TW201322611A - 可應用於再生能源之非隔離單相多階變頻器系統 - Google Patents
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Abstract
本發明提出一個可應用於再生能源系統之非隔離單相多階變頻器架構，係由控制驅動裝置、電力開關裝置、多階倍壓整流裝置(Cockcroft-Walton cascade voltage multiplier)、SPWM開關驅動裝置、二極體箝位多階變頻器及低通濾波器所組合構成。於此提出的控制策略含有兩種功能：一是由邏輯裝置所提供，其可將多階倍壓整流裝置之輸出回授電壓及直流電源輸入回授電流所預設的量來調整電力開關裝置的開關頻率，且可由此頻率使多階倍壓整流裝置達到穩定輸出電壓的效果；另一則是由微處理控制器提供，透過正弦式脈波寬度調變形式之切換頻率組成SPWM開關驅動裝置，並由此驅動裝置與低通濾波器使二極體箝位多階變頻器達到輸出單相正弦交流電的效果。將以上所提出之電路及控制驅動裝置結合，本發明裝置可獲得高效能之交流電源。
Description
本發明是提出一種可應用於再生能源之升壓式直流-高壓直流轉換裝置結合二極體箝位多階變頻器，尤指一種電力開關連接多階倍壓整流裝置(Cockcroft-Walton cascade voltage multiplier)及二極體箝位多階變頻器轉換裝置。
傳統式高壓直流輸出的電壓源設備，大致都是選用多階倍壓整流裝置103來提升輸出直流電壓振幅的大小。如果電路裝置只利用一單相的正弦波輸入電源電壓串接於多階倍壓整流裝置103，則此種電路裝置即為傳統式高壓直流輸出之電壓源設備電路。此傳統的電路裝置，其輸入電源電壓為一般通用的50/60Hz的交流電源，其輸出的直流電壓理想為正弦波輸入電源電壓峰值的兩倍(此為一階倍壓整流裝置301下之狀況)，如果此傳統電路選擇的是一個N階的多階倍壓整流裝置103，則其輸出的直流電壓為正弦波輸入電源電壓峰值的2N倍。所以此傳統電路的輸出直流電壓大小是由正弦波輸入電源電壓的峰值與多階倍壓整流裝置103的階數所決定，因此在串接固定的N階階數下，其正弦波輸入電源電壓的峰值越大，則輸出的直流電壓就會越高。
然而，上述的輸出直流電壓大小為理想的狀況，實際的輸出直流電壓會比正弦波輸入電源電壓峰值的2N倍來的小(以N階的多階倍壓整流裝置103為例)(2N×Vm)，主要原因為負載越大，所產生的負載電流就會越大，負載電流變大會使得電路本身寄生元件產生的電壓下降變大，進而降低輸出直流電壓之大小及增大輸出電壓之漣波。因此，傳統式非對稱之多階倍壓整流裝置有輸出直流電壓不可調整、輸出電壓漣波大、輸入電流半波不對稱且高失真等缺點，因此，若為了提高輸出直流電壓的大小，並不能無限的串接一階倍壓電路301，所以實際的應用上會使用高壓的升壓變壓器來將多階倍壓整流裝置103的輸入端電壓提高，以使得輸出直流電壓能為高壓。但此高壓的升壓變壓器是一個體積龐大的裝置且價格昂貴，此種裝置是較不被業界所接受的。
