CN104795987A - 多相dc-dc变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种多相DC-DC变换器，包括：输入端，用于接收直流输入电压；并联连接的多个单相DC-DC变换器，用于将直流输入电压进行DC-DC变换；输出端，用于输出经所述多个单相DC-DC变换器变换的直流输出电压；以及均衡电路，与并联连接的所述多个单相DC-DC变换器串联连接在多相DC-DC变换器的输入端与输出端之间，用于均衡所述多个单相DC-DC变换器的电流。

Description

多相DC-DC变换器
技术领域
本发明总体上涉及变换器领域，更具体而言，涉及一种具有多相架构的DC-DC变换器。
背景技术
本部分中的陈述仅提供与本公开相关的背景信息，并且可以不构成现有技术。
已知有各种类型的直流-直流（DC-DC）变换器。例如，已知有多相DC-DC变换器，其采用两个或更多个并联连接的独立的单相DC-DC变换器。例如在采用两个单相DC-DC变换器的多相DC-DC变换器中，所述两个单相DC-DC变换器的输出电流在相位上偏移开90°。这使得在多相DC-DC变换器的输出端产生电流交叠（overlapping current），从而减小输出电容器中的波纹电流。另外，谐振组件必须很好地匹配以实现两个单相变换器之间的可接受的电流共享。否则，输出电容器中的波纹电流将会更高。因此，需要对现有的多相DC-DC变换器进行改进。
发明内容
鉴于现有技术的以上情况，本发明的一个目的是提供一种均衡电路改进多相DC-DC变换器，其至少能够实现多相DC-DC变换器中的多个单相变换器之间的可接受的电流共享。
根据本发明的一个方面，提供了一种多相DC-DC变换器，包括：输入端，用于接收直流输入电压；并联连接的多个单相DC-DC变换器，用于将所述直流输入电压进行DC-DC变换；输出端，用于输出经所述多个单相DC-DC变换器变换的直流输出电压；以及均衡电路，与所述并联连接的多个单相DC-DC变换器串联连接在所述输入端与所述输出端之间，用于均衡所述多个单相DC-DC变换器的电流。
根据本发明的另一方面，均衡电路可以由差模电感组成。其中，所述多相DC-DC变换器的输出端包括第一输出端和第二输出端，所述差模电感的第一线圈串联连接在所述多个单相DC-DC变换器的第一共用输出端与所述第一输出端之间，所述差模电感的第二线圈串联连接在所述多个单相DC-DC变换器的第二共用输出端与所述第二输出端之间。
根据本发明的另一方面，均衡电路可以由差模电感组成。其中，所述多相DC-DC变换器的输入端包括第一输入端和第二输入端，所述差模电感的第一线圈串联连接在所述第一输入端与所述多个单相DC-DC变换器的第一共用输入端之间，所述差模电感的第二线圈串联连接在所述第二输入端与所述多个单相DC-DC变换器的第二共用输入端之间。
根据本发明的另一方面，均衡电路由串联连接的电感器和电容器组成。其中，所述多相DC-DC变换器的输入端包括第一输入端和第二输入端，所述电感器的与所述电容器连接的一端连接到所述多个单相DC-DC变换器的第一共用输入端，所述电感器的另一端连接到所述第一输入端，所述电容器的未与所述电感器连接的一端连接到所述第二输入端并且连接到所述多个单相DC-DC变换器的第二共用输入端。
在根据本发明的以上方面的多相DC-DC变换器中，均衡电路与并联连接的多个单相DC-DC变换器串联连接在多相DC-DC变换器的输入端与输出端之间，能够均衡多相DC-DC变换器中的多个单相DC-DC变换器的电流，减小多个单相DC-DC变换器的输入电流或输出电流之间的差异，从而实现多相DC-DC变换器中的多个单相变换器之间的可接受的电流共享。
附图说明
本发明可以通过参考下文中结合附图所给出的描述而得到更好的理解，其中在所有附图中使用了相同或相似的附图标记来表示相同或者相似的部件。所述附图连同下面的详细说明一起包含在本说明书中并且形成本说明书的一部分，而且用来进一步举例说明本发明的优选实施例和解释本发明的原理和优点。在附图中：
