CN107112908B - 变压器 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种变压器。所述变压器包括前级电路和后级电路。作为所述前级电路，被并联连接到电源的开关串联单元包括交替接通的奇数编号的开关和偶数编号的开关。各个开关的相互连接点和所述开关串联单元两端的点被视为是总共m个节点。电容器被设置在组合了奇数节点以将奇数节点引导到第一输出端口的第一电路径、以及组合了偶数节点以将偶数节点引导到第二输出端口的第二电路径这两者中的至少一个上。存在电容器以便对应于至少(m‑1)个节点。所述后级电路包括元件串联单元和必要的电感器，该元件串联单元由彼此串联连接以便执行相反极性的导电操作的一对半导体元件组成。

Description

变压器
技术领域
本发明涉及变压器。
背景技术
在商业AC输配电系统中，使用变压器。仅在消费者家附近，使用杆式变压器将例如6600V(50Hz或60Hz)变换到200V(参见非专利文献1)。这种杆式变压器具有作为缠绕铁芯的导线的厚线圈，以及因此具有相当的重量。例如，直径为40cm和高度为80cm的杆式变压器具有约200kg的重量，包括绝缘油和壳体。
另一方面，为了实现是下一代电源系统的智能电网，正在进行SST(固态变压器)的研究。对于SST，使用高频变压器(例如，参见非专利文献2)。
近年来，例如，需要降低光伏发电的输出电压(DC)以用于测量的低压电源。存在光伏发电的输出电压高达1000V的情况。为了将这样的高电压降低到约100V至200V，如在AC电路中那样需要诸如降压变压器的中间设备。
引用列表
[非专利文献]
非专利文献1：中部(Chubu)电力有限公司的首页，[杆式变压器]，[在线]，[2014年9月12日检索]，互联网<URL:http://www.chuden.co.jp/kids/kids_denki/home/hom_kaku/index.html>
非专利文献2：Falcones，S.:等人的，Power and Energy Society GeneralMeeting，2010 IEEE，第1-8页，Minneapolis，2010年7月。
发明内容
[技术问题]
传统的杆式变压器重，因此不容易操作。此外，在杆上需要足够大的以容纳变压器的外部尺寸的附接空间。
另一方面，高频变压器不能避免寄生电容的影响，并且在设计上是困难的。
考虑到这些常规问题，本发明的目的是提供一种具有小尺寸和轻重量的创新的下一代变压器，其不需要如在常规变压器中使用的用于磁耦合、电磁感应或互感的线圈、铁芯等。可以使用AC电源或DC电源。
[问题的解决方案]
根据本发明的变压器设置在电源和负载之间，并且由前级电路和后级电路组成。变压器包括作为前级电路的(a)开关串联单元，其由彼此串联连接的为2的倍数的多个开关组成，多个开关包括从串联单元的两端中的一端来看的奇数编号的开关和偶数编号的开关，奇数编号的开关和偶数编号的开关被配置为交替地接通(ON)，开关串联单元作为整体与电源并联连接，以及(b)假设各个开关的相互连接点和开关串联单元的两个端点被视为总共m个节点并且从开关串联单元的两端中的一端来看以1到m的顺序的节点，电容器，被设置在第一电路径和第二电路径的至少一个电路径上，第一电路径被配置为组合奇数节点并将奇数节点引导到第一输出端口，第二电路径被配置为组合偶数节点并且将所述偶数节点引导到第二输出端口，电容器存在以对应于至少(m-1)个节点。变压器包括作为后级电路的(c)元件串联单元，其由彼此串联连接并且执行相反极性的导电操作的一对半导体元件组成，元件串联单元的两端中的一端连接到第一输出端口，而其另一端连接到第二输出端口，以及(d)电感器，被设置在第三电路径和第四电路径的至少一个电路径上，第三电路径被配置为组合作为元件串联单元的两个端点的两个节点，并将两个节点引导到负载的两端中的一端，第四电路径被配置为将作为一对半导体元件的相互连接点的一个节点引导到负载的另一端，电感器存在以便对应于总共三个节点中的至少两个节点。变压器还包括控制部，其被配置为控制开关的接通/断开(ON/OFF)操作。
[发明的有益效果]
根据本发明的变压器，可以提供一种具有小尺寸和轻重量的创新的下一代变压器，其不需要如在常规变压器中使用的用于磁耦合、电磁感应或互感的线圈、铁芯等。
附图说明
[图1]图1是根据实施例示出作为变压器的基本形式的变压器的电路图。
[图2]图2是电路图，其中(a)示出在图1所示的4个开关中上侧的两个开关为接通，下侧的两个开关为断开的实质连接状态，以及(b)以阶段状示出与(a)相同的电路图。
[图3]图3是电路图，其中(a)示出在图1所示的四个开关中下侧的两个开关为接通，上侧的两个开关为断开的实质连接状态，以及(b)以阶段状示出与(a)相同的电路图。
[图4]图4是波形图，其中上图示出了到变压器的输入电压并且下图示出了到变压器的输入电流。
[图5]图5是示出电压Vm和电流im处于变换的中间级的波形图。
[图6]图6是波形图，其中上图示出了来自变压器的输出电压并且下图示出了来自变压器的输出电流。
[图7]图7是示出被开发为更实用的变压器的示例的电路图。
[图8]图8是示出“2C2L”变压器中的前级电路的主要部分的拓扑变化的电路图。
[图9]图9是示出后级电路的主要部分的拓扑变化的电路图。
[图10]图10是示出“4C2L”变压器中的前级电路的主要部分的图。
[图11]图11是示出在第一电路径(实线)中电容器的总数未减少的情况下的第一电路径的电路变化的图。
[图12]图12是示出在第一电路径(实线)中电容器的总数未减少的情况下的第一电路径的其他电路变化的图。
[图13]图13是示出在图10所示的第一电路径(实线)中电容器的总数减少一个的情况下的第一电路径的电路变化的图。
[图14]图14是示出图10所示的第二电路径(虚线)的电路变化的图。
[图15]图15是示出“6C2L”变压器中的前级电路的主要部分的图。
[图16]图16是示出在图15中第一电路径(实线)或第二电路径(虚线)中电容器的总数减少一个的情况下的电路变化的图。
[图17]图17是示出当奇数或偶数编号的开关从接通变为断开并再次变为接通时的开关电压(漏极至源极电压)的改变的曲线图。
[图18]图18是示出图17所示的、当水平轴上的时间被放大的从断开到接通的改变的曲线图。
[图19]图19是示出ZVT与设定为“长”、“中”和“短”的死区时间长度之间的关系的曲线图。
[图20]图20是电路图，其中图7所示的二极管和泄放电阻器被省略而是示出了各开关所具有的浮置电容。
[图21]图21是与图20相同的背景的电路图，其中还示出了在第二半时间τ2中的电流路径。
[图22]图22是示出在电感器中流动的电流的波形的示例的曲线图。
[图23]图23是示出图22所示波形的峰值附近部分的放大图。
[图24]图24是示出图23中的波形沿时间轴方向(向右方向)延伸的图。