近年來功率半導體元件及高頻切換技術的蓬勃發展，目前已經有許多高頻切換技術運用於傳統式的多階倍壓整流裝置中，以獲取高直流電壓，並且降低輸出電壓漣波問題。然而，此些架構很難使用在高功率的應用場合，由於以下幾種缺點：輸入電流不連續、升壓變壓器伴隨之漏感將導致開關必須承受較高的耐壓、較大的開關切換損失及嚴重的電磁干擾EMI。除此之外，升壓變壓器也增加了系統的體積及成本。到目前為止，很多無使用變壓器的高升壓直流-直流轉換器被提出且研製，其大部分的架構也都是由二極體及電容器所構成，以獲取高的輸出電壓增益。此些架構通常是較適合用於如蓄電池、太陽能發電系統及燃料電池等低電源輸出的場合，以獲取約直流400V左右的等級電壓。部分無使用變壓器之高升壓直流-直流轉換器，只需使用一個主動開關來控制輸入側電流及輸出側之直流電壓。此些架構不僅可以改善轉換器之缺點，其電路的結構及控制方法也較為簡單。很可惜的是，此些直流-直流轉換器的開關、二極體及電容器的耐壓部分會受到輸出直流電壓或串接階數所影響，因此不適用於實際的高電壓場合；相對的，多階倍壓整流裝置的二極體及電容耐壓並不會受到輸出電壓大小及串接階數所影響，且最大不會超過多階倍壓整流裝置之輸入端電源峰值的兩倍。基於此特點，多階倍壓整流裝置之相關轉換器仍是值得被討論及改善的。
近年來，由於工業科技的發達，使得變頻器廣泛的運用在各個領域，像是太陽能發電系統、電動車、不斷電系統、冷凍空調、高鐵及捷運等，甚至是需要使用到直流電轉換交流電的部分都需要變頻器的存在，所以，為了將變頻器有效應用在高功率的場合中，使用多階層的變頻器架構是不錯的選擇之一，使用多階層的變頻器架構可獲得輸出容量分散於多組功率開關上、降低開關元件上之電壓與電流切換應力及降低諧波成分之優點，且基於二極體箝位多階變頻器電路架構之特性，可曉得只要有多組電壓相等之電容串接即可作為二極體箝位多階變頻器之輸入電源，因此，使用多階倍壓整流裝置結合二極體箝位多階變頻器是相當值得被討論及改善的。
本發明提出一種可應用於再生能源之升壓式直流-高壓直流轉換裝置結合二極體箝位多階變頻器，此具有高效能、升壓型輸入、交流型輸出性能特性，為達成上述發明目的，本發明係由控制驅動裝置、電力開關裝置、多階倍壓整流裝置(Cockcroft-Walton cascade voltage multiplier)、SPWM開關驅動裝置、二極體箝位多階變頻器及低通濾波器所組合構成；控制驅動裝置之控制策略是將多階倍壓整流裝置輸出直流電壓感測訊號、直流電源輸入電流感測訊號、取樣回授PWM信號產生器與邏輯裝置所構成；SPWM開關驅動裝置之控制策略是製造一個鋸齒波與一個正弦波進行比較過後產生正弦式脈波寬度調變進而去控制二極體箝位多階變頻器，取樣回授PWM信號產生器之脈波寬度調變訊號經由邏輯裝置處理後的輸出訊號，即可驅動電力開關裝置。控制驅動裝置產生複數切換信號來控制電力開關裝置內部的電晶體，以此來調整升壓式直流-高壓直流轉換裝置之輸出電壓；電感器作用於功率轉換，當電力開關裝置內的電晶體只對輸入直流電源形成封閉電流路徑時，輸入直流電源對電感器儲能，反之，當輸入直流電源、電力開關裝置與輸出端連接的多階倍壓整流裝置三者形成封閉電流路徑時，電感器釋能，此時多階倍壓整流裝置將接收到直流電源與儲存於電感器中的電力，達到升壓的效果；多階倍壓整流裝置將電力開關裝置調變過後的電力整流，輸出直流電壓分散在多階倍壓整流裝置輸出端兩個電容器以提供二極體箝位多階變頻器使用，並透過SPWM開關驅動裝置對二極體箝位多階變頻器進行控制轉換為交流電壓輸出。
請參閱圖1，為本發明可應用於再生能源之非隔離單相多階變頻器系統架構圖，其中包含電力開關裝置102、多階倍壓整流裝置103、二極體箝位多階變頻器104、低通濾波器105、控制驅動裝置107、SPWM開關驅動裝置108等裝置。參閱圖2，為電力開關裝置102，其內部的207為一般通用的直流電壓源；升壓電感器208主要是用來儲存輸入直流電壓207之能量，然後再將儲存的能量經過電力開關裝置102傳遞至多階倍壓整流裝置103的電容上。
