TWI666866B - Transformer - Google Patents

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江頭大也
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Abstract

在前階電路方面，具備第奇數個開關與第偶數個開關係交互導通動作，整體上相對於電源而並聯連接的開關串聯體；以及使各開關的相互連接點及開關串聯體的兩端點為合計m個節點，而設於整束奇數節點而導往第1輸出埠的第1電路、及整束偶數節點而導往第2輸出埠的第2電路中的至少一方的電路上，對應存在於至少(m-1)個節點的電容器。在後階電路方面，係具備：將互相進行反極性的通電動作的一對的半導體元件互相串聯連接而成，串聯體的一端連接於第1輸出埠，另一端連接於第2輸出埠的元件串聯體；以及設於將是其兩端點的2個節點整束而導往負載的一端的第3電路、及將是一對的半導體元件的相互連接點的1個節點導往負載的另一端的第4電路中的至少一方的電路上，合計3個節點之中對應存在於至少2個節點的電感器。

Description

變壓裝置
本發明，係關於變壓裝置。
商用交流的輸電配電系統中，係運用變壓器。在用戶的最近處，係運用將例如6600V(50Hz或60Hz)變壓成200V的桿上變換器(非專利文獻1參照。)。如此之桿上變換器，係成為導線的粗的線圈捲繞於鐵芯，有相應的重量。此外，進一步包含絕緣油、外殼等時，例如直徑40cm、高度80cm的類型方面係有200kg程度的重量。
另一方面，朝著是次世代的電力系統的智慧電網的實現，正進行SST(Solid-State Transformer)的研究。SST方面，係運用高頻變換器(例如，非專利文獻2參照。)。
此外，近年來，存在打算將例如太陽能發電的輸出電壓(直流)降壓，而使用於低壓的計測用電源等如此的需要。太陽能發電的輸出電壓有時成為1000V的高電壓，要將此降壓至100~200V程度，係如同交流電路， 中途需要如降壓變換器的裝置。
[先前技術文獻] [非專利文獻]
[非專利文獻1]中部電力首頁、「桿上變壓器」、〔online〕〔平成26年9月12日檢索〕網路<URL：http：//www.chuden.co.jp/kids/kids_denki/home/hom_kaku/index.html>
[非專利文獻2] Falcones, S. : et al., Power and Energy Society General Meeting, 2010 IEEE, pp. 1-8, Minneapolis, July 2010
歷來的桿上變換器重，因此不容易處置。此外，於桿上需要足夠收存該外形尺寸的大的安裝空間。
另一方面，高頻變換器，係無法回避寄生電容的影響，存在設計上的困難性。
鑒於相關的歷來的問題點，本發明係目的在於提供小型輕量、不需要如歷來的變換器的磁耦合、電磁感應、互感用的線圈、鐵芯等的劃時代的次世代的變壓裝置。另外，電源係有交流、直流任一者的情況。
本發明的變壓裝置，係設於電源與負載之間，由前階電路及後階電路而構成。
並且，在前述前階電路方面，具備：(a)將2的倍數的複數個開關互相串聯連接而成，從串聯體的任一端側所見時第奇數個開關與第偶數個開關係交互導通動作，整體上相對於前述電源而並聯連接的開關串聯體；以及(b)使各開關的相互連接點及前述開關串聯體的兩端點為合計m個節點，而從前述開關串聯體的任一端側依1~m的順序所見時，設於整束奇數節點而導往第1輸出埠的第1電路、及整束偶數節點而導往第2輸出埠的第2電路中的至少一方的電路上，對應存在於至少(m-1)個節點的電容器；在前述後階電路方面，具備：(c)將互相進行反極性的通電動作的一對的半導體元件互相串聯連接而成，串聯體的一端連接於前述第1輸出埠，另一端連接於前述第2輸出埠的元件串聯體；以及(d)設於將是前述元件串聯體的兩端點的2個節點整束而導往前述負載的一端的第3電路、及將是前述一對的半導體元件的相互連接點的1個節點導往前述負載的另一端的第4電路中的至少一方的電路上，合計3個節點之中對應存在於至少2個節點的電感器；進一步具備就前述開關的導通/關斷動作進行控制的控制部。
依本發明的變壓裝置時，可提供小型輕量、不需要如歷來的變換器的磁耦合、電磁感應、互感用的線圈、鐵芯等的劃時代的次世代的變壓裝置。
1‧‧‧變壓裝置
1f‧‧‧前階電路
1r‧‧‧後階電路
2‧‧‧交流電源、電源
3‧‧‧控制部
4‧‧‧開關裝置
C1~C5‧‧‧電容器
C6‧‧‧電容值
D1~D4、D11、D12‧‧‧二極體
L1、L2‧‧‧電感器
M1、M2‧‧‧連接點
N1~N7、N11~N13‧‧‧節點
Px‧‧‧第1輸出埠
Py‧‧‧第2輸出埠
R‧‧‧負載
R1、R2‧‧‧分洩電阻器
R3‧‧‧電阻值
Sr1、Sr2、Sb1、Sb2‧‧‧開關
SW1~SW4‧‧‧開關
[圖1]作為本實施形態相關之變壓裝置的基本形的變壓裝置的電路圖。
[圖2](a)係就圖1中的4個開關之中，在上側的2個開關導通、在下側的2個開關關斷時的實體連接的狀態作繪示的電路圖，此外(b)係將與(a)相同的電路圖改寫成階梯狀的電路圖。
[圖3](a)係就圖1中的4個開關之中，在下側的2個開關導通、在上側的2個開關關斷時的實體連接的狀態作繪示的電路圖，此外(b)係將與(a)相同的電路圖改寫成階梯狀的電路圖。
[圖4]上表示針對變壓裝置的輸入電壓、下表示輸入電流的波形圖。
[圖5]分別表示變壓的中間階段下的電壓vm、電流im的波形圖。
[圖6]上表示來自變壓裝置的輸出電壓、下表示輸出電流的波形圖。
[圖7]就更實用地予以擴展的變壓裝置的一例作繪示的電路圖。
[圖8]示出「2C2L」的變壓裝置中的關於前階電路的主要部分的拓撲的變化的電路圖。
[圖9]示出關於後階電路的主要部分的拓撲的變化的電路圖。
[圖10]「4C2L」的變壓裝置中的前階電路的主要部分的圖。
[圖11]示出不從圖10中的第1電路(實線)減少電容器總數的情況下的第1電路的電路變化的圖。
[圖12]示出不從圖10中的第1電路(實線)減少電容器總數的情況下的第1電路的其他電路變化的圖。
[圖13]示出從圖10中的第1電路(實線)將電容器總數減少1個的情況下的第1電路的電路變化的圖。
[圖14]示出圖10中的第2電路(虛線)的電路變化的圖。
[圖15]「6C2L」的變壓裝置中的前階電路的主要部分的圖。