[图25]图25是示出条件1的情况下的死区时间τ[ns]和效率[％]之间的关系的曲线图。
[图26]图26是表示条件1的情况下的变压器的死区时间τ[ns]和输出功率[W]之间的关系的曲线图。
[图27]图27是示出条件2的情况下的死区时间τ[ns]和效率[％]之间的关系的曲线图。
[图28]图28是示出条件2的情况下的变压器的死区时间τ[ns]和输出功率[W]之间的关系的曲线图。
[图29]图29是示出条件3的情况下的死区时间τ[ns]和效率[％]之间的关系的曲线图。
[图30]图30是表示条件3的情况下的变压器的死区时间τ[ns]和输出功率[W]之间的关系的曲线图。
[图31]图31是示出条件4的情况下的死区时间τ[ns]和效率[％]之间的关系的曲线图。
[图32]图32是示出条件4的情况下的变压器的死区时间τ[ns]和输出功率[W]之间的关系的曲线图。
[图33]图33是示出条件5的情况下的死区时间τ[ns]和效率[％]之间的关系的曲线图。
[图34]图34是示出条件5的情况下的变压器的死区时间τ[ns]和输出功率[W]之间的关系的曲线图。
[图35]图35是示出条件6的情况下的死区时间τ[ns]和效率[％]之间的关系的曲线图。
[图36]图36是示出条件6的情况下的变压器的死区时间τ[ns]和输出功率[W]之间的关系的曲线图。
[图37]图37是示出条件7的情况下的死区时间τ[ns]和效率[％]之间的关系的曲线图。
[图38]图38是示出条件7的情况下的变压器的死区时间τ[ns]和输出功率[W]之间的关系的曲线图。
[图39]图39是示出条件8的情况下的死区时间τ[ns]和效率[％]之间的关系的曲线图。
[图40]图40是示出条件8的情况下的变压器的死区时间τ[ns]和输出功率[W]之间的关系的曲线图。
[图41]图41是示出条件9的情况下的死区时间τ[ns]和效率[％]之间的关系的曲线图。
[图42]图42是示出条件9的情况下的变压器的死区时间τ[ns]和输出功率[W]之间的关系的曲线图。
[图43]图43是示出条件10的情况下的死区时间τ[ns]和效率[％]之间的关系的曲线图。
[图44]图44是示出条件10的情况下的变压器的死区时间τ[ns]和输出功率[W]之间的关系的曲线图。
具体实施方式
[实施例的概述]
本发明实施例的概述至少包括以下。
(1)设置在电源和负载之间的变压器由前级电路和后级电路组成。
变压器包括：作为前级电路的，(a)开关串联单元，其由彼此串联连接的为2的倍数的多个开关组成，多个开关包括从开关串联单元的两端中的一端来看的奇数编号的开关和偶数编号的开关，奇数编号的开关和偶数编号的开关被配置为交替地接通，开关串联单元作为整体与电源并联连接，以及(b)假设各个开关的相互连接点和开关串联单元的两个端点被视为总共m个节点并且从开关串联单元的两端中的一端来看以1到m的顺序的节点，电容器，被设置在第一电路径和第二电路径的至少一个电路径上，第一电路径被配置为组合奇数节点并将奇数节点引导到第一输出端口，第二电路径被配置为组合偶数节点并且将偶数节点引导到第二输出端口，电容器存在以对应于至少(m-1)个节点。电容器存在以对应于至少(m-1)个节点。
另外，变压器包括，作为后级电路的，(c)元件串联单元，其由彼此串联连接并且执行相反极性的导电操作的一对半导体元件组成，元件串联单元的两端中的一端连接到第一输出端口，而其另一端连接到第二输出端口，以及(d)电感器，被设置在第三电路径和第四电路径的至少一个电路径上，第三电路径被配置为组合作为元件串联单元的两个端点的两个节点，并将两个节点引导到负载的两端，第四电路径被配置为将作为一对半导体元件的相互连接点的一个节点引导到负载的另一端，电感器存在以便对应于总共三个节点中的至少两个节点。
变压器还包括控制部，其被配置为控制开关的接通/断开操作。
如上述(1)所配置的变压器可以通过包括前级电路和后级电路的电路配置并通过开关来执行变换。使用该变压器作为电力变压器使得不需要使用包括线圈、铁芯等的常规变压器。因此，有可能实现变压器的显著的尺寸减小和重量减轻，并因此相应地实现成本降低。此外，还解决了在高频变压器中出现的寄生电容和磁场泄漏的发生，因此可以实现具有低损耗的变压器。对于电源，可以使用AC电源或DC电源。
(2)此外，在上述(1)中所述的变压器中，假设从死区时间开始时刻到死区时间结束时刻的时间段是死区时间τ，死区时间开始时刻是奇数编号的开关的控制和偶数编号的开关的控制都是断开的时间，死区时间结束时刻是奇数编号的开关或偶数编号的开关的控制是接通的时间。在这种情况下，在死区时间开始时刻之后，控制部可以计算第一半时间τ1和第二半时间τ2，第一半时间τ1基于在半导体元件中的一个处于导电状态时，从电感器移动到开关的浮置电容的电荷来计算，第二半时间τ2基于在另一个半导体元件处于导电状态时，从电感器移动到开关的浮置电容的电荷来计算，以及控制部可以基于第一半时间τ1和第二半时间τ2，确定死区时间τ。
在这种情况下，可以基于在死区时间期间集中于电荷的移动而计算的时间τ1和τ2来确定适当的死区时间τ，从而实现零伏转变(ZVT)。
(3)此外，在上述(2)所述的变压器中，控制部优选地在已经移动到浮置电容的电荷返回到电感器之前，终结死区时间τ。
当移动到浮置电容的电荷返回时，开关电压再次增加。然而，通过在电荷返回之前终结死区时间τ，可以防止开关电压再次增加。
(4)此外，在上述(3)所述的变压器中，假设开关的开关周期为T，电感器的电感为L，以及负载的电阻值为R3，则死区时间τ满足以下关系：
τ1+τ2≤τ≤τ0+(τ2/2)+τ1
其中
其中n代表浮置电容CDS的数目，CnDS代表第n个浮置电容，每个根号中的值的符号为正，并且满足τ1<τ2。
在这种情况下，可以精确地确定死区时间τ的最佳范围，从而可靠地实现零电压转变。
(5)取决于后级电路的拓扑，可以采用以下配置代替上述(4)。假设开关的开关周期为T，电感器的电感中对于死区占主导地位的电感为L1，负载的电阻值为R3，则死区时间τ满足以下关系：
τ1+τ2≤τ≤τ0+τ1
其中
其中n代表浮置电容CDS的数目，CnDS代表第n个浮置电容，每个根号中的值的符号为正，并且满足τ1<τ2。
[实施例的细节]
在下文中，将参考附图详细描述实施例。
“基本电路的示例”
图1是示出作为根据本实施例的变压器的基本形式的变压器1的电路图。如图1所示，变压器1设置在交流电源2和负载R之间(R也代表电阻值)。变压器1包括一对电容器C1和C2，一对电感器L1和L2，四个开关Sr1、Sr2、Sb1和Sb2以及执行开关Sr1、Sr2、Sb1和Sb2的接通/断开控制的控制部3。控制部3的开关频率例如约为1MHz。
一对电容器C1和C2可以具有相同的电容值，或者可以具有不同的电容值。这同样适用于一对电感器L1和L2的电感值。