图1示出根据本发明的第一实施例的多相DC-DC变换器的示意性框图；
图2A和2B示出根据本发明的第一实施例的多相DC-DC变换器中的均衡电路的示例电路示图；
图3示出根据本发明的第一实施例的多相DC-DC变换器的示例电路示图；
图4-5示出图3的多相DC-DC变换器的电流和电压的示例波形图；
图6示出根据本发明的第一实施例的多相DC-DC变换器的另一示例电路示图；
图7示出根据本发明的第一实施例的多相DC-DC变换器的又一示例电路示图；
图8示出根据本发明的第一实施例的多相DC-DC变换器的另一示例电路示图；
图9示出根据本发明的第一实施例的多相DC-DC变换器的另一示例电路示图；
图10示出根据本发明的第二实施例的多相DC-DC变换器的示意性框图；
图11A和11B示出根据本发明的第二实施例的多相DC-DC变换器中的均衡电路的示例电路示图；
图12示出根据本发明的第二实施例的多相DC-DC变换器的示例电路示图；
图13示出根据本发明的第二实施例的多相DC-DC变换器的另一示例电路示图；
图14示出根据本发明的第二实施例的多相DC-DC变换器中的均衡电路的另一示例电路示图；以及
图15示出根据本发明的第二实施例的多相DC-DC变换器的另一示例电路示图。
具体实施方式
下面将参照附图来说明本发明的实施例。在本发明的一个附图或一种实施方式中描述的元素和特征可以与一个或更多个其它附图或实施方式中示出的元素和特征相结合。应当注意，为了清楚的目的，附图和说明中省略了与本发明无关的、本领域普通技术人员已知的部件和处理的表示和描述。
在本发明的实施例中，利用与并联连接的多个单相DC-DC变换器串联连接在多相DC-DC变换器的输入端与输出端之间的均衡电路来均衡多个单相DC-DC变换器的电流，减小多个单相DC-DC变换器的电流之间的差异，从而实现多相DC-DC变换器中的多个单相变换器之间的可接受的电流共享。作为示例而不是限制，均衡电路可以设置在并联连接的多个单相DC-DC变换器与多相DC-DC变换器的输入端之间，用于均衡多个单相DC-DC变换器的输入电流；或者，也可以设置在并联连接的多个单相DC-DC变换器与多相DC-DC变换器的输出端之间，用于均衡多个单相DC-DC变换器的输出电流。
在本发明的实施例中，为区别起见，多相DC-DC变换器也可以称为多相DC-DC变换系统，多相DC-DC变换器中的多个单相DC-DC变换器也可以简称DC-DC变换器。
图1示出根据本发明的第一实施例的多相DC-DC变换器的示意性框图。在本发明的第一实施例中，均衡电路设置在并联连接的多个单相DC-DC变换器与多相DC-DC变换器的输出端之间，用于均衡多个单相DC-DC变换器的输出电流。如图1所示，多相DC-DC变换器100包括：输入端（131，132），用于接收直流输入电压Vin；并联连接的多个单相DC-DC变换器（111，112，…，11n），用于将直流输入电压Vin进行DC-DC变换，其中n是大于1的正整数；输出端（133，134），用于输出经多个单相DC-DC变换器变换的直流输出电压Vout；以及均衡电路（120），与并联连接的多个单相DC-DC变换器（111，112，…，11n）串联连接，并设置在多个单相DC-DC变换器（111，112，…，11n）与输出端（133，134）之间，用于均衡所述多个单相DC-DC变换器的输出电流。
输入端（131，132）通常包括第一输入端和第二输入端，分别连接地电位和高于地的高电位，所述高电位与地电位的差是输入电压Vin的值。类似地，输出端（133，134）通常包括第一输出端和第二输出端，分别连接地电位和高于地的高电位，所述高电位与地电位的差是输出电压Vout的值。在以下为说明方便，将输入端131称为第一输入端，将输入端132称为第二输入端；将输出端133称为第一输出端，将输出端134称为第二输出端。但应理解，这里及以下使用的“第一”和“第二”仅是为了区分而不是为了限制。
在本实施例中，DC-DC变换器（111，112，…，11n）可以采用各种适当结构的单相DC-DC变换器来实现，如正向变换器、桥式变换器、推挽式变换器等，而没有限制。