[圖16]示出從圖15中的第1電路(實線)或第2電路(虛線)減少1個電容器的情況下的電路變化的圖。
[圖17]示出第奇數個或第偶數個開關從導通變關斷並再變導通時的開關電壓(汲極-源極間電壓)的變化的圖形。
[圖18]就圖17中的從關斷往導通的變化的部分，將橫軸的時間放大而顯示的圖形。
[圖19]將滯定時間的長度設定成大、中、小的3種 類，示出ZVT的關係的圖形。
[圖20]省略圖7中的二極體、及分洩電阻器的圖示，替而記載由於開關分別具有的雜散電容而顯示的電容值下的電路圖。
[圖21]與圖20同樣的背景的圖，一併示出後半時間τ2的電流的路徑。
[圖22]就流於電感器的電流波形的一例作繪示的圖形。
[圖23]圖22的波形的頂點附近的放大圖。
[圖24]將圖23的波形往時間軸方向(右方向)作了延長的圖。
[圖25]就條件1的情況下的滯定時間τ〔ns〕與效率〔%〕的關係作繪示的圖形。
[圖26]就條件1的情況下的滯定時間τ〔ns〕與作為變壓裝置的輸出電力〔W〕的關係作繪示的圖形。
[圖27]就條件2的情況下的滯定時間τ〔ns〕與效率〔%〕的關係作繪示的圖形。
[圖28]就條件2的情況下的滯定時間τ〔ns〕與作為變壓裝置的輸出電力〔W〕的關係作繪示的圖形。
[圖29]就條件3的情況下的滯定時間τ〔ns〕與效率〔%〕的關係作繪示的圖形。
[圖30]就條件3的情況下的滯定時間τ〔ns〕與作為變壓裝置的輸出電力〔W〕的關係作繪示的圖形。
[圖31]就條件4的情況下的滯定時間τ〔ns〕與效率 〔%〕的關係作繪示的圖形。
[圖32]就條件4的情況下的滯定時間τ〔ns〕與作為變壓裝置的輸出電力〔W〕的關係作繪示的圖形。
[圖33]就條件5的情況下的滯定時間τ〔ns〕與效率〔%〕的關係作繪示的圖形。
[圖34]就條件5的情況下的滯定時間τ〔ns〕與作為變壓裝置的輸出電力〔W〕的關係作繪示的圖形。
[圖35]就條件6的情況下的滯定時間τ〔ns〕與效率〔%〕的關係作繪示的圖形。
[圖36]就條件6的情況下的滯定時間τ〔ns〕與作為變壓裝置的輸出電力〔W〕的關係作繪示的圖形。
[圖37]就條件7的情況下的滯定時間τ〔ns〕與效率〔%〕的關係作繪示的圖形。
[圖38]就條件7的情況下的滯定時間τ〔ns〕與作為變壓裝置的輸出電力〔W〕的關係作繪示的圖形。
[圖39]就條件8的情況下的滯定時間τ〔ns〕與效率〔%〕的關係作繪示的圖形。
[圖40]就條件8的情況下的滯定時間τ〔ns〕與作為變壓裝置的輸出電力〔W〕的關係作繪示的圖形。
[圖41]就條件9的情況下的滯定時間τ〔ns〕與效率〔%〕的關係作繪示的圖形。
[圖42]就條件9的情況下的滯定時間τ〔ns〕與作為變壓裝置的輸出電力〔W〕的關係作繪示的圖形。
[圖43]就條件10的情況下的滯定時間τ〔ns〕與效 率〔%〕的關係作繪示的圖形。
[圖44]就條件10的情況下的滯定時間τ〔ns〕與作為變壓裝置的輸出電力〔W〕的關係作繪示的圖形。
[實施形態之要旨]
在本發明之實施形態的要旨方面，係包含至少以下。
(1)此係設於電源與負載之間的變壓裝置，由前階電路及後階電路而構成。
在前述前階電路方面，具備：(a)將2的倍數的複數個開關互相串聯連接而成，從串聯體的任一端側所見時第奇數個開關與第偶數個開關係交互導通動作，整體上相對於前述電源而並聯連接的開關串聯體；以及(b)使各開關的相互連接點及前述開關串聯體的兩端點為合計m個節點，而從前述開關串聯體的任一端側依1~m的順序所見時，設於整束奇數節點而導往第1輸出埠的第1電路、及整束偶數節點而導往第2輸出埠的第2電路中的至少一方的電路上，對應存在於至少(m-1)個節點的電容器。
此外，在前述後階電路方面，具備：(c)將互相進行反極性的通電動作的一對的半導體元件互相串聯連接而成，串聯體的一端連接於前述第1輸出埠，另一端連接於前述第2輸出埠的元件串聯體；以及(d)設於將是前述 元件串聯體的兩端點的2個節點整束而導往前述負載的一端的第3電路、及將是前述一對的半導體元件的相互連接點的1個節點導往前述負載的另一端的第4電路中的至少一方的電路上，合計3個節點之中對應存在於至少2個節點的電感器。
並且，進一步具備就前述開關的導通/關斷動作進行控制的控制部。
依如上述(1)而構成的變壓裝置，係可藉包含前階電路及後階電路的電路構成與切換而進行變壓。將如此之變壓裝置用作為電力用的變壓器，使得包含線圈、鐵芯等的歷來的變換器係變不需要。因此，可實現變壓器的大幅的小型輕量化及隨其之低成本化。此外，在高頻變換器成為課題的寄生電容、漏磁場產生的問題亦被消解，可實現低損失的變壓器。另外，電源，係可共同應用交流、直流。
(2)另外，亦可作成在(1)的變壓裝置中，使從對於前述第奇數個開關及前述第偶數個開關的控制皆成為關斷的滯定時間開始時刻，至對於任一方的開關的控制成為導通的滯定時間結束時刻的時間為滯定時間τ時，前述控制部，係前述滯定時間開始時刻後，求出根據在前述半導體元件的一方導通的期間從前述電感器移動至前述開關的雜散電容的電荷而求出的前半時間τ1、根據在前述半導體元件的另一方導通的期間從前述電感器移動至前述開關的雜散電容的電荷而求出的後半時間τ2，根據前 半時間τ1及後半時間τ2，而設定前述滯定時間τ。
此情況下，根據著眼於滯定時間中的電荷的移動而求出的時間τ1、τ2，而設定適切的滯定時間τ，可實現零電壓轉移(ZVT：Zero Volt Transition)。
(3)另外，(2)的變壓裝置中，前述控制部，係在移動至前述雜散電容的電荷返回前述電感器以前使前述滯定時間τ結束為優選。
移動至雜散電容的電荷返回時開關電壓雖會再上升，惟在其以前使滯定時間τ結束，使得可防止開關電壓的再上升。
(4)另外，(3)的變壓裝置中，使前述開關的切換周期為T、前述電感器的電感值為L、前述負載的電阻值為R3的情況下，前述滯定時間τ，係處於如下關係： τ1+τ2≦τ≦τ0+(τ2/2)+τ1
其中，n係雜散電容CDS的個數，CnDS係第n個的雜散電容，上述根號中的值係符號為正而為τ1<τ2。
此情況下，明確設定滯定時間τ的適合範圍，可確實實現零電壓轉移。
(5)另外，取決於後階電路的拓撲，代替(4)而成為如下述。
使前述開關的切換周期為T、前述電感器之中對於前述滯定時間τ具支配性的電感值為L1、前述負載的電阻值為R3的情況下，前述滯定時間τ，係處於如下關係：τ1+τ2≦τ≦τ0+τ1
