。また、高周波変圧器の高周波的な励磁は均等化され、偏磁を抑制することができる。

図３は、ハーフブリッジ回路での動作図である。
図１に示す回路構成において、ハーフブリッジ回路動作としては、双方向スイッチＳ６（ＩＧＢＴＳ６ａとＳ６ｂで構成）をオン状態として、半導体スイッチＳ１と半導体スイッチＳ２とを交互にオンオフする動作モード１と、双方向スイッチＳ５（ＩＧＢＴＳ５ａとＳ５ｂで構成）をオン状態として、半導体スイッチＳ３と半導体スイッチＳ４と、を交互にオンオフする動作モード２とがある。

動作モード１では、双方向スイッチＳ６（ＩＧＢＴＳ６ａとＳ６ｂで構成）をオン状態として、半導体スイッチＳ１と半導体スイッチＳ２とを交互にオンオフする。半導体スイッチ（ＩＧＢＴ）Ｓ１をオンすると交流出力電圧はコンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１（正の極性の電圧）となり、半導体スイッチ（ＩＧＢＴ）Ｓ１を遮断し、ＩＧＢＴＳ５ａをオンすると高周波出力電圧は零となる。この時、ＩＧＢＴＳ５ａへのオン信号は半導体スイッチ（ＩＧＢＴ）Ｓ１を遮断する時点より前の時刻に与えると電流をスムーズに転流させることができる。
次に、半導体スイッチ（ＩＧＢＴ）Ｓ２をオンすると交流出力電圧はコンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２（負の極性の電圧）となり、半導体スイッチ（ＩＧＢＴ）Ｓ２を遮断し、ＩＧＢＴＳ５ｂをオンすると高周波出力電圧は零となる。この時、ＩＧＢＴＳ５ｂへのオン信号は半導体スイッチ（ＩＧＢＴ）Ｓ２を遮断する時点より前の時刻に与えると電流をスムーズに転流させることができる。

動作モード２では、双方向スイッチＳ５（ＩＧＢＴＳ５ａとＳ５ｂで構成）をオン状態として、半導体スイッチＳ３と半導体スイッチＳ４とを交互にオンオフする。半導体スイッチ（ＩＧＢＴ）Ｓ４をオンすると交流出力電圧はコンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２（正の極性の電圧）となり、半導体スイッチ（ＩＧＢＴ）Ｓ４を遮断し、ＩＧＢＴＳ６ｂをオンすると高周波出力電圧は零となる。この時、ＩＧＢＴＳ６ｂへのオン信号は半導体スイッチ（ＩＧＢＴ）Ｓ４を遮断する時点より前の時刻に与えると電流をスムーズに転流させることができる。
次に、半導体スイッチ（ＩＧＢＴ）Ｓ３をオンすると交流出力電圧はコンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１（負の極性の電圧）となり、半導体スイッチ（ＩＧＢＴ）Ｓ３を遮断し、ＩＧＢＴＳ６ａをオンすると高周波出力電圧は零となる。この時、ＩＧＢＴＳ６ａへのオン信号は半導体スイッチ（ＩＧＢＴ）Ｓ３を遮断する時点より前の時刻に与えると電流をスムーズに転流させることができる。

モード１の動作とモード２の動作を交互に組合せることにより、導通するＩＧＢＴ素子を分散させることが可能で、従来に比べて発生損失が分散するので、冷却装置の小型化が可能となり、また出力容量の大容量化が容易となる。

図１に示す電圧検出器ＶＤ１とレベル判定回路ＲＪは、コンデンサＣ１、Ｃ２の電圧差を検出し、電圧が均等になるように制御するための電圧均等化制御と、直流電源Ｅｄの電圧の大きさを判定してフルブリッジ動作とハーフブリッジ動作を切替える切替制御に用いる。電圧均等化制御は、電圧が高い方のコンデンサからのエネルギーの放出が多くなるようにパルス幅を制御する。また、切替制御は、直流入力電圧の変動範囲の中間点を検出し、電圧がこの中間点付近の電圧より低い時にはフルブリッジ回路の動作に、高い時にはハーフブリッジ回路の動作となるように、制御方式を切替える。その結果、直流電源の電圧変動が大きい場合でも、高周波出力電圧のピーク値変動を小さくすることが可能となり、高周波変圧器の小型化が可能となる。