开关Sr1、Sr2、Sb1和Sb2和控制部3形成开关器件4，开关器件4开关变压器1的电路连接状态。开关Sr1和Sr2彼此同步操作，开关Sb1和Sb2彼此同步操作。一对开关Sr1和Sr2以及一对开关Sb1和Sb2如此操作以便排他地彼此交替地接通。开关Sr1、Sr2、Sb1和Sb2是例如由SiC元件或GaN元件形成的半导体开关元件。SiC元件或GaN元件允许比例如Si元件更快地进行开关。此外，可以获得足够的耐压(例如，每个元件甚至可以是6kV)，而不需要连接这种元件的多个级。
在图1中，一对电容器C1和C2经由连接点M1彼此串联连接。交流电源2连接在该串联单元的两端之间。输入电压vin施加到一对电容器C1和C2的串联单元，使得输入电流iin流动。
该一对电感器L1和L2经由连接点M2彼此串联连接。在该串联单元的两端之间，经由电容器C1和C2施加输入电压vm，使得电流im流动。当开关Sr2和Sb2中的一个接通时，电流在负载R中流动。这里，施加到负载R的电压是Vout，并且从变压器1流到负载R的输出电流是iout。
在图2中，(a)是示出当在图1的四个开关Sr1、Sr2、Sb1和Sb2中，上侧的两个开关Sr1和Sr2接通以及下侧的两个开关Sb1和Sb2断开时的实质的连接状态的电路图。在图中，图1中的开关器件4未被示出。在图2中，(b)是以阶段状示出与(a)相同的电路图。
另一方面，在图3中，(a)是示出当在四个开关Sr1、Sr2、Sb1和Sb2中，下侧的两个开关Sb1和Sb2为接通，并且上侧的两个开关Sr1和Sr2断开时的实质的连接状态的电路图。在图3中，(b)是以阶段状示出与(a)相同的电路图。
虽然图2和图3所示的状态交替重复，经由电容器C1和C2的串联单元的连接点M1获得的电压变为经由电感器L1和L2的串联单元的连接点M2获得的电压。也就是说，电路配置由包括一对电容器C1和C2的前级电路和包括一对电感器L1和L2的后级电路组成，并且在每级处，通过开关将相对于输入的输出极性反转。关于电容器C1和C2，其电流方向通过开关交替反转。关于电感器L1和L2，其电压的方向通过开关交替地反转。
这里，可以估计当输出时输入电压变为1/4。这将在下面逻辑证明。
在图2中，vin是来自AC电源2的输入电压，vout是施加到负载R的电压，v1是施加到电容器C1的电压，v2是施加到电容器C2的电压，i1是流过电感器L1的电流，以及i2是流过电感器L2的电流。在这种情况下，满足以下表达式。
为了简化计算，假设电容器C1和C2具有相同的电容值C，并且电感器L1和L2具有相同的电感值L
-vin＝v1-v2
上述表达式被变换为如下的v1，i1和i2的表达式。
这里，如果设置Ri1＝v3和Ri2＝v4，则获得以下等式1。
(等式1)
与图2一样，在图3中，vin是来自AC电源2的输入电压，vout是施加到负载R的电压，v1是施加到电容器C1的电压，v2是施加到电容器C2的电压，i1是流过电感器L1的电流，以及i2是流过电感器L2的电流。在这种情况下，满足以下表达式。
-vin＝:v1-v2
上述表达式被变换为如下的v1，i1和i2的表达式。
这里，如果设置Ri1＝v3和Ri2＝v4，则获得以下等式2。
(等式2)
这里，难以从上述两种状态导出精确解。因此，以下条件在被认为不会引起实际问题的范围内被设定。
(1)在输入电压的频率fo下，L的阻抗(电抗)充分小于电阻值。也就是说，满足2πf0L<<R。优选地，由不等式符号表示的差例如是一位数字差或更大，或更优选地，两位数字差或更大。因此，可以获得具有较少失真的更稳定的变换操作。
(2)在开关频率fs下，C的阻抗(电抗)充分小于电阻值R，但是在输入电压的频率fo下，C的阻抗(电抗)充分大于电阻值。也就是说，满足1/(2πfsC)<<R<<1/(2πf0C)。优选地，由不等式符号表示的差例如是一位数字差或更大，或更优选地，两位数字差或更大。因此，可以获得具有较少失真的更稳定的变换操作。
(3)在一个开关周期中，输入电压几乎不变化。
因此，vin(t+Δt)＝vin(t)(0≤Δt≤1/fs)
(4)系统稳定，并以时段(1/fs)返回到相同状态。
因此，vx(t+(1/fs))≈vx(t)(x＝1，2，3，4)
如果在0≤t≤(1/2fs)的时段期间开关Sr1和Sr2变为接通，并且在(1/2fs)≤t≤(1/fs)的时段期间开关Sb1和Sb2变为接通，则通过约t＝0的等式1的初级近似获得以下等式3。此外，通过约t＝(1/2fs)的等式2的初步近似获得以下等式4。
(等式3)
在上述等式3中，在第三级处的表达式的右侧的第三项，即-(1/2){vin(1/2fs)-vin(0)}充分接近于零。
(等式4)
在上述等式4中，在第三级处的表达式的右侧的第三项，即-(1/2){vin(1/fs)-vin(1/2fs)}充分接近于零。
这里，如果等式3和4中的v1、v3和v4各自链接，也就是说，用v1(0)＝v1(1/fs)，v3(0)＝v3(1/fs)和v4(0)＝v4(1/fs)，此外，如果设置ΔT＝1/(2fs)，则满足以下表达式。
-v3(0)-v4(0)≈v1(ΔT)+v3(ΔT)+v4(ΔT)+vin(ΔT)
v1(0)-v3(0)-v4(0)≈v3(ΔT)+v4(ΔT)
v4(0)≈v3(ΔT)
如果取以上(就在上面)所示的第一级和第二级的表达式的和，则获得以下表达式。
vin＝-2{v3(0)+v4(0)+v3(ΔT)+v4(ΔT)}+v1(0)-v1(ΔT)
这里，根据表达式3的第三级的表达式，获得v1(0)-v1(ΔT)＝(1/4fsCR))v4(0)。
另外，获得-vout＝R(i1+i2)＝v3+v4，并且始终满足该表达式。因此，获得以下结论表达式。
这里，为了简化，假设值C是相同的值，值L是相同的值。然而，即使这些值是不同的值，也可以通过类似的表达式开发来导出相同的结果。
在结论表达式中，在最下级的表达式的右手侧的第二项比第一项充分小，因此可以被忽略。因此，无论负载变化(R值的变化)，vin≈4vout都满足，并且输出电压约为输入电压的1/4。由于除了负载R之外没有发生损耗，输出电流大约是输入电流的四倍，并且输入阻抗是电阻值R的十六倍。
作为电路参数条件，关于电感，满足2πf0L<<R。此外，关于电容，满足1/(2πfsC)<<R<<1/(2πf0C)。如果满足该电路参数条件，则可靠地实现电压变换比与负载变化无关地恒定，并且获得具有较少失真的更稳定的变换操作。优选地，由不等式符号表示的差例如是一位数字差或更大，或更优选地，两位数字差或更大。
图4是上图示出对变压器1的输入电压，下图示出对变压器1的输入电流的波形图。
图5是示出在变换的中间级的电压Vm和电流im的波形图。实际上，它们由基于开关的脉冲序列组成，并且作为整体具有如图5所示的波形。
图6是上图示出来自变压器1的输出电压，下图示出来自变压器1的输出电流的波形图。从比较图4和图6可以明显的看出，电压变换为1/4，与此同时，电流变为4倍。