其中，n係雜散電容CDS的個數，CnDS係第n個的雜散電容，上述根號中的值係符號為正而為τ1<τ2。
[實施形態之細節]
以下，參照圖式說明關於實施形態的細節。
《基本電路例》
圖1，係作為本實施形態相關之變壓裝置的基本形的變壓裝置1的電路圖。於圖中，變壓裝置1，係設於交流電源2、負載R(R，係亦為電阻值。)之間。變壓裝置1，係具備一對的電容器C1、C2、一對的電感器L1、L2、4個開關Sr1、Sr2、Sb1、Sb2、就此等開關Sr1、Sr2、Sb1、Sb2的導通/關斷進行控制的控制部3。控制部3的 切換頻率，係例如1MHz程度。
另外，一對的電容器C1、C2的電容值可為同值，亦可為互相不同的值。關於一對的電感器L1、L2的電感值亦為如此。
由開關Sr1、Sr2、Sb1、Sb2及控制部3，構成將變壓裝置1的電路連接的狀態作切換的開關裝置4。開關Sr1、Sr2係互相同步而動作，此外開關Sb1、Sb2係互相同步而動作。並且，開關Sr1、Sr2之對、開關Sb1、Sb2之對，係以排他地交互成為導通的方式而動作。開關Sr1、Sr2、Sb1、Sb2，係由例如SiC元件或GaN元件所成之半導體切換元件。SiC元件或GaN元件，係相較於例如Si元件，可進行更高速的切換。此外，即使不多階地連接元件，仍獲得充分的崩潰電壓(例如6kV/1個亦可能)。
於圖1，一對的電容器C1、C2，係於連接點M1互相串聯連接。並且，於該串聯體的兩端，連接著交流電源2。於一對的電容器C1、C2的串聯體係施加輸入電壓vin，輸入電流iin流通。
此外，一對的電感器L1、L2，係於連接點M2互相串聯連接。並且，於該串聯體的兩端，施加經由電容器C1、C2的輸入電壓vm，輸入電流im流通。於負載R，係開關Sr2、Sb2的任一者導通時電流流通。於此，使施加於負載R的電壓為vout、使從變壓裝置1流至負載R的輸出電流為iout。
圖2的(a)，係就圖1中的4個開關Sr1、 Sr2、Sb1、Sb2之中，在上側的2個開關Sr1、Sr2導通、在下側的2個開關Sb1、Sb2關斷時的實體連接的狀態作繪示的電路圖。另外，圖1中的開關裝置4的圖示係省略。此外，圖2的(b)，係將與(a)相同的電路圖改寫成階梯狀的電路圖。
另一方面，圖3的(a)，係就圖1中的4個開關Sr1、Sr2、Sb1、Sb2之中，在下側的2個開關Sb1、Sb2導通、在上側的2個開關Sr1、Sr2關斷時的實體連接的狀態作繪示的電路圖。此外，圖3的(b)，係將與(a)相同的電路圖改寫成階梯狀的電路圖。
交互重複圖2、圖3的狀態，使得經由電容器C1、C2的串聯體的連接點M1而取出的電壓，係進一步成為經由電感器L1、L2的串聯體的連接點M2而取出的電壓。亦即，是具備包含一對的電容器C1、C2的前階電路、包含一對的電感器L1、L2的後階電路的電路構成，且於各階，藉切換使得相對於輸入的輸出的極性會反向。另外，電容器C1、C2方面係由於切換使得電流的方向會交互反向，電感器L1、L2方面係由於切換使得電壓的方向會交互反向，
於此，輸入電壓係可推斷為是否成為1/4而輸出。以下，就此從理論上作證明。
於圖2，使來自交流電源2的輸入電壓為vin、使施加於負載R的電壓為vout、使施加於電容器C1的電壓為v1、使施加於電容器C2的電壓為v2、使流於電 感器L1的電流為i1、使流於電感器L2的電流為i2時，以下的式子成立。
另外，為了計算的簡略化，使電容器C1、C2的電容值皆同值C，使電感器L1、L2的電感值皆同值L。
-v in =v 1-v 2
上述的式子，係變形成v1、i1、i2的式子時，成為如下。
於此，設成Ri1=v3、Ri2=v4時，獲得以下的方程式1。
此外，於圖3，如同圖2，而使來自交流電源2的輸入電壓為vin、使施加於負載R的電壓為vout、使施加於電容器C1的電壓為v1、使施加於電容器C2的電壓為v2、使流於電感器L1的電流為i1、使流於電感器L2的電流為i2時，以下的式子成立。
-v in =v 1-v 2
上述的式子，係變形成v1、i1、i2的式子時，成為如下。
於此，設成Ri1=v3、Ri2=v4時，獲得以下的方程式2。
於此，從上述2個狀態難以導出精確解。所以，在實用上應無問題的範圍下設定以下的條件。
(1)輸入電壓的頻率fo下的L的阻抗(電抗)，係相對於電阻值非常小。亦即，2πfoL<<R。以不等號表示之差，係例如1位以上為優選，更優選係2位以上的差。藉此，獲得失真少的更穩定的變壓動作。
(2)C的阻抗(電抗)，於切換頻率fs方面，係雖相對於電阻值R非常小，惟於輸入電壓的頻率fo方面，係相對於電阻值非常大。亦即，1/(2πfsC)<<R<<1/(2πfoC)。以不等號表示之差，係例如1位以上為優選，更優選係2位以上的差。藉此，獲得失真少的更穩定的變壓動作。
(3)另外，切換的一周期中，輸入電壓係幾乎不變化。
因此，vin(t+△t)=vin(t)(0≦△t≦1/fs)
(4)系統穩定，以週期(1/fs)返回同等的狀態。
因此，vx(t+(1/fs))≒vx(t)(x=1、2、3、4)
開關Sr1、Sr2在0≦t≦(1/2fs)的時間成為導通，開關Sb1、Sb2在(1/2fs)≦t≦(1/fs)的時間成為導通時，方程式1方面係在t=0的附近1次近似而獲得以下的方程式3。此外，方程式2方面，係在t=(1/2fs)的附近1次近似而獲得以下的方程式4。
另外，上述的方程式(3)中，第3階的式子中的右邊的第3項的-(1/2){vin(1/2fs)-vin(0)}，係充分接近0的值。
另外，上述的方程式(4)中，第3階的式子中的右邊的第3項的-(1/2){vin(1/fs)-vin(1/2fs)}，係充分接近0的值。
於此，將方程式3、4中的v1、v3、v4分別連 接時，亦即利用v1(0)=v1(1/fs)、v3(0)=v3(1/fs)、v4(0)=v4(1/fs)，此外設成△T=1/(2fs)，而獲得下式。
此外，取上述(正前)的式子的第1階與第2階的和時，vin=-2{v3(0)+v4(0)+v3(△T)+v4(△T)}+v1(0)-v1(△T)
於此，依方程式3的第3階的式子，v1(0)-v1(△T)=(1/(4fsCR))v4(0)
此外，-vout=R(i1+i2)=v3+v4，由於為始終成立的式子，故獲得以下的結論式。
另外，此處係雖為了簡略化而將各C、各L作為同值而處理，惟此等不同的情況下，亦可藉同樣的式展開而導出同樣的結果。