請參閱圖2，為電力開關裝置102以及可能的電力開關實施方式，其圖2(a)為理想開關201示意圖，圖2(b)為使用一個二極體206與一個金氧半場效應電晶體(MOSFET) 204所組成之高功率固態電子開關202，圖2(c)為使用一個閘極隔離電晶體(IGBT)205與一個二極體206所組成之高功率固態電子開關203。圖2中雖以閘流隔離電晶體與金氧半場效電晶體為實例，然而其他功率半導體開關如雙接面電晶體(BJT)或閘流體(Thyristor)等均為等效的組合實例。
請參閱圖3，為多階倍壓整流裝置103之構成圖，是由多個一階倍壓整流裝置301串聯而成，而一階倍壓整流裝置301，是由兩個電容器302，兩個二極體303組成；本發明之高效能高壓直流電源供應器的多階倍壓整流裝置正端112、多階倍壓整流裝置正端111及交流負載接地端115可做為輸入端電源供給二極體箝位多階變頻器。
請參閱圖4，為本發明之控制驅動裝置的邏輯示意圖，由多階倍壓整流裝置輸出直流電壓感測訊號401及輸入直流電源電流感測訊號402；多階倍壓整流裝置輸出直流電壓感測訊號401是偵測多階倍壓整流裝置正端112/負端111兩端瞬時的電壓差，輸入直流電源電流感測訊號402是電力開關裝置正端109瞬時電流值，以單週期控制(One Cycle Control,OCC)產生脈波寬度調變(PWM)訊號404，透過邏輯裝置405、407、408及電力開關訊號交替頻率f s 406產生電力開關控制訊號116來驅動電力開關裝置102。
請參閱圖5，104為二極體箝位多階變頻器架構，501為一個理想的電力開關，由多階倍壓整流裝置直流輸出電容502做為二極體箝位多階變頻器104之輸入電源，並透過SPWM開關驅動裝置控制電力開關導通與截止進而獲得交流電壓輸出，電力開關示意圖可參照圖2(a)~圖2(c)。
請參閱圖6，為SPWM開關驅動裝置108，其內部包含了鋸齒波信號601、正弦波信號602此兩信號經比較過後由正弦式脈波寬度調變產生器603產生正弦式脈波寬度調變正半週605、正弦式脈波寬度調變負半週606，再結合邏輯裝置產生四個多階變頻器開關控制信號117來驅動二極體箝位多階變頻器104。
請參閱圖7，為低通濾波器105，其內部是由兩個濾波電感701、702及一個濾波電容703所組成，此裝置主要目的是為了將多階變頻器輸出端113輸出正弦式脈波寬度調變波形轉換為正弦波電壓波型以供交流負載使用。
請參閱圖8，為本發明電路架構實體電路圖，本圖將電力開關裝置102、多階倍壓整流裝置103及控制驅動裝置列為First stage，將二極體箝位多階變頻器104、低通濾波器105、交流負載106及SPWM開關驅動裝置108列為Second stage。
請參閱圖9及圖10，為First stage的電路導通路徑，分別由圖9狀態一及圖10狀態一表示為電路储能狀態，而圖9狀態二、狀態三及圖10狀態二、狀態三表示為電路釋能狀態。
請參閱圖11，為First stage中電力開關裝置102輸出電流i γ 及輸出電壓v γ ，流經升壓電感電流i L ，電力開關觸發訊號S m 1、S m 2、S c 1 and S c 2之波形圖，其中當電力開關S c 1是導通(trig high)的情況下，則S m 1與PWM訊號(trig PWM)相同，S c 1及S c 2，S m 1及S m 2的操作為互補的狀態，因此若當電力開關S c 2是導通的情況下，則S m 2與PWM訊號相同。