图1所示的变压器1由包括开关Sr1和Sb1以及电容器C1和C2的前级电路1f和包括开关Sr2和Sb2以及电感器L1和L2的后级电路1r组成。前级电路1f和后级电路1r的电路配置可以拓扑表示如下。
也就是说，前级电路1f包括下面描述的“开关串联单元”和“电容器”。
“开关串联单元”由彼此串联连接的两个开关(Sr1和Sb1)组成。从串联单元的两端的一端(举例来说，上端)看，奇数编号的开关(Sr1)和偶数编号的开关(Sb1)被配置为交替地接通，并且开关串联单元作为整体与电源2并联连接。
当各个开关的相互连接点(N2)和开关串联单元的两个端点(N1和N3)被视为总共三个节点并且从开关串联单元的两端中的一端来看以1到3的顺序的这三个节点，“电容器(C1和C2)”被设置在第一电路径和第二电路径的至少一个电路径上。第一电路径组合奇数节点(N1和N3)并将奇数节点引导到第一输出端口Px，而第二电路径将偶数节点(N2)引导到第二输出端口Py。“电容器(C1和C2)”存在以对应于两个节点。
后级电路1r包括下面描述的“元件串联单元”和“电感器”。
“元件串联单元”由彼此串联连接并进行相反极性的导电操作的一对半导体元件(Sr2，Sb2)组成，并且串联单元的两端中的一端与第一输出端口Px连接，而其另一端连接到第二输出端口Py。
“电感器(L1和L2)”设置在第三电路径和第四电路径的至少一个电路径上。第三电路径组合两个节点(N11和N13)，它们是元件串联单元的两个端点，并且将节点引导到负载R的两端中的一端。第四电路径将作为一对半导体元件的相互连接点的一个节点(N12)引导到负载R的另一端。“电感器(L1和L2)”存在以便对应于总共三个节点中的两个节点(N11和N13)。
《实用变压器》
接下来，将基于基本电路描述通过实际开发上述基本电路而获得的变压器的示例。
图7是这种变压器1的电路图。该变压器1设置在电源2和负载R之间，并且由前级电路1f，后级电路1r和控制部3组成。例如，电源2为DC电源，并且电压为1kV。负载R包括作为等效电路元件的电阻R3和电容C6。
前级电路1f包括泄放电阻器R1和R2，开关SW1至SW4，开关SW1至SW4固有的二极管D1至D4，以及电容器C1至C5，并且这些元件如图7所示连接。
后级电路1r包括二极管D11和D12以及电感器L1和L2，并且这些元件如图7所示连接。
此外，设置有进行开关SW1至SW4的接通/断开控制的控制部3。
虽然在图7中示出了五个电容器C1至C5，如后所述，可以省略这些电容器中的一个。因此，使用“4”等于开关数，如图7所示的电路被称为在前级具有4C并且在后级具有2L的“4C2L”电路。相反，如图1所示的电路是“2C2L”。
二极管D1至D4可以是开关SW1至SW4固有的体二极管，或者可以是取决于开关SW1至SW4的类型与开关SW1至SW4分开提供的外部二极管。这些二极管D1至D4用作续流二极管，并且可以减小开关损耗，并且此外可以最终减小电感器L1和L2的电感，从而有助于减小尺寸。
在图7所示的变压器1的电路配置类似于图1拓扑地表示时，变压器1包括作为前级电路1f的“开关串联单元”和“电容器(C1至C5)”。
“开关串联单元”由彼此串联连接的开关(SW1至SW4)组成。从串联单元的两端的一端(举例来说，上端)看，奇数编号的开关(SW1和SW3)和偶数编号的开关(SW2和SW4)交替地接通，并且开关串联单元作为整体与电源2并联连接。
当各个开关的相互连接点(N2，N3和N4)和开关串联单元的两端的点(N1和N5)被视为总共五个节点，并且从开关串联单元的两端的一端来看以从1到5的顺序的这五个节点，“电容器(C1至C5)”设置在第一电路径和第二电路径的至少一个电路径上。第一电路径组合奇数节点(N1，N3和N5)并将奇数节点引导到第一输出端口Px，并且第二电路径组合偶数节点(N2和N4)，并将偶数节点引导到第二输出端口Py。存在“电容器(C1至C5)”以便对应于五个节点。
另外，变压器1包括作为后级电路1r的“元件串联单元”和“电感器(L1和L2)”。
“元件串联单元”由相互串联连接并且进行相反极性的导电操作的一对半导体元件(D11，D12)组成，串联单元的两端中的一端与第一输出端口Px连接，而其另一端连接到第二输出端口Py。
“电感器(L1和L2)”设置在第三电路径和第四电路径的至少一个电路径上。第三电路径组合作为元件串联单元的两个端点的两个节点(N11和N13)，并将两个节点引导到负载R的两端中的一端。第四电路径引导一个节点(N12)，其是一对半导体元件到负载R的另一端的相互连接点。“电感器(L1和L2)”存在以对应于总共三个节点中的两个节点(N11和N13)。
可以确认，图7中所示变压器执行开关，使得开关SW1和SW3以及开关SW2和SW4在与图1所示的变压器1相同的条件下交替接通，因此变压器作为具有1/8的电压变换比的降压电路操作。也就是说，1kV的输入电压可以降低到125V的DC电压。
《拓扑变化》
接下来，将描述变压器1(图1，图7等)的电路配置的拓扑变化。
(2C前级电路的拓扑)
图8是示出“2C2L”变压器1中的前级电路1f的主要部分的拓扑变化的电路图。图9的(a)至(e)中示出的电路分别由一对开关和一对电容器(省略其附图标记)组成。
如图8的(a)所示，存在电容器以对应于开关串联单元的节点N3和在该一对开关的相互连接点处的节点N2。在图8的(b)中，示出图1的拓扑。在图8的(c)中，存在电容器，以便对应于开关串联单元的节点N1和在该一对开关的相互连接点处的节点N2。在图8的(d)中，存在两个电容器，以对应于开关串联单元的节点N3，并且在输出方向上存在一个电容器，以便对应于节点N1。在图8的(e)中，存在两个电容器以对应于开关串联单元的节点N1，并且在输出方向上存在一个电容器以对应于节点N3。
尽管在上述电路中的任一个中存在两个电容器，但是可以存在(多个)电容器，以便对应于所有节点N1至N3。
(2L后级电路的拓扑)
图9是示出后级电路1r的主要部分的拓扑变化的电路图。在图9的(a)至(e)所示的各电路中，连接到负载的后级电路1r由一对开关和一对电感器(其标号被省略)组成。代替开关，可以使用如图7所示的二极管。
在图9的(a)中，存在电感器以便对应于开关串联单元的节点N13和在该一对开关的相互连接点处的节点N12。在图9的(b)中，示出图1的拓扑。在图9的(c)中，存在电感器，以对应于开关串联单元的节点N11和在该一对开关的相互连接点处的节点N12。在图9的(d)中，存在两个电感器以对应于开关串联单元的节点N13，并且在输出方向上存在一个电感器以对应于节点N11。在图9的(e)中，存在两个电感器，以对应于开关串联单元的节点N11，并且在输出方向上存在一个电感器，以对应于节点N13。
尽管在上述电路中的任一个中存在两个电感器，但是可以存在()多个)电感器，以便对应于所有节点N11至N13。
在图9的(b)的情况下，两个电感器L1和L2的电感L(公共电感)均等地影响稍后描述的死区时间τ。另一方面，在图9的(a)、(c)、(d)和(e)中，两个电感器L1和L2的电感L1和L2在死区时间τ的设置中占主导。