在本实施例中，可以采用适当结构的均衡电路来实施均衡电路120。例如，可以采用差模电感或由电感器和电容器组成的LC电路来实施均衡电路120。
在多相DC-DC变换器100中还包括驱动电路（未示出），用于驱动所述多个单相DC-DC变换器（111，112，…，11n），以使得所述多个单相DC-DC变换器的输出电流的相位彼此之间具有预定相移。优选地，预定相移可以是180°/n，n为所述多个单相DC-DC变换器的数目。这样的预定相移能够较好地消除多相DC-DC变换器的输出电流中的波纹，因此可以减少或省去多相DC-DC变换器中的输出电容。这里可以采用任何适当结构的驱动电路。为了不模糊本发明，在这里及以下不具体描述驱动电路的结构。
图2A示出根据本发明的第一实施例的多相DC-DC变换器中的均衡电路的示例电路示图。在该示例中，多相DC-DC变换器200采用差模电感220来实施均衡电路。如图2所示，差模电感220的第一线圈串联连接在多个单相DC-DC变换器（211，212，…，21n）的第一共用输出端243与多相DC-DC变换器的第一输出端233之间，差模电感220的第二线圈串联连接在多个单相DC-DC变换器（211，212，…，21n）的第二共用输出端244与多相DC-DC变换器的第二输出端234之间。第一共用输出端243和第二共用输出端244分别连接差模电感220的一个线圈的同名端和另一个线圈的非同名端。这样，使得流入差模电感的两个线圈中的电流的方向相反，每个线圈中的初始电流产生的磁通量在另一个线圈中感应出与该另一个线圈中的初始电流方向相反的感应电流。由此，减小了两个线圈中流过的电流的差异，从而减小了多个单相DC-DC变换器（211，212，…，21n）的输出电流的差异。
在该示例中，差模电感的两个线圈的同名端（由图中的黑点表示）在一侧。在其他示例中，差模电感的两个线圈的同名端也可以在相对的两侧，而第一共用输出端243和第二共用输出端244仍然可以分别连接差模电感220的一个线圈的同名端和另一个线圈的非同名端，如图2B所示。
在本公开中，差模电感是功能上的定义，对差模电压电流信号起抑制作用，其结构上可以用同名端在一侧或同名端在不同侧的共模或差模电感。
图3示出根据本发明的第一实施例的多相DC-DC变换器的示例电路示图。如图3所示，多相DC-DC变换器300包括两个并联连接的单相DC-DC变换器311和312。DC-DC变换器311由图中的虚线框示出，DC-DC变换器312由图中的双点划线框示出。均衡电路由差模电感T3实现。
DC-DC变换器311包括：主变压器T1，用于对在DC-DC变换器311的输入端（331，332）上的由直流电源提供的直流输入电压Vin进行变压；开关单元，包括多个开关元件（Q1，Q2），设置在DC-DC变换器311的输入端与主变压器T1的初级侧之间，用于通过所述多个开关元件的接通和关断操作来将直流输入电压提供到主变压器的初级侧；以及整流器，连接在主变压器的次级侧与所述DC-DC变换器311的输出端之间，用于对主变压器的次级侧输出的电压进行整流，以输出直流输出电压。
DC-DC变换器311中的开关Q1和Q2以半桥式连接，以组成开关单元。Q1和Q2由金属氧化物半导体场效应管（Metal-Oxide-SemiconductorField-Effect Transistor，MOSFET）（简称MOS管）实现，并且在其他示例中也可以由其他开关元件来实现。当开关Q1或Q2之一被接通时，主变压器T1的初级线圈被激励，并相应地激励T1的次级线圈。在T1的次级线圈被激励时，产生经变压的电力，经变压的电力随后由DC-DC变换器312中的整流器整流并传递到连接在多相DC-DC变换器300的输出端（333，334）的负载I2。
DC-DC变换器311中的电容器C1、C2分别与电感器L1和T1组成谐振电路的重要部分。