以下為電力開關裝置107操作之電路分析，假設輸入電流為一連續的電流波形，其與電源電壓同相位。在電力開關裝置102架構下的操作模式將依照輸入電源電壓102及多階倍壓整流裝置103之輸入端電流極性可分成兩種操作模式，模式一、模式二之電路操作所相對應的電路導通路徑，分別如圖9至圖10所示。依照電力開關裝置102之輸入端電流的極性來區分電路導通的模式，模式一圖的圖9(b)、圖9(c)電流i γ 為正值，模式一可稱之為正導通模式。反之，模式二圖10(b)、圖10(c)的電流i γ 為負值，模式二可稱之為負導通模式。
狀態一：當輸入電源電壓為正值，並且電力開關S c 1及S m 1導通與S c 2及S m 2截止時，此時為模式一之狀態一的導通情形，如圖9(a)所示。此時輸入電源電壓會將能量儲存於升壓電感器208之中。同時，全部二極體皆為截止的狀態。奇數電容全部開路，而偶數電容則是對負載放電。
狀態二及狀態三：當輸入電源電壓為正值，且電力開關S c 1及S m 2導通與S c 2及S m 1截止時，模式一有可能為狀態二或狀態三之導通情形，分別如圖9(b)或圖9(c)所示。此主要是多階倍壓整流裝置103，只有一個偶數二極體導通，一般來說是先由D 4導通一定時間後，再換由D 2導通。然而不管是狀態二或是狀態三，其輸入電源電壓207與升壓電感器208之能量將傳遞於多階倍壓整流裝置103中。此時，部分奇數電容會呈現開路的現象，也有部分奇數電容會呈現放電的現象(視二極體導通情形)；而部分偶數電容會呈現充電的現象，也有部分偶數電容會呈現對負載放電的現象。
狀態一：當輸入電源電壓為正值，並且電力開關S c 2及S m 2導通與S c 1及S m 1截止時，模式二之狀態一的導通情形，如圖10(a)所示。其輸入電源電壓會將能量儲存於升壓電感器208之中。同時，全部二極體皆為截止的狀態。奇數電容全部開路，而偶數電容則是對負載放電。
狀態二及狀態三：當輸入電源電壓為正值，並且電力開關S c 2及S m 1導通與S c 1及S m 2截止時，此時模式二有可能為狀態二或狀態三之導通情形，分別如圖10(b)或如圖10(c)所示。此模式二之狀態二或狀態三與模式一之狀態二或狀態三的導通情形相反。在模式二之狀態二或狀態三下，其多階倍壓整流裝置103將只有一個奇數二極體會導通，一般來說是先由D 3導通一定時間後，再換由D 1導通。然而不管是狀態二或是狀態三，其輸入電源電壓207與升壓電感器208之能量將傳遞於多階倍壓整流裝置103中。此時，部分奇數電容會呈現開路的現象，也有部分奇數電容會呈現充電的現象(視二極體導通情形)；而偶數電容則會呈現放電的現象。
由以上兩種操作模式及各導通狀態可發現，模式一及模式二的開關操作是相反的，但因電力開關102輸出端的極性，使得模式一是操作在正導通模式，而模式二是操作在負導通模式。
請參閱圖14，為Second stage中二極體箝位多階變頻器開關控制訊號S 1、S 2、S 3及S 4之波形圖，內部由一個鋸齒波及一個正弦波經比較波形大小產生正弦式脈波寬度調變的開關信號，對電力電力開關S 1、S 2、S 3及S 4進行驅動，其中S 1、S 3及S 2、S 4的操作為互補的狀態。
以下為二極體箝位多階變頻器104操作之電路分析，在二極體箝位多階變頻器104架構下的操作模式下可分為兩種操作模式，模式一、模式二，分別如圖12及圖13所示。依照二極體箝位多階變頻器104之電流路徑可區分電路導通路徑，模式一稱為正半週導通模式，如圖12(a)所示，電流i g 為正值。反之，模式二如圖13(a)所示，電流i g 為負值，因此稱為負半週導通模式。