結論式中的最下階的式子的右邊的第2項係相較於第1項下非常小因而可無視。因此，無關於負載變動(R的值的變動)而成為vin≒4vout，輸出電壓係成為輸入電壓的約1/4。另外，無負載R以外的損耗，故輸出電流成為輸入電流的約4倍，輸入阻抗係成為電阻值R的16倍。
另外，在電路參數條件方面，關於電感值係 2πfoL<<R。此外，關於電容值，係1/(2πfsC)<<R<<1/(2πfoC)。滿足此電路參數條件，使得確實實現變壓比相對於負載變動為固定，獲得失真少的更穩定的變壓動作。另外，以不等號表示之差，係例如1位以上為優選，更優選係2位以上的差。
圖4，係上表示針對變壓裝置1的輸入電壓、下表示輸入電流的波形圖。
圖5，係分別表示在變壓的中間階段的電壓vm、電流im的波形圖。此實際上，係由因切換所生的脈衝列而構成，整體上成為如圖示的波形。
此外，圖6，係上表示來自變壓裝置1的輸出電壓、下表示輸出電流的波形圖。如由圖4、圖6的對比而顯然，電壓係變壓成1/4，隨此電流係成為4倍。
另外，圖1的變壓裝置1，係由包含開關Sr1、Sb1及電容器C1、C2的前階電路1f、包含開關Sr2、Sb2及電感器L1、L2的後階電路1r而構成。此前階電路1f及後階電路1r，分別作為電路構成的拓撲，係可表現如下。
亦即前階電路1f，係具備下述的「開關串聯體」與「電容器」。
「開關串聯體」，係將2個開關(Sr1、Sb1)互相串聯連接而成，從串聯體的任一端側(例如上端側)所見時第奇數個開關(Sr1)與第偶數個開關(Sb1)係交互導通動作，整體上係相對於電源2而並聯連接。
「電容器(C1、C2)」，係將各開關的相互連接點(N2)及開關串聯體的兩端點(N1、N3)作為合計3個節點，而從開關串聯體的任一端側依1~3的順序所見時，設於整束奇數節點(N1、N3)而導往第1輸出埠Px的第1電路、及將偶數節點(N2)導往第2輸出埠Py的第2電路中的至少一方的電路上，對應存在於2個節點。
此外，後階電路1r，係具備下述的「元件串聯體」與「電感器」。
「元件串聯體」，係將互相進行反極性的通電動作的一對的半導體元件(Sr2、Sb2)互相串聯連接而成，串聯體的一端連接於第1輸出埠Px，另一端連接於第2輸出埠Py。
「電感器(L1、L2)」，係設於將是元件串聯體的兩端點的2個節點(N11、N13)整束而導往負載R的一端的第3電路、及將是一對的半導體元件的相互連接點的1個節點(N12)導往負載R的另一端的第4電路中的至少一方的電路上，合計3個節點之中對應存在於2個節點(N11、N13)。
《實用的變壓裝置》
接著，基於上述的基本電路，而說明關於使此進一步實用上予以發展的變壓裝置的一例。
圖7，係相關的變壓裝置1的電路圖。此變壓裝置1，係設於電源2與負載R之間，由前階電路1f、後階電 路1r、及控制部3而構成。電源2，係例如直流電源，電壓係1kV。負載R，係在等效電路要素方面具有電阻值R3、電容值C6。
前階電路1f，係具有分洩電阻器R1、R2、開關SW1~SW4及其等的固有的二極體D1~D4、電容器C1~C5，此等係如圖示地連接。
後階電路1r，係具有二極體D11、D12、電感器L1、L2，此等係如圖示地連接。
此外，就開關SW1~SW4，設有控制導通/關斷動作的控制部3。
另外，此處雖有5個電容器C1~C5，惟如後所述，此等之中1個電容器係可省略。因此，圖7的電路，係採用與開關數同數的「4」，而稱作前階4C、後階2L的「4C2L」的電路。相對於此，圖1的電路，係「2C2L」。
另外，二極體D1~D4，係開關SW1~SW4的固有的內接二極體以外，取決於開關SW1~SW4的類型，係亦可為另外設置的外附的二極體。此等二極體D1~D4，係作用為飛輪二極體，有時可減小切換損失。此外，其結果，有時可減低電感器L1、L2的電感值而有助於小型化。
於此，如同圖1表現電路構成的拓撲時，在前階電路1f方面，具備「開關串聯體」、「電容器(C1~C5)」。
「開關串聯體」，係將開關(SW1~SW4)互相串聯連接而成，從串聯體的任一端側(例如上端側)所見時第奇數個開關(SW1、SW3)與第偶數個開關(SW2、SW4)係交互導通動作，整體上係相對於電源2而並聯連接。
「電容器(C1~C5)」，係將各開關的相互連接點(N2、N3、N4)及開關串聯體的兩端點(N1、N5)作為合計5個節點，而從開關串聯體的任一端側依1~5的順序所見時，設於整束奇數節點(N1、N3、N5)而導往第1輸出埠Px的第1電路、及整束偶數節點(N2、N4)而導往第2輸出埠Py的第2電路中的至少一方的電路上，對應存在於5個節點。
此外，在後階電路1r方面，係具備「元件串聯體」、「電感器(L1、L2)」。
「元件串聯體」，係將互相進行反極性的通電動作的一對的半導體元件(D11、D12)互相串聯連接而成，串聯體的一端連接於第1輸出埠Px，另一端連接於第2輸出埠Py。
「電感器(L1、L2)」，係設於將是元件串聯體的兩端點的2個節點(N11、N13)整束而導往負載R的一端的第3電路、及將是一對的半導體元件的相互連接點的1個節點(N12)導往負載R的另一端的第4電路中的至少一方的電路上，合計3個節點之中對應存在於2個節點(N11、N13)。
圖7的變壓裝置，係確認了以與圖1的變壓裝置1同樣的條件切換成開關SW1、SW3、開關SW2、SW4交互導通，使得作為變壓比1/8的降壓電路而動作。亦即，可將輸入電壓1kV，降壓成直流的125V。
《拓撲的變化》
接著，說明關於變壓裝置1(圖1、圖7其他)中的電路構成的拓撲的變化。
(2C前階電路的拓撲)
圖8，係示出「2C2L」的變壓裝置1中的關於前階電路1f的主要部分的拓撲的變化的電路圖。(a)~(e)的各圖的電路，係由一對的開關及一對的電容器(符號省略)而構成。
圖8的(a)，係電容器對應存在於開關串聯體的節點N3、一對的開關的相互連接點的節點N2。(b)係圖1的拓撲。(c)，係電容器對應存在於開關串聯體的節點N1、一對的開關的相互連接點的節點N2。(d)，係2個電容器對應存在於開關串聯體的節點N3，於輸出方向1個電容器對應存在於節點N1之例。(e)，係2個電容器對應存在於開關串聯體的節點N1，於輸出方向1個電容器對應存在於節點N3之例。
另外，雖任一個電路皆電容器係2個，惟亦可電容器分別對應存在於全部的節點N1~N3。
(2L後階電路的拓撲)
圖9，係示出關於後階電路1r的主要部分的拓撲的變化的電路圖。(a)~(e)的各圖的電路，係連接於負載的後階電路1r由一對的開關及一對的電感器(符號省略)而構成。另外，可代替開關而如示於圖7採用二極體。