在该示例中，DC-DC变换器311的整流器是半桥整流器，由开关D1、D3和电容器C5、C6组成。其中开关D1、D3组成半桥整流器的二极管桥臂，电容器C5、C6组成半桥整流器的电容器桥臂。开关D1、D3由二极管实现，并且在其他示例中也可以由其他开关元件例如MOSFET来实现。整流器中的开关元件可以是二极管、MOS管等各种类型的半导体开关器件。当“整流器”是MOS管时，可以利用驱动电路来为MOS管提供驱动信号，以使N MOS管的电流只从源极流到漏极。
DC-DC变换器312具有与DC-DC变换器311相同的结构，包括由开关Q3和Q4组成的开关单元，由变压器T2实现的主变压器，由开关D2、D4和电容器C7、C8组成的半桥整流器，并且还包括由。电容器C3、C4分别与L2和T2组成的谐振电路。DC-DC变换器312的工作原理也与DC-DC变换器311相同，除了二者的驱动信号不同，这里不再详细描述。
差模电感T3串联连接在DC-DC变换器311和312与多相DC-DC变换器300的输出端之间，更具体而言，串联连接在DC-DC变换器311和312的半桥整流器的二极管桥臂与电容器桥臂之间。应当理解，在其他示例中，差模电感T3也可以串联连接在DC-DC变换器311和312的共用输出端与多相DC-DC变换器300的输出端之间。
多相DC-DC变换器300中的电容器C20并联连接在多相DC-DC变换器300的输入端与DC-DC变换器311和312之间，用作多相DC-DC变换器300的输入电容器，用于储能以在软启动过程中充当电源，以及过滤直流输入电压中的噪声。
优选地，多相DC-DC变换器300还可以包括滤波电容器C9和/或C10（或称为输出电容器），其并联连接在DC-DC变换器311和312的共用输出端与多相DC-DC变换器300的输出端之间，可以分别用于滤除DC-DC变换器的输出电流中的交流分量和高频分量，从而滤除多相DC-DC变换器300的输出电压中的波纹。尽管在图3中示出两个滤波电容器C9和C10，但是在实际应用中，可以根据需要使用任意数目的滤波电容器。
另外，优选地，在每个单相DC-DC变换器中，开关单元中每个开关元件的驱动信号（例如由驱动电路提供）具有大约50%（优选地小于50%）的占空比，并且开关单元中的第一开关元件的驱动信号与第二开关元件的驱动信号之间具有180度的相移。这里，第一开关元件指的是当导通时使主变压器的初级侧线圈通过第一方向的输入电流的开关元件，并且第二开关元件指的是当导通时使主变压器的初级侧线圈通过与第一方向相反的第二方向的输入电流的开关元件。例如，在单相DC-DC变换器311中，开关元件Q1（第一开关元件）导通时使主变压器T1的初级侧线圈通过第一方向（例如向下）的输入电流，开关元件Q2（第二开关元件）导通时使T1的初级侧线圈通过第二方向（例如向下）的输入电流。开关元件Q1和Q2的驱动信号均具有大约50%的占空比，并且Q1和Q2的驱动信号之间具有180度的相移。由此，可以较好地实现零电压开关（ZeroVoltage Switching,ZVS）模式（也称软开关模式）。
另外，尽管在图3及以下示例电路中，主变压器的初级侧和次级侧使用了相同的接地符号，但是应当理解，在实际应用中，主变压器的初级侧所接的地和次级侧所接的地是隔离的。另外主变压器的初级侧的电路使用共同的地，并且主变压器的次级侧的电路使用共同的地。
在多相DC-DC变换器中，谐振电路中的谐振电感器L1、L2可以是作为实体存在的物理电感器，也可以是寄生电感。在高电压输出应用中，多相DC-DC变换器的主变压器的变压比将降低到甚至小于1，因此不能容易地建立泄漏电感作为谐振电感。在图3的示例电路中，DC-DC变换器中的整流器是半桥整流器，可以使得主变压器的次级侧输出电压降压达约1/2，因此可以使主变压器的变压比（即匝数比）增大至约2：1，从而能够在主变压器的次级侧建立足够的泄漏电感（或称为寄生电感）作为谐振电感。因此可以利用主变压器的寄生电感作为谐振电感L1和L2，而不必使用物理电感器，从而增大功率密度以提高效率并节省元件开销。
另外，半桥式结构的使用还能够减少电路中半导体器件的使用。