(4C前级电路的拓扑)
图10示出了“4C2L”变压器1中的前级电路1f的主要部分。在图10中，从开关串联单元的两端中的一端来看组合奇数节点N1、N3和N5并且将奇数节点引导到第一输出端口Px的第一电路径由实线表示，组合偶数节点N2和N4并将偶数节点引导到第二输出端口Py的第二电路径由虚线表示。由虚线表示第二电路径仅仅是为了方便说明，并且第二电路径与第一电路径共存。
该拓扑与图7所示的前级电路1f相同。
在图10中，可以省略五个电容器中的一个来提供“4C”。假设节点数目为m(＝5)，则对应的电容器的数目需要为至少四个。
至少一个电容器需要插入在通过五个节点N1至N5中的第一电路径(实线)或第二电路径(虚线)相互组合和连接的节点之间，以便实现其间的DC的绝缘。
图11和图12各示出了在图10所示的第一电路径(实线)中电容器的总数目未减少的情况下，第一电路径的电路变化。
在图11的(a)所示的电路中，在组合成单个路径之前的三个电路径各设置有电容器(类似于图10)。在图11的(b)、(c)和(d)所示的电路中，在组合成单个路径之前的三个电路径中的两个各自设置有电容器，并且通过组合三个电路径而获得的单个电路径也设置有电容器。
在图12的(a)、(b)、(c)和(d)所示的电路中，电路径以两级组合，并且在电路径组合之前和/或之后提供一个或多个电容器。
图13是示出在图10所示的第一电路径(实线)中电容器的总数目减少一个的情况下，第一电路径的电路变化的图。
在图13的(a)至(e)所示的电路中，节点N1、N3和N5中的一个节点直接连接到第一输出端口Px。其他节点经由一个电容器或两个电容器各连接到第一输出端口Px。
图14是示出图10所示的第二电路径(虚线)的电路变化的图。在图14中，(a)和(b)是在第一电路径中没有减少电容器的情况下在第二电路径中减少一个电容器的情况下的电路图。在(a)的情况下，节点N2直接连接到第二输出端口Py。节点N4经由电容器连接到第二输出端口Py。在(b)的情况下，节点N4直接连接到第二输出端口Py。节点N2经由电容器连接到第二输出端口Py。
在图14中，(c)、(d)和(e)是在第一电路径中减少一个电容器而在第二电路径中没有减少电容器的情况下的电路图。在(c)(与图10相同)、(d)和(e)的任一种情况下，节点N2和N4各经由一个电容器或两个电容器连接到第二输出端口Py。
(6C前级电路的拓扑)
作为旨在增加降压比的修改，“6C2L”也是可想象的。
图15示出了“6C2L”变压器1的前级电路1f的主要部分。
在图15中，从开关串联单元的两端中的一端来看，组合奇数节点N1、N3，N5和N7并将奇数节点引导到第一输出端口Px的第一电路径用实线表示，并且用虚线表示将偶数节点N2、N4和N6组合并将偶数节点引导到第二输出端口Py的第二电路径。由虚线表示第二电路径仅仅是为了方便说明，并且第二电路径与第一电路径共存。
在图15所示的“6C2L”中，仅可以从七个电容器中省略一个电容器以提供“6C”。假设节点的数目为m(＝7)，则对应的电容器的数目需要至少为六。
至少一个电容器需要插入在通过七个节点N1到N7中的第一电路径(实线)或第二电路径(虚线)相互组合和连接的节点之间，以便实现其间的DC的绝缘。
图16示出在图15所示的第一电路径(实线)或第二电路径(虚线)中减少一个电容器的情况下的电路变化。在图16的(a)所示的电路中，节点N3直接连接到第一输出端口Px，而没有插入的电容器。在(b)所示的电路中，节点N7直接连接到第一输出端口Px，而没有插入的电容器。在(c)所示的电路中，节点N4直接连接到第二输出端口Py，而没有插入的电容器。
《拓扑的概述》
此外，前级电路1f可以类似地扩展到“8C”或更多。
基于上面例举的各种电路，前级电路1f可以拓扑表示如下。
前级电路1f(参见图1、图8和图10至图16)包括：(a)由多个、为2的倍数的开关组成的开关串联单元，彼此串联连接，多个开关包括从该串联单元的两端中的一端来看的奇数编号的开关和偶数编号的开关，奇数编号的开关和偶数编号的开关被配置为交替接通，开关串联单元作为整体与电源并联连接；和(b)假定各开关的相互连接点和开关串联单元的两端的点被视为总共m个节点，并且从开关串联单元的两端中的一端以1到m的顺序来看节点，设置在第一电路径和第二电路径的至少一个电路径上的电容器，第一电路径被配置为组合奇数节点并将奇数节点引导到第一输出端口，第二电路径被配置为组合偶数节点并将偶数节点引导到第二输出端口，电容器存在以便对应于至少(m-1)个节点。
另一方面，后级电路1r(参见图1、图7和图9)包括：(c)元件串联单元，其包括彼此串联连接并且执行相反极性的导电操作的一对半导体元件，串联单元的两端中的一端连接到第一输出端口，而另一端连接到第二输出端口；和(d)设置在第三电路径和第四电路径的至少一个电路径上的电感器，第三电路径被配置为组合作为元件串联单元的两个端点的两个节点，并且将两个节点引导到负载的一端，第四电路径被配置为将作为一对半导体元件的相互连接点的一个节点引导到负载的另一端，电感器存在以对应于总共三个节点的至少两个节点。
如果后级电路1r的半导体元件是二极管，则可以通过将二极管与其彼此相反的导电方向串联连接来配置元件串联单元。如果半导体元件是开关，则通过串联连接一对开关来配置元件串联单元，并且该一对开关交替地接通。
如上所述的变压器1可以通过包括前级电路1f和后级电路1r的电路配置并通过开关来执行变换。使用变压器1作为电力变压器使得不需要使用包括线圈、铁芯等的常规变压器。因此，可以实现变压器的显著的尺寸减小和重量减轻，从而相应地实现成本降低。此外，还解决了在高频变压器中出现的寄生电容的问题和磁场泄漏的发生，因此可以实现具有低损耗的变压器。对于电源，可以应用AC电源或DC电源。
《死区时间的设计》
接下来，将描述死区时间的设计。死区时间是从对所有开关的控制断开的时刻到当任一开关的控制被接通的时刻(例如当图7中示出的奇数编号的开关SW1和SW3以及偶数编号的开关SW2和SW4交替地接通时)。
图17是示出当奇数编号的开关或偶数编号的开关从接通变为断开然后再次变为接通时的开关电压(漏极至源极电压)的变化的曲线图。当开关接通时，开关电压为0V。当开关断开时，开关电压例如为500V。在开关的接通到断开改变或断开到接通改变期间，在死区时间τ中存在瞬态电压变化。当开关从断开变为接通时，为了使开关损耗最小化，期望开关电压下降到0V，之后开关变为接通的零电压转变(ZVT)。
图18是表示与图17所示的断开到接通变化对应的部分的曲线图，水平轴上的时间被放大。已发现，在图18中，死区时间τ包括从500V到250V的第一半时间τ1和从250V到0V的后续第二半时间τ2。也就是说，满足以下关系：
τ≥τ1+τ2…(1)