狀態一：在正半週的情況下，鋸齒波信號v tri 大於正弦波信號v ref1 時，電力開關S 1及S 2呈導通狀態，反之，電力開關S 3、S 4與二極體D a 、D b 呈截止狀態，模式一之狀態一導通情形如圖12(a)所示，由多階倍壓整流裝置103之電容v c 4提供能量，並經由低通濾波器105轉換為正弦波交流電壓供給交流負載106。同時，多階倍壓整流裝置103之電容v c 2呈開路狀態。
狀態二：在正半週的情況下，鋸齒波信號v tri 小於正弦波信號v ref 1時，電感電流延續狀態一的方向，故電力開關S 2、S 3及二極體D a 呈導通狀態，S 1、S 4及二極體D b 呈截止狀態，模式一之狀態二導通情形如圖12(b)所示。
狀態一：在負半週的情況下，鋸齒波信號v tri 大於正弦波信號v ref 2時，電力開關S 3及S 4呈導通狀態，反之，電力開關S 1、S 2與二極體D a 、D b 呈截止狀態，模式二之狀態一導通情形如圖13(a)所示，由多階倍壓整流裝置103之電容v c 2提供能量，並經由低通濾波器105轉換為正弦波交流電壓供給交流負載106。同時，多階倍壓整流裝置103之電容vc 4呈開路狀態。
狀態二：在負半週的情況下，鋸齒波信號v tri 小於正弦波信號v ref 2時，電感電流延續狀態一的方向，故電力開關S 2、S 3及二極體D b 呈導通狀態，S 1、S 4及二極體D a 呈截止狀態，模式二之狀態二導通情形如圖13(b)所示。
本發明之透過電力開關裝置102及控制驅動裝置107來調整多階倍壓整流裝置103直流輸出電壓值，藉由升壓電感器208進行昇壓，不需要使用變壓器，就可使多階倍壓整流裝置提供穩定電壓，並加入二極體箝位變頻器104將多階倍壓整流裝置103直流輸出電壓值轉換為可供市電使用之交流電源，本發明提供一具有高效能、升壓型輸入、易於控制、交流弦波輸出及低電壓應力等功能。
101．．．系統電路架構
102．．．電力開關裝置
103．．．多階倍壓整流裝置
104．．．二極體箝位多階變頻器
105．．．低通濾波器
106．．．交流負載
107．．．控制驅動裝置
108．．．SPWM開關驅動裝置
109．．．電力開關裝置正端
110．．．電力開關裝置負端
111．．．多階倍壓整流裝置負端
112．．．多階倍壓整流裝置正端
113．．．低通濾波器輸入端
114．．．低通濾波器輸出端
115．．．交流負載接地端
116．．．電力開關控制訊號
117．．．多階變頻器開關控制訊號
201．．．理想開關
202．．．高功率固態電子開關
203．．．高功率固態電子開關
204．．．金氧半場效應電晶體(MOSFET)
205．．．閘極隔離電晶體(IGBT)
206．．．二極體
207．．．電力開關輸入直流電源
208．．．電力開關升壓電感
301．．．一階倍壓整流裝置
302．．．電容器
303．．．二極體
401．．．多階倍壓整流裝置輸出直流電壓感測訊號
402．．．輸入直流電源電流感測訊號
403．．．取樣回授PWM信號產生器
404．．．脈寬調變(PWM)訊號
405．．．邏輯閘NOT
406．．．電力開關訊號交替頻率f s
407．．．邏輯閘XOR
408．．．邏輯閘XNOR
501．．．理想開關
502．．．電容器
601．．．鋸齒波頻率f tri
602．．．正弦波頻率f g
603．．．正弦式脈波寬度調變
604．．．邏輯閘NOT
605．．．正弦式脈波寬度調變正半週
606．．．正弦式脈波寬度調變負半週
701．．．濾波電感L o 1
702．．．濾波電感L o 2
703．．．濾波電容C o
圖1可應用於再生能源之非隔離單相多階變頻器系統