图4示出由驱动电路分别提供给多相DC-DC变换器300中的单相DC-DC变换器（例如DC-DC变换器311）的开关单元中的第一开关元件和第二开关元件（例如Q1、Q2）的驱动信号的示例电压波形图。两个驱动信号401和402的操作频率固定，相位偏移为180°，频率基本上等于谐振电容（C1和C2）和谐振电感（L1）所确定的谐振频率。当然，主变压器寄生电容C5和C6将影响谐振频率。这些开关驱动信号的占空比约为50%（优选地不大于50%），调节死区时间和主变压器的激磁电感以确保开关（Q1，Q2，Q3，Q4）在死区时间进入ZVS模式。
图5示出多相DC-DC变换器300的电流和电压的示例波形图。波形501表示提供给DC-DC变换器311的开关单元中的一个开关元件（例如MOS管Q2）的开关驱动信号Vgs；波形502表示DC-DC变换器311的该开关元件（例如Q2）的漏源电压Vds；波形503表示DC-DC变换器311的主变压器的输入电流。可以看出DC-DC变换器311的主变压器的输入电流近似正弦波。DC-DC变换器312也具有相似的电流和电压波形，只是与DC-DC变换器311的波形相比相位偏移90°。使两个DC-DC变换器的电流和电压的波形具有90°的相移，能够较好地消除输出电流中的波纹，因此可以减少DC-DC变换器311和312的共用输出电容C9和C10值或个数，以节省元件。
图6示出根据本发明的第一实施例的多相DC-DC变换器的另一示例电路示图。如图6所示，多相DC-DC变换器600包括两个并联连接的单相DC-DC变换器611和612。DC-DC变换器611由图中的虚线框示出，DC-DC变换器612由图中的双点划线框示出。均衡电路由差模电感T3实现。差模电感T3串联连接在DC-DC变换器611和612的共用输出端与多相DC-DC变换器300的输出端，具体而言是串联连接在DC-DC变换器611和612的半桥整流器的二极管桥臂与电容器桥臂之间。与图3的示例电路相比，图6中的DC-DC变换器611和612的开关单元分别由全桥式连接的四个开关元件（Q1，Q2，Q31，Q32）和（Q3，Q4，Q33，Q34）组成。另外，图6中的谐振电路分别由（C25，L1，T1）和（C26、L2，T2）组成，其中电容器25和电感器L1串联连接在DC-DC变换器611的开关单元的一个输出端（Q31与Q32之间的输出端）与主变压器T1的初级侧之间，电容器26和电感器L2串联连接在DC-DC变换器612的开关单元的一个输出端（Q33与Q34之间的输出端）与主变压器T2的初级侧之间。多相DC-DC变换器600通过使用全桥式的开关单元，能够提供较大的输入功率。
与在图3中的电路类似，在图6的电路中，优选地，开关单元中每个开关元件的驱动信号（例如由驱动电路提供）可以具有大约50%（优选地小于50%）的占空比，并且开关单元中的第一开关元件的驱动信号与第二开关元件的驱动信号之间可以具有180度的相移，以便较好地实现ZVS模式。在图6中，例如，在单相DC-DC变换器631中，开关元件Q1和Q32使主变压器T1的初级侧线圈通过第一方向（例如向下）的输入电流，并且开关元件Q2和Q31使主变压器T1的初级侧线圈通过与第一方向相反的第二方向（例如向上）的输入电流。因此，开关元件（Q1，Q32）（第一开关元件）的驱动信号与开关元件（Q2，Q32）（第二开关元件）的驱动信号之间可以具有180度的相移，而每个开关元件（Q1，Q2，Q31，Q32）的驱动信号的占空比均为大约50%。
图7示出根据本发明的第一实施例的多相DC-DC变换器的又一示例电路示图。如图7所示，多相DC-DC变换器700包括两个并联连接的单相DC-DC变换器711和712。DC-DC变换器711由图中的虚线框示出，DC-DC变换器712由图中的双点划线框示出。均衡电路由差模电感T3实现。差模电感T3串联连接在DC-DC变换器711和712的共用输出端与多相DC-DC变换器700的输出端之间。与图3的示例电路相比，图6中的DC-DC变换器711和712均采用全桥整流器。具体而言，DC-DC变换器711的整流器由全桥式连接的四个开关（如所示的二极管，也可以是其他开关元件）D1、D3、D5、D6组成，DC-DC变换器712的整流器由全桥式连接的四个开关（如所示的二极管，也可以是其他开关元件）D2、D4、D7、D8组成。另外，作为示例而不是限制，在图7中由串联连接的蓄电池向多相DC-DC变换器700提供直流输入电压。在使用全桥整流器的情况下，谐振电感器L1和L2是物理电感器。通过使用全桥整流器，使得主变压器的输出端能够提供更大的功率，从而使多相DC-DC变换器700能够提供更高的输出功率。