第一半时间τ1的梯度和第二半时间τ2的梯度彼此略微不同，并且满足τ1<τ2。因此，死区时间τ可以分别考虑第一半时间τ1和后第二半时间τ2。假设来自变压器1的125V的输出电压为Vout，
τ1：电压从4Vout到2Vout的时段
τ2：电压从2Vout到0的时段
图19是示出ZVT与设定为“长”、“中”和“短”的死区时间的长度之间的关系的曲线图。在图19中，当死区时间τ短于适当值(中)时，发生由交替的长短虚线指示的电压变化，接下来在电压达到0V之前开始接通。也就是说，这不是ZVT。另一方面，当死区时间τ长于适当值(中)时，发生由实线表示的电压变化，并且电压一次达到0V，然后电压再次增加，并且最终随着电压保持增加下一个接通开始。也就是说，这也不是ZVT。因此，存在由虚线指示的适当(不太长和不太短)的“τ”的范围。
图20是变压器1的电路图，其中图7所示的二极管D1至D4和泄放电阻器R1和R2被省略，而是示出了由相应开关SW1至SW4具有的浮置电容C11至C14。图20还示出了在第一半时间τ1的电流路径。在二极管D11和D12中，二极管D12处于导电状态。此时，在电感器L1中流动的电流IL1流入浮置电容C11至C14。假设在电感器L2中流动的电流是IL2，流入浮置电容C11至C14的电流是IQ，并且在负载R中流动的电流是IR，满足以下关系：
IQ＝IL2+IR＝IL1
尽管图21具有与图20相同的背景，图21还示出了在第二半时间τ2中的电流路径。在二极管D11和D12中，二极管D11处于导电状态。此时，在电感器L2中流动的电流IL2流入浮置电容C11至C14。在这种情况下，满足以下关系：
IQ＝IL1-IR＝IL2
因此，IL2小于IL1。
图22是示出在电感器L1和L2中流动的电流的波形的示例的曲线图。电流波形可以由如图22所示的直线近似。在两个波形中，上波形是IL1的波形，下波形是IL2的波形。从每个波形的最小值到最大值的过渡时间是开关周期T的一半。
这里，采用以下近似的分析条件。
(近似条件1)
首先，假设降压比恒定为1/8。也就是说，假设变压器1的输入电压为Vin，其输出电压为Vout，则满足以下关系：
Vout≈Vin/8＝125[V]
(近似条件2)
电感器L1和L2中的每一个的两端处的电压波形是具有50％的占空比的矩形波。
(近似条件3)
电感器L1两端的电压VL1和电感器L2两端的电压VL2的绝对值是输出电压。也就是说，假设电压VL的最大值为VLmax，电压VL的最小值为VLmin，则满足以下关系：
VLmax≈Vout
VLmin≈-Vout
为了简化计算，
VL1≈VL2≈±Vout.
假设电感器L1和L2具有共同的电感值L，则电感器L1和L2中的每一个的两端处的电压VL表达为
VL＝L(dIL(t)/dt)＝L·a
其中a是直线的倾斜度。
因此，满足以下关系：
a＝Vout/L…(2)
此外，峰-峰电流ILp-p表达为
ILp-p＝a(T/2)
因此，满足以下关系。
ILp-p＝T·Vout/2L …(3)
图23是示出图22所示的波形的峰值附近的部分的放大图。在图23中，在第一半时间τ1期间流入浮置电容CDS(用于C11至C14的一般项)的电荷Q1由图23中左侧的阴影区域表示。也就是说，获得以下表达式：
Q1＝{(ILp-p/2)+(Vout/2R3)}τ1-(τ1/2)·(aτ1/2)…(4)
此外，在第二半时间τ2期间流入浮置电容CDS的电荷Q2由图23中右侧的阴影区域表示。也就是说，获得以下表达式：
Q2＝{(ILp-p/2)-(Vout/2R3)}τ2-(τ2/2)·(aτ2/2) …(5)
当通过将表达式(2)和表达式(3)代入表达式(4)中的Q1来展开上述表达式(4)时，获得以下表达式：
Q1＝(Vout·τ1/2){(T/2L)+(1/R3)}-(Vout·τ12/4L) …(6)
当通过将表达式(2)和表达式(3)代入表达式(5)中的Q2来展开上述表达式(5)时，获得以下表达式：
Q2＝(Vout·τ2/2){(T/2L)-(1/R3)}-(Vout·τ22/4L)…(7)
由于电荷Q1，等效于Vin(＝1kV)/4，即250V(＝2Vout)的电荷移动到四个浮置电容CDS(C11到C14)，因此获得以下表达式：
Q1＝4CDS·2Vout＝8CDS·Vout…(8)
当对于τ1求解从表达式(6)和(8)获得的二次等式时，获得以下表达式：
τ1＝(T/2)+(L/R3)-(1/2)[{T+(2L/R3)}2-128LCDS]1/2…(9)
类似地，由于电荷Q2，等效于Vin(＝1kV)/4，即250V(＝2Vout)的电荷移动到四个浮置电容CDS(C11到C14)，因此获得以下表达式：
Q2＝4CDS·2Vout＝8CDS·Vout…(10)
当对于τ2求解从表达式(7)和(10)获得的二次等式时，获得以下表达式：
τ2＝(T/2)-(L/R3)-(1/2)[{T-(2L/R3)}2-128LCDS]1/2…(11)
接下来，考虑死区时间τ的最大值。
图24是示出图23所示的波形沿时间轴方向(向右方向)延伸的图。在第二半时间τ2的第二半区域中，电流的梯度变为(-a)。因此，时间t0存在，其处IL2＝0。在时间t0过去之后，负电流流动。这意味着对应于右下阴影部分的电荷在时间t0之后返回。如果是这样，则开关电压再次增加。因此，死区时间τ必须如此设置以不到达时间t0。未到达t0的死区时间的最大值被称为τmax。
在图24中，假定电流IL2的时间段从正峰值到0V是τ0，则获得以下表达式：
{(ILp-p/2)-(Vout/2R3)}-aτ0＝0…(12)
当通过将表达式(2)和(3)代入表达式(12)来相对于τ0求解表达式(12)时，获得以下表达式：
τ0＝(T/4)-(L/2R3)…(13)
如图24所示，获得以下表达式：
τmax＝τ0+(τ2/2)+τ1…(14)
基于表达式(13)和(14)，获得以下表达式：
τmax＝(T/4)-(L/2R3)+(τ2/2)+τ1…(14a)
不用说，为了确保开关的接通时间，τmax必须满足τmax<(T/2)
因此，死区时间τ的范围应该设置如下：
τ1+τ2≤τ≤τ0+(τ2/2)+τ1…(15)
其中，τ0、τ1和τ2如下：
考虑到前级电路的多级配置，上述表达式(16)被概括如下。即使考虑前级电路的多级配置，表达式(15)也不变。
假设浮置电容CDS的数目(等于构成开关串联单元的开关的数目)为n，并且从1开始计数的第n个浮置电容为CnDS，则表达式(16)被概括如下：
其中每个根号中的值的符号为正，并且满足τ1<τ2。
已知的是，死区时间τ的范围由后级电路的拓扑确定，而不管前级电路的拓扑如何。当后级电路具有图9的(b)所示的配置时，τ由上述表达式(15)和(17)给出。
另一方面，当后级电路具有除了图9的(b)所示的配置之外的配置时，换句话说，图9的(a)、(c)、(d)和(e)所示的任何配置时，τ由以下表达式(15a)和(17a)给出。