圖9的(a)，係電感器對應存在於開關串聯體的節點N13、一對的開關的相互連接點的節點N12。(b)係圖1的拓撲。(c)，係電感器對應存在於開關串聯體的節點N11、一對的開關的相互連接點的節點N12。(d)，係2個電感器對應存在於開關串聯體的節點N13，於輸出方向1個電感器對應存在於節點N11之例。(e)，係2個電感器對應存在於開關串聯體的節點N11，於輸出方向1個電感器對應存在於節點N13之例。
另外，雖任一個電路皆電感器係2個，惟亦可電感器分別對應存在於全部的節點N11~N13。
另外，對於後述的滯定時間τ，圖9的(b)的情況下2個電感器L1、L2的電感值L(共通)係均等地造成影響。另一方面，圖9的(a)、(c)、(d)、(e)的情況下，係得知2個電感器L1、L2分別的電感值L1、L2之中，電感值L1對於滯定時間τ的設定具支配性。
(4C前階電路的拓撲)
圖10，係「4C2L」的變壓裝置1中的前階電路1f的主要部分的圖。
於此，從開關串聯體的一端所見時將奇數節點N1、N3、N5整束而導至第1輸出埠Px的第1電路係以實線表示，將偶數節點N2、N4整束而導至第2輸出埠Py的第2電路係以虛線表示。另外，以虛線表示的目的係顯示的方便，係與第1電路並存的電路。
此拓撲，係如同圖7的前階電路1f。
於此，有5個的電容器之中，可僅省略1個，作成「4C」。使節點的數為m(=5)時，對應之電容器的數係需要至少4個。
此外，5個節點N1~N5之中，在第1電路(實線)或第2電路(虛線)被相互整束，連接的節點間係為了實現直流的絕緣，需要經由至少一個電容器。
圖11及圖12，係示出不從圖10中的第1電路(實線)減少電容器總數的情況下的第1電路的電路變化的圖。
在圖11的(a)的電路，係於整束成1個之前的3電路分別設有電容器(同圖10)。在(b)、(c)、(d)的電路，係整束成1個之前的3電路之中於2電路分別設有電容器，於整束後的1個電路亦設有電容器。
在圖12的(a)、(b)、(c)、(d)的電路，係電路的整束方式成為2階段，整束前或後設有電容器。
圖13，係示出從圖10中的第1電路(實線)將電容器總數減少1個的情況下的第1電路的電路變化的圖。
在圖13的(a)~(e)的電路，係N1、N3、N5之中任一1個節點，係直接連結於第1輸出埠Px。其以外的節點，係經由1個或2個電容器，而連接於第1輸出埠Px。
圖14，係示出圖10中的第2電路(虛線)的電路變化的圖。
(a)、(b)係不從第1電路減少電容器，而從第2電路減少1個電容器的情況下的電路圖。(a)的情況下，節點N2係直接連結於第2輸出埠Py。節點N4，係經由電容器而連接於第2輸出埠Py。(b)的情況下，節點N4係直接連結於第2輸出埠Py。節點N2，係經由電容器而連接於第2輸出埠Py。
(c)、(d)、(e)，係從第1電路減少1個電容器，從第2電路不減少電容器的情況下的電路圖。(c)(同圖10)、(d)、(e)中任一情況下，節點N2、N4皆係一起，經由1個或2個的電容器而連接於第2輸出埠Py。
(6C前階電路的拓撲)
此外，在往降壓比增大方向的變形方面亦可「6C2L」。
圖15，係「6C2L」的變壓裝置1中的前階電路1f的主要部分的圖。
於此，從開關串聯體的一端所見時將奇數節點N1、N3、N5、N7整束而導至第1輸出埠Px的第1電路係以實線表示，將偶數節點N2、N4、N6整束而導至第2輸出埠Py的第2電路係以虛線表示。另外，以虛線表示的目的係顯示的方便，係與第1電路並存的電路。
示於圖15的「6C2L」中，係有7個的電容器之中，可僅省略1個，作成「6C」。使節點的數為m(=7)時，對應之電容器的數係需要至少6個。
此外，7個節點N1~N7之中，在第1電路(實線)或第2電路(虛線)被相互整束，連接的節點間係為了實現直流的絕緣，需要經由至少一個電容器。
圖16，係示出從圖15中的第1電路(實線)或第2電路(虛線)減少1個電容器的情況下的電路變化的圖。在(a)的電路，係節點N3不經由電容器而直接連結於第1輸出埠Px。在(b)的電路，係節點N7不經由電容器而直接連結於第1輸出埠Px。在(c)的電路，係節點N4不經由電容器而直接連結於第2輸出埠Py。
《拓撲的總括》
另外，再者，「8C」以上亦可同樣地擴張。
根據以上例示的各種的電路，前階電路1f的拓撲係可表現如下。
前階電路1f(圖1、圖8、圖10~16)，係具備(a)將2的倍數的複數個開關互相串聯連接而成，從串聯體的任一端側所見時第奇數個開關與第偶數個開關係交互導通動作，整體上相對於電源而並聯連接的開關串聯體；以及(b)使各開關的相互連接點及開關串聯體的兩端點為合計m個節點，而從開關串聯體的任一端側依1~m的順序所見時，設於整束奇數節點而導往第1輸出埠的第1電路、及整束偶數節點而導往第2輸出埠的第2電路中的至少一方的電路上，對應存在於至少(m-1)個節點的電容器。
另一方面，後階電路1r(圖1、圖7、圖9)，係具備：(c)將互相進行反極性的通電動作的一對的半導體元件互相串聯連接而成，串聯體的一端連接於第1輸出埠，另一端連接於第2輸出埠的元件串聯體；以及(d)設於將是元件串聯體的兩端點的2個節點整束而導往負載的一端的第3電路、及將是一對的半導體元件的相互連接點的1個節點導往負載的另一端的第4電路中的至少一方的電路上，合計3個節點之中對應存在於至少2個節點的電感器。
另外，後階電路1r的半導體元件為二極體的情況下，係可使通電方向為互相逆向而串聯連接從而構成元件串聯體。半導體元件為開關的情況下，係將一對的開關串聯連接而構成元件串聯體，使一對的開關交互導通動作。
在如上述之變壓裝置1，係可藉包含前階電路 1f及後階電路1r的電路構成與切換而進行變壓。將如此之變壓裝置1用作為電力用的變壓器，使得包含線圈、鐵芯等的歷來的變換器係變不需要。因此，可實現變壓器的大幅的小型輕量化及隨其之低成本化。此外，在高頻變換器成為課題的寄生電容、漏磁場產生的問題亦被消解，可實現低損失的變壓器。另外，電源，係可共同應用交流、直流。
《滯定時間的設計》
接著說明關於滯定時間的設計。滯定時間，係從例如圖7中第奇數個開關SW1、SW3、第偶數個開關SW2、SW4成為交互的導通的空隙的對於全部的開關的控制成為關斷的瞬間至任一個開關的控制成為導通為止的過渡性的時間。