図４に第２の実施例を示す。第１の実施例との違いはダイオードＤ５〜Ｄ８と逆並列に半導体スイッチＢ１〜Ｂ４を各々接続した双方向性の整流回路ＢＤＲを用いている点である。負荷として蓄電装置などが接続され、この電力を直流電源Ｅｄ側に回生する場合に有効である。ダイオードＤ５〜Ｄ７が導通するタイミングで半導体スイッチＢ１〜Ｂ４をオンさせれば、実現できる。その他の動作は実施例１と同様である。

図５に、本発明の第３の実施例を示す。高周波変圧器の出力を同期整流して低周波の交流出力を得る場合の構成である。第１の実施例との違いは、高周波変圧器ＴＲの二次巻線側の回路構成である。第１の実施例におけるダイオード整流回路ＤＲの代わりに同期整流回路ＳＲを用い、同期整流回路ＳＲの出力にリアクトルＬｏａとコンデンサＣｏａからなる波形整形用交流フィルタＡＣＦを、コンデンサＣｏａと並列に交流負荷ＡＬＤを、各々接続した構成である。同期整流回路ＳＲは、逆阻止型ＩＧＢＴを逆並列接続した双方向スイッチを４個用いたブリッジ回路である。即ち双方向スイッチＢ１（Ｂ１ａとＢ１ｂで構成）とＢ２（Ｂ２ａとＢ２ｂで構成）の直列回路Ａと、双方向スイッチＢ３（Ｂ３ａとＢ３ｂで構成）とＢ４（Ｂ４ａとＢ４ｂで構成）の直列回路Ｂとが並列接続された構成である。

このような構成における動作を図６に示す。高周波変圧器一次側回路の動作がハーフブリッジ回路動作の場合の動作例である。高周波変圧器ＴＲのパルス列状の電圧を同期整流回路の双方向スイッチで正方向に整流し、低周波の正の半サイクル期間（０〜π）のパルス列を作り、同期整流回路の双方向スイッチで負方向に整流し、低周波の負の半サイクル期間（π〜２π）のパルス列を作る。この時、高周波変圧器一次側の電圧波形が均等パルスの場合は、二次側の同期整流回路で正弦波変調された波形となるようにパルス幅変調（ＰＭＷ）する。この波形を波形整形用交流フィルタＡＣＦに通すことにより、歪の小さな交流電圧を得ることができる。ここで、高周波変圧器一次側の電圧波形が正弦波ＰＷＭされたパルスの場合は、低周波の半サイクル毎に正方向又は負方向に同期整流すれば良い。
尚、上記実施例には双方向スイッチとして逆阻止型ＩＧＢＴを逆並列接続した場合の例を示したが、逆耐圧のないＩＧＢＴとダイオードを組合せた場合でも同様に実現可能である。

本発明は、電圧の変動範囲が大きい直流電源から高周波の交流電圧を作り出す技術であり、スイッチング電源、ＤＣ−ＤＣコンバータ、無停電電源装置などへの適用が可能である。