τ1+τ2≤τ≤τ0+τ1…(15a)
其中τ0、τ1和τ2如下：
如上所述，当后级的拓扑是图9的(a)、(c)、(d)和(e)的任一个，针对死区时间τ占主导的电感为L1，在表达式(17a)中仅出现电感L1。
(结论)
如上详细描述，例如，如图7所示，变压器1的控制部3在死区时间开始的时间之后获得：在二极管D11和D12中的一个(D12)处于导电状态时，可以基于从电感器L1移动到开关的浮置电容CDS的电荷计算的第一半时间τ1；在二极管D11和D12中的一个(D11)处于导电状态时，可以基于从电感器L2移动到开关的浮置电容CDS的电荷计算的第二半时间τ2，然后控制部3可以基于第一半时间τ1和第二半时间τ2确定死区时间τ。
因此，基于在死区时间期间集中于电荷的移动而计算的时间τ1和τ2，可以确定适当的死区时间τ以实现零电压转变(ZVT)。
此外，控制部3在已移动到浮置电容CDS的电荷返回到电感器L1和L2之前终结死区时间τ，从而防止开关电压再次增加。
此外，可以基于上述表达式(15)至(17)精确地确定死区时间τ的适当范围，从而可靠地实现零电压转变。
《死区时间τ的效果的验证》
对于死区时间τ被设计在上述范围内的各种变压器，已经验证了其性能。验证结果将被在以下描述。
<条件1>
电路配置：“2C2L”
电感器L1和L2的电感L＝15[mH]
负载的电阻R3＝15625[Ω]
浮置电容CDS＝5[pF]
在条件1的情况下，基于上述表达式(15)和(17)如下计算死区时间τ的最小值和最大值。
最小值τmin＝253[ns]
最大值τmax＝2197[ns]
图25是示出在条件1的情况下死区时间τ[ns]和效率[％]之间的关系的曲线图。当计算的τmin和τmax绘制在曲线图上时，发现这些值对应于在曲线中所示的特性上效率优异的范围。
图26是示出在条件1的情况下的死区时间τ[ns]与变压器的输出功率[W]之间的关系的曲线图。当将计算出的τmin和τmax绘制在曲线图上时，发现这些值对应于在曲线中所示的特性上实现稳定的高输出的范围。
<条件2>
电路配置：“2C2L”
电感器L1和L2的电感L＝15[mH]
负载的电阻R3＝7000[Ω]
浮置电容CDS＝5[pF]
在上述条件2的情况下，基于表达式(15)和(17)如下计算死区时间τ的最小值和最大值。
最小值τmin＝303[ns]
最大值τmax＝1622[ns]
图27是示出条件2的情况下的死区时间τ[ns]和效率[％]之间的关系的曲线图。当将计算出的τmin和τmax绘制在曲线图上时，发现这些值对应于在曲线中所示的特性的效率优异的范围。
图28是示出条件2的情况下的死区时间τ[ns]与变压器的输出功率[W]之间的关系的曲线图。当将计算出的τmin和τmax绘制在曲线图上时，发现这些值对应于在曲线中所示的特性上实现稳定的高输出的范围。
<条件3>
电路配置：“2C2L”
电感器L1和L2的电感L＝15[mH]
负载的电阻R3＝15625[Ω]
浮置电容CDS＝10[pF]
在上述条件3的情况下，基于表达式(15)和(17)如下计算死区时间τ的最小值和最大值。
最小值τmin＝514[ns]
最大值τmax＝2379[ns]
图29是示出条件3的情况下的死区时间τ[ns]和效率[％]之间的关系的曲线图。当将计算出的τmin和τmax绘制在曲线图上时，发现这些值对应于在曲线中所示的特性的效率优异的范围。
图30是示出在条件3的情况下的死区时间τ[ns]与变压器的输出功率[W]之间的关系的曲线图。当将计算出的τmin和τmax绘制在曲线图上时，发现这些值对应于在曲线中所示的特性上实现稳定的高输出的范围。
<条件4>
电路配置：“2C2L”
电感器L1和L2的电感L＝7.5[mH]
负载的电阻R3＝15625[Ω]
浮置电容CDS＝5[pF]
在上述条件4的情况下，基于表达式(15)和(17)如下计算死区时间τ的最小值和最大值。
最小值τmin＝122[ns]
最大值τmax＝2348[ns]
图31是示出条件4的情况下的死区时间τ[ns]和效率[％]之间的关系的曲线图。当将计算出的τmin和τmax绘制在曲线图上时，发现这些值对应于在曲线中所示的特性的效率优异的范围。
图32是示出在条件4的情况下的死区时间τ[ns]与变压器的输出功率[W]之间的关系的曲线图。当将计算出的τmin和τmax绘制在曲线图上时，发现这些值对应于在曲线中所示的特性上实现稳定的高输出的范围。
<条件5>
电路配置：“6C2L”
电感器L1和L2的电感L＝15[mH]
负载的电阻R3＝15625[Ω]
浮置电容CDS＝5[pF]
在上述条件5的情况下，基于表达式(15)和(17)如下计算死区时间τ的最小值和最大值。
最小值τmin＝783[ns]
最大值τmax＝2567[ns]
图33是示出条件5的情况下的死区时间τ[ns]和效率[％]之间的关系的曲线图。当将计算出的τmin和τmax绘制在曲线图上时，发现这些值对应于在曲线中所示的特性的效率优异的范围。
图34是示出在条件5的情况下的死区时间τ[ns]与变压器的输出功率[W]之间的关系的曲线图。当将计算出的τmin和τmax绘制在曲线图上时，发现这些值对应于在曲线中所示的特性上实现稳定的高输出的范围。
<条件6>
电路配置：“6C2L”
电感器L1和L2的电感L＝15[mH]
负载的电阻R3＝7000[Ω]
浮置电容CDS＝5[pF]
在上述条件6的情况下，基于表达式(15)和(17)如下计算死区时间τ的最小值和最大值。
最小值τmin＝978[ns]
最大值τmax＝2046[ns]
图35是示出条件6的情况下的死区时间τ[ns]和效率[％]之间的关系的曲线图。当将计算出的τmin和τmax绘制在曲线图上时，发现这些值对应于在曲线中所示的特性的效率优异的范围。
图36是示出在条件6的情况下的死区时间τ[ns]与变压器的输出功率[W]之间的关系的曲线图。当将计算出的τmin和τmax绘制在曲线图上时，发现这些值对应于在曲线中所示的特性上实现稳定的高输出的范围。
<条件7>
电路配置：“6C2L”
电感器L1和L2的电感L＝15[mH]
负载的电阻R3＝15625[Ω]
浮置电容CDS＝10[pF]
在上述条件7的情况下，基于表达式(15)和(17)如下计算死区时间τ的最小值和最大值。
最小值τmin＝1658[ns]
最大值τmax＝3168[ns]
图37是示出条件7的情况下的死区时间τ[ns]和效率[％]之间的关系的曲线图。当将计算出的τmin和τmax绘制在曲线图上时，发现这些值对应于在曲线中所示的特性的效率优异的范围。
图38是示出在条件7的情况下的死区时间τ[ns]与变压器的输出功率[W]之间的关系的曲线图。当将计算出的τmin和τmax绘制在曲线图上时，发现这些值对应于在曲线中所示的特性上实现稳定的高输出的范围。
<条件8>
电路配置：“6C2L”
电感器L1和L2的电感L＝7.5[mH]