圖17，係示出第奇數個或第偶數個的開關從導通變關斷並再變導通時的開關電壓(汲極-源極間電壓)的變化的圖形。導通時，開關電壓係0V，關斷時係例如500V。於從導通轉成關斷或從關斷轉成導通的期間的滯定時間τ存在過渡性的電壓變化。從關斷變化至導通時，係開關電壓降低至0V後，變成導通的零電壓轉移(ZVT：Zero Voltage Transition)為了將切換損失抑制成最小限度而為優選。
圖18，係就圖17中的從關斷往導通的變化的部分，將橫軸的時間放大而顯示的圖形。於圖中，獲得滯 定時間τ方面，係包含500V至250V的前半時間τ1、接續其的250V至0V的後半時間τ2的發現。亦即τ≧τ1+τ2．．．(1)。前半時間τ1與後半時間τ2係斜率互相稍微不同，τ1<τ2。因此，可將滯定時間τ分成前半時間τ1與後半時間τ2而考察。使變壓裝置1的輸出電壓125V為Vout時，τ1：電壓至4Vout~2Vout，τ2：電壓至2Vout~0。
圖19，係將滯定時間的長度設定成大、中、小的3種類，示出ZVT的關係的圖形。於圖中，滯定時間τ小於適當值(中)時，成為以點劃線而示的電壓變化，在到達0V前開始下個導通。亦即，此非ZVT。此外，滯定時間τ大於適當值(中)時，成為以實線而示的電壓變化，僅管達到一端0V，之後再次電壓上升，結果直接開始下個導通。亦即，此亦非ZVT。因此，以虛線所示的τ方面，係可謂不過大、不過小的適切的範圍。
圖20，係省略圖7中的二極體D1~D4、及分洩電阻器R1、R2的圖示，替而記載開關SW1~SW4分別具有的雜散電容C11~C14的電路圖。此外，圖20，係一併示出前半時間τ1的電流的路徑。二極體D11、D12之中，導通者係二極體D12。此時，流過電感器L1的電流IL1流入雜散電容C11~C14。使流於電感器L2的電流為IL2、流至雜散電容C11~C14的電流為IQ、流於負載R的電流為IR時，如下： IQ=IL2+IR=IL1
此外，圖21，係與圖20同樣的背景的圖，一併示出後半時間τ2的電流的路徑。二極體D11、D12之中，導通者係二極體D11。此時，流於電感器L2的電流為IL2流入雜散電容C11~C14。此情況下，係IQ=IL1-IR=IL2。因此，IL2，係比IL1小。
圖22，係就流於電感器L1、L2的電流波形的一例作繪示的圖形。電流波形係可如此以直線近似。二個波形之中，上為IL1的波形，下為IL2的波形。從各波形的最小值往最大值變化的時間，係切換周期T的半周期。
於此，採用以下的解析的近似條件。
(近似條件1)
首先，降壓比係以1/8設為固定。亦即，使變壓裝置1的輸入電壓為Vin、輸出電壓為Vout時，Vout≒Vin/8=125[V]。
(近似條件2)
電感器L1、L2的兩端的電壓波形係工作比50%的矩形波。
(近似條件3)
然後，電感器L1、L2的兩端的電壓VL1、VL2的絕對值，係輸出電壓。亦即，使電壓VL的最大值為VLmax、最小值為VLmin時， VLmax≒Vout VLmin≒-Vout。此外，為了計算的簡略化，設成：
設成電感器L1、L2係電感值為共通的值L，電感器L1、L2的兩端電壓VL，係VL=L(dIL(t)/dt)=L．a。a係直線的斜率。
因此，a=Vout/L．．．(2)。
此外，峰對峰的ILp-p，係ILp-p=a(T/2)。因此，ILp-p=T．Vout/2L．．．(3)。
圖23，係圖22的波形的頂點附近的放大圖。於圖中，在前半時間τ1的期間流進雜散電容CDS(C11~C14的總稱)的電荷Q1，係成為圖的左側的影線面積。亦即，Q1={(ILp-p/2)+(Vout/2R3)}τ1-(τ1/2)．(aτ1/2)．．．(4)。此外，後半時間τ2的期間流進雜散電容CDS的電荷Q2，係成為圖的右側的影線面積。亦即，Q2={(ILp-p/2)-(Vout/2R3)}τ2-(τ2/2)．(aτ2/2)．．．(5)。
於式(4)的Q1，代入式(2)、(3)而整理 時，成為Q1=(Vout．τ1/2){(T/2L)+(1/R3)}-(Vout．τ12/4L)．．．(6)。
此外，於式(5)的Q2，代入式(2)、(3)而整理時，成為Q2=(Vout．τ2/2){(T/2L)-(1/R3)}-(Vout．τ22/4L)．．．(7)。
此外，由於電荷Q1，對於4個雜散電容CDS(C11~C14)Vin(=1kV)/4亦即250V(=2Vout)份的電荷移動，故Q1=4CDS．2Vout=8CDS．Vout．．．(8)。將從式(6)、(8)獲得的二次方程式針對τ1解開時，成為τ1=(T/2)+(L/R3)-(1/2)[{T+(2L/R3)}2-128LCDS]1/2．．．(9)。
同樣，由於電荷Q2，對於4個雜散電容CDS(C11~C14)Vin(=1kV)/4亦即250V(=2Vout)份的電荷移動，故Q2=4CDS．2Vout=8CDS．Vout．．．(10)。將從式(7)、(10)獲得的二次方程式針對τ2解開時，成為τ2=(T/2)-(L/R3)-(1/2)[{T-(2L/R3)}2-128LCDS]1/2．．．(11)。
接著，考量關於滯定時間τ的最大值。
圖24，係將圖23的波形往時間軸方向(右方向)作了延長的圖。進入後半時間τ2的後半區域時，電流的斜率係成為(-a)。因此，存在IL2=0的時刻t0。超過時刻t0時，變成負的電流流通。此係表示在時刻t0之後，右下的影線的部分的電荷返回。變成如此時，開關電壓會再上升，故滯定時間τ係不得不設成不到達t0。令用於不到達t0的滯定時間的最大值為τmax。
於圖24，使電流IL2為正的峰值至0V耗費的時間為τ0時，{(ILp-p/2)-(Vout/2R3)}-aτ0=0．．．(12)。於式(12)，代入式(2)、(3)而針對τ0解開時，成為τ0=(T/4)-(L/2R3)...(13)。於此，根據圖24，τmax=τ0+(τ2/2)+τ1．．．(14)。根據式(13)、(14)，成為τmax=(T/4)-(L/2R3)+(τ2/2)+τ1．．．(14a)。
另外，為了確保切換的導通時間，τmax係當然不得不為τmax<(T/2)。
上述的結果，滯定時間τ的範圍，係應如下作設定。
τ1+τ2≦τ≦τ0+(τ2/2)+τ1．．．(15)
於此，τ0、τ1、τ2，係如下。
此外，上述的式(16)，係考量前階電路的多階化而一般化時，成為如下。另外，式(15)係考量多階化下仍為不變。
使雜散電容CDS的個數(亦即與構成開關串聯體的開關的個數相同)為n，使從1依序計數下第n個的雜散電容為CnDS時，式(16)係一般化如下。