圖2電力開關裝置
圖3多階倍壓整流裝置
圖4控制驅動裝置
圖5二極體箝位多階變頻器
圖6 SPWM開關驅動裝置
圖7低通濾波器
圖8可應用於再生能源之非隔離單相多階變頻器電路
圖9 First stage模式一之電路導通路徑
圖10 First stage模式二之電路導通路徑
圖11 First stage電壓v γ ，電流i L 、i γ ，電力開關觸發訊號S m 1、S m 2、S c 1 and S c 2之波形圖
圖12 Second stage模式一之電路導通路徑
圖13 Second stage模式二之電路導通路徑
圖14多階變頻器開關控制訊號S 1、S 2、S 3 and S 4之波形圖
101．．．系統電路架構
102．．．電力開關裝置
103．．．多階倍壓整流裝置
104．．．二極體箝位多階變頻器
105．．．低通濾波器
106．．．交流負載
107．．．控制驅動裝置
108．．．SPWM開關驅動裝置
109．．．電力開關裝置正端
110．．．電力開關裝置負端
111．．．多階倍壓整流裝置負端
112．．．多階倍壓整流裝置正端
113．．．低通濾波器輸入端
114．．．低通濾波器輸出端
115．．．交流負載接地端
Claims (6)
- 一種升壓式直流/直流轉換器結合二極體箝位多階變頻器之裝置，包括：一電力開關裝置、一多階倍壓整流裝置、二極體箝位多階變頻器及低通濾波器，由控制驅動裝置接收輸入直流電源電流、多階倍壓整流裝置輸出直流電源電壓，根據接收的訊號為電力開關裝置進行控制，再透過SPWM開關驅動裝置輸入正弦式脈波寬度調變信號為二極體箝位多階變頻器之電力開關進行控制。
- 如申請專利範圍第1項所述之升壓式直流/直流轉換器結合二極體箝位多階變頻器之裝置，其中該電力開關裝置包含：高功率固態電子開關，而此電子開關是由功率半導體元件所組成。
- 如申請專利範圍第1項所述之升壓式直流/直流轉換器結合二極體箝位多階變頻器之裝置，其中該多階倍壓整流裝置可由任意整數組之一階倍壓整流裝置串接而成。
- 如申請專利範圍第1項所述之升壓式直流/直流轉換器結合二極體箝位多階變頻器之裝置，其中該控制驅動裝置包含：一感測多階倍壓整流裝置輸出直流電壓訊號及輸入直流電壓電流訊號，產生一脈波調變(PWM)信號；以及結合邏輯裝置，將上述脈波調變(PWM)訊號與一交替頻率f s 之方波訊號，經本發明邏輯運算之規劃，產生控制訊號。
- 如申請專利範圍第1項所述之升壓式直流/直流轉換器結合二極體箝位多階變頻器之裝置，其中該二極體箝位多階變頻器可由多階倍壓整流裝置輸出電壓電容數量而增加其階數。
- 如申請專利範圍第1項所述之升壓式直流/直流轉換器結合二極體箝位多階變頻器之裝置，其中該SPWM開關驅動裝置內部包含一頻率f tri 之鋸齒波訊號與一頻率f g 之正弦波信號經比較過後產生正弦式脈波寬度調變信號。
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| TW100143680A TWI488417B (zh) | 2011-11-29 | 2011-11-29 | 可應用於再生能源之非隔離單相多階變頻器系統 |
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Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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