负载的电阻R3＝15625[Ω]
浮置电容CDS＝5[pF]
在上述条件8的情况下，基于表达式(15)和(17)如下计算死区时间τ的最小值和最大值。
最小值τmin＝370[ns]
最大值τmax＝2528[ns]
图39是示出条件8的情况下的死区时间τ[ns]和效率[％]之间的关系的曲线图。当将计算出的τmin和τmax绘制在曲线图上时，发现这些值对应于在曲线中所示的特性的效率优异的范围。
图40是示出在条件8的情况下的死区时间τ[ns]与变压器的输出功率[W]之间的关系的曲线图。当将计算出的τmin和τmax绘制在曲线图上时，发现这些值对应于在曲线中所示的特性上实现稳定的高输出的范围。
在上述条件1至8中，浮置电容CDS的值在多个电容器之间是公共的。在下文中，将验证多个电容器具有不同的浮置电容CDS的情况。
<条件9>
电路配置：“4C2L”
电感器L1和L2的电感L＝15[mH]
负载的电阻R3＝15625[Ω]
浮置电容CDS＝17[pF]，10[pF]，10[pF]，3[pF]
作为整体的浮置电容ΣCDS：40[pF]
在上述条件9的情况下，基于表达式(15)和(17)如下计算死区时间τ的最小值和最大值。
最小值τmin＝1063[ns]
最大值τmax＝2760[ns]
图41是示出条件9的情况下的死区时间τ[ns]和效率[％]之间的关系的曲线图。当将计算出的τmin和τmax绘制在曲线图上时，发现这些值对应于在曲线中所示的特性的效率优异的范围。
图42是示出在条件9的情况下的死区时间τ[ns]与变压器的输出功率[W]之间的关系的曲线图。当将计算出的τmin和τmax绘制在曲线图上时，发现这些值对应于在曲线中所示的特性上实现稳定的高输出的范围。
<条件10>
电路配置：“4C2L”
电感器L1和L2的电感L＝15[mH]
负载的电阻R3＝15625[Ω]
浮置电容CDS＝12[pF]，5[pF]，15[pF]，8[pF]
作为整体的浮置电容ΣCDS：40[pF]
在上述条件10的情况下，基于表达式(15)和(17)如下计算死区时间τ的最小值和最大值。
最小值τmin＝1063[ns]
最大值τmax＝2760[ns]
图43是示出条件10的情况下的死区时间τ[ns]和效率[％]之间的关系的曲线图。当将计算出的τmin和τmax绘制在曲线图上时，发现这些值对应于在曲线中所示的特性的效率优异的范围。
图44是示出在条件10的情况下的死区时间τ[ns]与变压器的输出功率[W]之间的关系的曲线图。当将计算出的τmin和τmax绘制在曲线图上时，发现这些值对应于在曲线中所示的特性上实现稳定的高输出的范围。
如上所述，通过基于由表达式(15)和(17)表达的关系确定死区时间τ，变压器可以实现优异的效率和稳定的高输出。
《补充》
注意，本申请所公开的实施例在所有方面仅是说明性的，并且不应被认为是限制性的。本发明的范围由权利要求的范围限定，并且旨在包括与权利要求的范围等同的含义和在范围内的所有修改。
参考标记列表
1 变压器
1f 前级电路
1r 后级电路
2 AC电源，电源
3 控制部
4 开关器件
C1到C5 电容器
C6 电容
D1至D4，D11，D12 二极管
L1，L2 电感器
M1，M2 连接点
N1到N7，N11到N13 节点
Px 第一输出端口
Py 第二输出端口
R 负载
R1，R2 泄放电阻器
R3 电阻
Sr1，Sr2，Sb1，Sb2 开关
SW1至SW4 开关

Claims (4)

1.一种变压器，其被设置在电源和负载之间，并且由前级电路和后级电路组成，所述变压器包括：
作为所述前级电路的开关串联单元和电容器，
所述开关串联单元由彼此串联连接的、2的倍数个的多个开关组成，所述多个开关包括从所述开关串联单元的两端中的一端来看的奇数编号的开关和偶数编号的开关，所述奇数编号的开关和所述偶数编号的开关被配置为交替地接通，所述开关串联单元作为整体来与所述电源并联连接，并且
假设各个开关的相互连接点和所述开关串联单元的两个端点被视为总共m个节点并且所述节点在从所述开关串联单元的两端中的一端以1到m的顺序来看，所述电容器被设置在第一电路径和第二电路径中的至少一个电路径上，所述第一电路径被配置为组合奇数节点并将所述奇数节点引导到第一输出端口，所述第二电路径被配置为组合偶数节点并且将所述偶数节点引导到第二输出端口，所述电容器存在为以便对应于至少(m-1)个节点；
作为所述后级电路的元件串联单元和电感器，
所述元件串联单元由彼此串联连接并且执行相反极性的导电操作的一对半导体元件组成，所述元件串联单元的两端中的一端连接到所述第一输出端口，而所述元件串联单元的两端中的另一端连接到所述第二输出端口，并且
所述电感器被设置在第三电路径和第四电路径中的至少一个电路径上，所述第三电路径被配置为组合作为所述元件串联单元的两个端点的两个节点、并且将该两个节点引导到所述负载的两端中的一端，所述第四电路径被配置为将作为所述一对半导体元件的相互连接点的一个节点引导到所述负载的另一端，所述电感器存在为以便对应于总共三个所述节点中的至少两个节点；以及
控制部，其被配置为控制所述开关的接通/断开操作，
其中，
假设从死区时间开始时刻到死区时间结束时刻的时间段是死区时间τ，所述死区时间开始时刻是所述奇数编号的开关的控制和所述偶数编号的开关的控制均被断开的时刻，所述死区时间结束时刻是所述奇数编号的开关或所述偶数编号的开关的控制被接通的时刻，
在所述死区时间开始时刻之后，所述控制部计算第一半时间τ1和第二半时间τ2，所述第一半时间τ1是在所述半导体元件中的一个处于导电状态时基于从所述电感器移动到所述开关的浮置电容器的电荷来被计算出的，所述第二半时间τ2是在另一个半导体元件处于导电状态时基于从所述电感器移动到所述开关的所述浮置电容器的电荷来被计算出的，并且所述控制部基于所述第一半时间τ1和所述第二半时间τ2来确定所述死区时间τ。
2.根据权利要求1所述的变压器，其中，
在已经移动到所述浮置电容器的电荷返回到所述电感器之前，所述控制部终结所述死区时间τ。
3.根据权利要求2所述的变压器，其中，
假设所述开关的开关周期为T，所述电感器的电感为L，以及所述负载的电阻值为R3，则所述死区时间τ满足以下关系：
τ1+τ2≤τ≤τ0+(τ2/2)+τ1
其中
其中n代表浮置电容CDS的数目，CnDS代表第n个浮置电容，每个根号中的值的符号为正，并且满足τ1<τ2。
4.根据权利要求2所述的变压器，其中，
假设所述开关的开关周期为T，所述电感器的电感中的对于所述死区时间占主导地位的电感为L1，并且所述负载的电阻值为R3，则所述死区时间τ满足以下关系：
τ1+τ2≤τ≤τ0+τ1
其中
其中n代表浮置电容CDS的数目，CnDS代表第n个浮置电容，每个根号中的值的符号为正，并且满足τ1<τ2。
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