另外，上述根號中的值係符號為正而為τ1<τ2。
滯定時間τ的範圍係已知不取決於前階電路的拓撲，取決於後階電路的拓撲。後階電路為圖9的(b)時，τ係由上述的式(15)及式(17)而給予。
另一方面，後階電路為圖9的(b)以外，亦 即(a)、(c)、(d)、(e)時，τ係由以下的式(15a)、(17a)而給予。
τ1+τ2≦τ≦τ0+τ1．．．(15a)
於此，τ0、τ1、τ2，係如下。
如前所述，後階的拓撲為圖9的(a)、(c)、(d)、(e)時，對於滯定時間τ具支配性的電感值係L1，故於式(17a)登場的電感值係僅L1。
(總結)
以上，如已詳述，例如在圖7中，變壓裝置1的控制部3，係可滯定時間開始時刻後，求出二極體D11、D12的一方(D12)導通的期間根據從電感器L1移動至開關的雜散電容CDS的電荷而求出的前半時間τ1、二極體D11、D12的另一方(D11)導通的期間根據從電感器L2移動至開關的雜散電容CDS的電荷而求出的後半時間τ2，根據前半時間τ1及後半時間τ2，而設定滯定時間τ。
藉此，根據著眼於滯定時間中的電荷的移動而求出的 時間τ1、τ2，而設定適切的滯定時間τ，可實現零電壓轉移(ZVT)。
此外，控制部3，係在移動至雜散電容CDS的電荷返回電感器L1、L2以前使滯定時間τ結束，而使得可防止開關電壓的再上升。
此外，根據上述式(15)~(17)，明確設定滯定時間τ的適合範圍，可確實實現零電壓轉移。
《滯定時間τ的效果的檢證》
接著，就依上述的範圍設計滯定時間τ的情況下的變壓裝置，將檢證其性能的結果示於以下。
<條件1>
電路構成：「2C2L」
電感器L1、L2的電感值L=15〔mH〕
負載的電阻值R3=15625〔Ω〕
雜散電容CDS=5〔pF〕
上述的條件1的情況下，根據式(15)、(17)而計算滯定時間τ的最小值及最大值時，如下：最小值τmin=253〔ns〕
最大值τmax=2197〔ns〕
圖25，係就條件1的情況下的滯定時間τ〔ns〕與效率〔%〕的關係作繪示的圖形。將上述計算上的τmin及τmax示於圖形上時，圖形的特性上得知與效率佳的 範圍一致。
圖26，係就條件1的情況下的滯定時間τ〔ns〕與作為變壓裝置的輸出電力〔W〕的關係作繪示的圖形。將上述計算上的τmin及τmax示於圖形上時，圖形的特性上得知與成為穩定的高輸出之範圍一致。
<條件2>
電路構成：「2C2L」
電感器L1、L2的電感值L=15〔mH〕
負載的電阻值R3=7000〔Ω〕
雜散電容CDS=5〔pF〕
上述的條件2的情況下，根據式(15)、(17)而計算滯定時間τ的最小值及最大值時，成為：最小值τmin=303〔ns〕
最大值τmax=1622〔ns〕
圖27，係就條件2的情況下的滯定時間τ〔ns〕與效率〔%〕的關係作繪示的圖形。將上述計算上的τmin及τmax示於圖形上時，圖形的特性上得知與效率佳的範圍一致。
圖28，係就條件2的情況下的滯定時間τ〔ns〕與作為變壓裝置的輸出電力〔W〕的關係作繪示的圖形。將上述計算上的τmin及τmax示於圖形上時，圖形的特性上得知與成為穩定的高輸出之範圍一致。
<條件3>
電路構成：「2C2L」
電感器L1、L2的電感值L=15〔mH〕
負載的電阻值R3=15625〔Ω〕
雜散電容CDS=10〔pF〕
上述的條件3的情況下，根據式(15)、(17)而計算滯定時間τ的最小值及最大值時，成為：最小值τmin=514〔ns〕
最大值τmax=2379〔ns〕
圖29，係就條件3的情況下的滯定時間τ〔ns〕與效率〔%〕的關係作繪示的圖形。將上述計算上的τmin及τmax示於圖形上時，圖形的特性上得知與效率佳的範圍一致。
圖30，係就條件3的情況下的滯定時間τ〔ns〕與作為變壓裝置的輸出電力〔W〕的關係作繪示的圖形。將上述計算上的τmin及τmax示於圖形上時，圖形的特性上得知與成為穩定的高輸出之範圍一致。
<條件4>
電路構成：「2C2L」
電感器L1、L2的電感值L=7.5〔mH〕
負載的電阻值R3=15625〔Ω〕
雜散電容CDS=5〔pF〕
上述的條件4的情況下，根據式(15)、(17)而計 算滯定時間τ的最小值及最大值時，成為：最小值τmin=122〔ns〕
最大值τmax=2348〔ns〕
圖31，係就條件4的情況下的滯定時間τ〔ns〕與效率〔%〕的關係作繪示的圖形。將上述計算上的τmin及τmax示於圖形上時，圖形的特性上得知與效率佳的範圍一致。
圖32，係就條件4的情況下的滯定時間τ〔ns〕與作為變壓裝置的輸出電力〔W〕的關係作繪示的圖形。將上述計算上的τmin及τmax示於圖形上時，圖形的特性上得知與成為穩定的高輸出之範圍一致。
<條件5>
電路構成：「6C2L」
電感器L1、L2的電感值L=15〔mH〕
負載的電阻值R3=15625〔Ω〕
雜散電容CDS=5〔pF〕
上述的條件5的情況下，根據式(15)、(17)而計算滯定時間τ的最小值及最大值時，成為：最小值τmin=783〔ns〕
最大值τmax=2567〔ns〕
圖33，係就條件5的情況下的滯定時間τ〔ns〕與效率〔%〕的關係作繪示的圖形。將上述計算上的τmin及τmax示於圖形上時，圖形的特性上得知與效率佳的 範圍一致。
圖34，係就條件5的情況下的滯定時間τ〔ns〕與作為變壓裝置的輸出電力〔W〕的關係作繪示的圖形。將上述計算上的τmin及τmax示於圖形上時，圖形的特性上得知與成為穩定的高輸出之範圍一致。
<條件6>
電路構成：「6C2L」
電感器L1、L2的電感值L=15〔mH〕
負載的電阻值R3=7000〔Ω〕
雜散電容CDS=5〔pF〕
上述的條件6的情況下，根據式(15)、(17)而計算滯定時間τ的最小值及最大值時，成為：最小值τmin=978〔ns〕
最大值τmax=2046〔ns〕
圖35，係就條件6的情況下的滯定時間τ〔ns〕與效率〔%〕的關係作繪示的圖形。將上述計算上的τmin及τmax示於圖形上時，圖形的特性上得知與效率佳的範圍一致。
圖36，係就條件6的情況下的滯定時間τ〔ns〕與作為變壓裝置的輸出電力〔W〕的關係作繪示的圖形。將上述計算上的τmin及τmax示於圖形上時，圖形的特性上得知與成為穩定的高輸出之範圍一致。
<條件7>
電路構成：「6C2L」
電感器L1、L2的電感值L=15〔mH〕
負載的電阻值R3=15625〔Ω〕
雜散電容CDS=10〔pF〕