Ｅｄ・・・直流電源 Ｃ１、Ｃ２・・・コンデンサ
Ｓ０・・・切替スイッチ ＴＲ・・・高周波変圧器
Ｓ５ａ、Ｓ５ｂ、Ｓ６ａ、Ｓ６ｂ・・・逆阻止型ＩＧＢＴ
Ｂ１ａ、Ｂ１ｂ、Ｂ２ａ、Ｂ２ｂ、Ｂ３ａ、Ｂ３ｂ、Ｂ４ａ、Ｂ４ｂ・・・逆阻止型ＩＧＢＴ
ＤＲ・・・ダイオード整流器 ＳＲ・・・同期整流回路
ＢＤＲ・・・双方向整流器
Ｄ１〜Ｄ８・・・ダイオード Ｌｏ・・・平滑リアクトル
Ｃｏ・・・平滑コンデンサ Ｆ・・・直流平滑フィルタ
Ｌｏａ・・・交流リアクトル Ｃｏａ・・・コンデンサ
ＡＣＦ・・・交流フィルタ
ＬＤ・・・直流負荷 ＡＬＤ・・・交流負荷
ＶＤ１・・・電圧検出器 ＲＪ・・・レベル判定器
ＣＮＴ１、２：制御回路

Claims (10)

1. コンデンサを２個直列接続したコンデンサ直列回路と、それぞれダイオードを逆並列接続したスイッチ素子を２個直列接続した第１のスイッチ素子直列回路と、それぞれダイオードを逆並列接続したスイッチ素子を２個直列接続した第２のスイッチ素子直列回路と、を直流電源と並列に接続し、前記コンデンサ直列回路内部の接続点と前記第1のスイッチ素子直列回路内部の接続点との間に第１の双方向スイッチを、前記コンデンサ直列回路内部の接続点と前記第２のスイッチ素子直列回路内部の接続点との間に第２の双方向スイッチを、各々接続し、前記第1のスイッチ素子直列回路内部の接続点と前記第２のスイッチ素子直列回路内部の接続点との間を高周波交流電圧出力とすることを特徴とする直流−交流変換回路。
2. 前記コンデンサ直列回路全体の電圧を高周波交流電圧として出力する第1の制御手段を備えることを特徴とする請求項１に記載の直流−交流変換回路。
3. 前記第１の制御手段は、コンデンサ直列回路の各コンデンサ電圧を出力する第１ステップ波形と前記コンデンサ直列回路全体の電圧を出力する第２ステップ波形との合成波形を高周波交流電圧として出力する制御手段を備えることを特徴とする請求項１又は２に記載の直流−交流変換回路。
4. 前記第１の制御手段は、コンデンサ直列回路の各コンデンサ電圧を出力する第１ステップ波形と前記コンデンサ直列回路全体の電圧を出力する第２ステップ波形との合成波形を高周波電圧として出力する制御手段を備え、前記各コンデンサの電圧差が小さくなるように前記第１ステップ波形又は第２ステップ波形のパルス幅を調整することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の直流−交流変換回路。
5. 前記第１の制御手段は、高周波交流電圧の正の電圧から負の電圧又は負の電圧から正の電圧への切替に際し、前記第１及び第２の双方向スイッチをオンさせることにより、零電圧期間を設けることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の直流−交流変換回路。
6. 前記コンデンサ直列回路の各コンデンサ電圧を高周波交流電圧として出力する第２の制御手段を備えることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の直流−交流変換回路。
7. 前記第２の制御手段は、高周波交流電圧の正の電圧から負の電圧又は負の電圧から正の電圧への切替に際し、前記第１及び第２の双方向スイッチをオンさせることにより、零電圧期間を設けることを特徴とする請求項６に記載の直流−交流変換回路。
8. 前記直流入力電圧の大きさに応じて、前記コンデンサ直列回路全体の電圧を高周波交流電圧として出力する第1の制御手段と前記コンデンサ直列回路の各コンデンサ電圧を高周波交流電圧として出力する第２の制御手段とを切替えることを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の直流−交流変換回路。
9. 請求項１〜８のいずれか1項に記載の前記高周波交流出力電圧を高周波変圧器で絶縁変換し、整流回路及び平滑回路を介して直流電圧に変換し、これを直流出力とすることを特徴とする直流電源装置。
10. 請求項１〜８のいずれか1項に記載の前記高周波交流電圧を高周波変圧器で絶縁変換し、同期整流回路及び平滑回路を介して低周波数の交流電圧に変換し、これを交流出力とすることを特徴とする交流電源装置。