上述的條件7的情況下，根據式(15)、(17)而計算滯定時間τ的最小值及最大值時，成為：最小值τmin=1658〔ns〕
最大值τmax=3168〔ns〕
圖37，係就條件7的情況下的滯定時間τ〔ns〕與效率〔%〕的關係作繪示的圖形。將上述計算上的τmin及τmax示於圖形上時，圖形的特性上得知與效率佳的範圍一致。
圖38，係就條件7的情況下的滯定時間τ〔ns〕與作為變壓裝置的輸出電力〔W〕的關係作繪示的圖形。將上述計算上的τmin及τmax示於圖形上時，圖形的特性上得知與成為穩定的高輸出之範圍一致。
<條件8>
電路構成：「6C2L」
電感器L1、L2的電感值L=7.5〔mH〕
負載的電阻值R3=15625〔Ω〕
雜散電容CDS=5〔pF〕
上述的條件8的情況下，根據式(15)、(17)而計 算滯定時間τ的最小值及最大值時，成為：最小值τmin=370〔ns〕
最大值τmax=2528〔ns〕
圖39，係就條件8的情況下的滯定時間τ〔ns〕與效率〔%〕的關係作繪示的圖形。將上述計算上的τmin及τmax示於圖形上時，圖形的特性上得知與效率佳的範圍一致。
圖40，係就條件8的情況下的滯定時間τ〔ns〕與作為變壓裝置的輸出電力〔W〕的關係作繪示的圖形。將上述計算上的τmin及τmax示於圖形上時，圖形的特性上得知與成為穩定的高輸出之範圍一致。
在上述的條件1~8，係考量雜散電容CDS的值為複數個的電容器共通者，接著檢證關於複數個且不均勻的電容值的情況。
<條件9>
電路構成：「4C2L」
電感器L1、L2的電感值L=15〔mH〕
負載的電阻值R3=15625〔Ω〕
雜散電容CDS：17〔pF〕、10〔pF〕、10〔pF〕、3〔pF〕
整體上的雜散電容ΣCDS：40〔pF〕
上述的條件9的情況下，根據式(15)、(17)而計算滯定時間τ的最小值及最大值時，成為： 最小值τmin=1063〔ns〕
最大值τmax=2760〔ns〕
圖41，係就條件9的情況下的滯定時間τ〔ns〕與效率〔%〕的關係作繪示的圖形。將上述計算上的τmin及τmax示於圖形上時，圖形的特性上得知與效率佳的範圍一致。
圖42，係就條件9的情況下的滯定時間τ〔ns〕與作為變壓裝置的輸出電力〔W〕的關係作繪示的圖形。將上述計算上的τmin及τmax示於圖形上時，圖形的特性上得知與成為穩定的高輸出之範圍一致。
<條件10>
電路構成：「4C2L」
電感器L1、L2的電感值L=15〔mH〕
負載的電阻值R3=15625〔Ω〕
雜散電容CDS：12〔pF〕、5〔pF〕、15〔pF〕、8〔pF〕
整體上的雜散電容ΣCDS：40〔pF〕
上述的條件10的情況下，式(15)、根據(17)而計算滯定時間τ的最小值及最大值時，成為：最小值τmin=1063〔ns〕
最大值τmax=2760〔ns〕
圖43，係就條件10的情況下的滯定時間τ〔ns〕與效率〔%〕的關係作繪示的圖形。將上述計算上的 τmin及τmax示於圖形上時，圖形的特性上得知與效率佳的範圍一致。
圖44，係就條件10的情況下的滯定時間τ〔ns〕與作為變壓裝置的輸出電力〔W〕的關係作繪示的圖形。將上述計算上的τmin及τmax示於圖形上時，圖形的特性上得知與成為穩定的高輸出之範圍一致。
如以上，將滯定時間τ根據示於式(15)、(17)的關係而定，使得變壓裝置係可獲得優異之效率與穩定的高輸出。
《補充》
另外，今次所揭露之實施形態係在各方面應視為例示並非限制性者。本發明之範圍係由申請專利範圍所示，旨在包含與申請專利範圍均等之意思及範圍內的全部之變更。

Claims (5)

  1. 一種變壓裝置，設於電源與負載之間，由前階電路及後階電路而構成，在前述前階電路方面，具備：開關串聯體，其係將2的倍數的複數個開關互相串聯連接而成，且從串聯體的任一端側所見時第奇數個開關與第偶數個開關係交互導通動作者，該開關串聯體整體上相對於前述電源而並聯連接；以及電容器，其係在使各開關的相互連接點及前述開關串聯體的兩端點為合計m個節點而從前述開關串聯體的任一端側依1~m的順序所見時，設於將從奇數節點延伸出去的電路連接而導往第1輸出埠的第1電路、及將從偶數節點延伸出去的電路連接而導往第2輸出埠的第2電路中的至少一方的電路上，對應於至少(m-1)個節點而存在；在前述後階電路方面，具備：元件串聯體，其係將互相進行反極性的通電動作的一對的半導體元件互相串聯連接而成，且串聯體的一端連接於前述第1輸出埠，另一端連接於前述第2輸出埠；以及電感器，其係設於將從是前述元件串聯體的兩端點的2個節點延伸出去的電路連接而導往前述負載的一端的第3電路、及將是前述一對的半導體元件的相互連接點的1個節點導往前述負載的另一端的第4電路中的至少一方的電路上，合計3個節點之中對應於至少2個節點而存在，前述變壓裝置具備就前述開關的導通/關斷動作進行控制的控制部。
  2. 如申請專利範圍第1項之變壓裝置，其中，使從對於前述第奇數個開關及前述第偶數個開關的控制皆成為關斷的滯定時間開始時刻，至對於任一方的開關的控制成為導通的滯定時間結束時刻的時間為滯定時間τ時，前述控制部，係前述滯定時間開始時刻後，求出根據在前述半導體元件的一方導通的期間從前述電感器移動至前述開關的雜散電容的電荷而求出的前半時間τ1、根據在前述半導體元件的另一方導通的期間從前述電感器移動至前述開關的雜散電容的電荷而求出的後半時間τ2，根據前半時間τ1及後半時間τ2，而設定前述滯定時間τ。
  3. 如申請專利範圍第2項之變壓裝置，其中，前述控制部，係在移動至前述雜散電容的電荷返回前述電感器以前使前述滯定時間τ結束。
  4. 如申請專利範圍第3項之變壓裝置，其中，使前述開關的切換周期為T、前述電感器的電感值為L、前述負載的電阻值為R3的情況下，前述滯定時間τ係處於如下關係：τ 1+τ 2≦τ≦τ 0+(τ 2/2)+τ 1 其中，n係雜散電容CDS的個數，CnDS係第n個的雜散電容，上述根號中的值係符號為正而為τ1<τ2。
  5. 如申請專利範圍第3項之變壓裝置，其中，使前述開關的切換周期為T、前述電感器之中對於前述滯定時間具支配性的電感值為L1、前述負載的電阻值為R3的情況下，前述滯定時間τ係處於如下關係：τ 1+τ 2≦τ≦τ 0+τ 1 其中，n係雜散電容CDS的個數，CnDS係第n個的雜散電容，上述根號中的值係符號為正而為τ1<τ2。
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