图8示出根据本发明的第一实施例的多相DC-DC变换器的另一示例电路示图。如图8所示，多相DC-DC变换器800包括两个并联连接的单相DC-DC变换器811和812。DC-DC变换器811由图中的虚线框和点划线框示出，DC-DC变换器812由图中的双点划线框和点划线框示出。均衡电路由差模电感T3实现。与图3的示例电路相比，多相DC-DC变换器800中的DC-DC变换器811和812具有共用的电容器桥臂。该共用的电容器桥臂由电容器C54、C55组成，在图8中由点划线框示出。差模电感T3串联连接在DC-DC变换器811和812的共用输出端与多相DC-DC变换器300的输出端，具体而言是串联连接在DC-DC变换器811和812的半桥整流器的二极管桥臂与共用电容器桥臂之间。通过使多个单相DC-DC变换器（811，812）具有共用的电容器桥臂，可以节省元件开销。
图9示出根据本发明的第一实施例的多相DC-DC变换器的另一示例电路示图。与图3的示例电路相比，图9所示的多相DC-DC变换器900包括三个并联连接的DC-DC变换器911、912和913。DC-DC变换器911由图中的虚线框示出，DC-DC变换器912由图中的双点划线框示出，DC-DC变换器913由图中的点划线框示出。均衡电路由差模电感T3实现。差模电感T3串联连接在DC-DC变换器911、912和913的共用输出端与多相DC-DC变换器900的输出端之间，具体而言是串联连接在DC-DC变换器911、912和913的半桥整流器的二极管桥臂与电容器桥臂之间。DC-DC变换器911、912和913的电路结构相同，并且与图3中所示的DC-DC变换器311的电路结构相同，这里不重复描述。应当理解，DC-DC变换器911、912和913也可以具有与DC-DC变换器311不同的电路结构，并且/或者DC-DC变换器911、912和913的电路结构也可以彼此不同，这里不详细描述。
除以上示例电路的结构之外，每个单相DC-DC变换器的开关单元和整流器可以均为全桥式结构，这里不详细描述。
以上示出了均衡电路位于多相DC-DC变换器的输出侧的示例电路。以下将结合附图描述均衡电路位于多相DC-DC变换器的输入侧的情况。
图10示出根据本发明的第二实施例的多相DC-DC变换器的示意性框图。在本发明的第二实施例中，均衡电路设置在并联连接的多个单相DC-DC变换器与多相DC-DC变换器的输入端之间，用于均衡多个单相DC-DC变换器的输入电流。如图10所示，多相DC-DC变换器1000包括：输入端（1031，1032），用于接收直流输入电压Vin；并联连接的多个单相DC-DC变换器（1011，1012，…，101n），用于将直流输入电压Vin进行DC-DC变换，其中n是大于1的正整数；输出端（1033，1034），用于输出经多个单相DC-DC变换器变换的直流输出电压Vout；以及均衡电路（1020），与并联连接的多个单相DC-DC变换器（1011，1012，…，101n）串联连接，并设置在多个单相DC-DC变换器（1011，1012，…，101n）与输入端（1031，1032）之间，用于均衡所述多个单相DC-DC变换器的输入电流。
在本实施例中，DC-DC变换器（111，112，…，11n）可以采用各种适当结构的单相DC-DC变换器来实现，如正向变换器、桥式变换器、推挽式变换器等，而没有限制。
在本实施例中，可以采用适当结构的均衡电路来实施均衡电路1020。例如，可以采用差模电感或LC电路来实施均衡电路1020。
在多相DC-DC变换器1000中还包括驱动电路（未示出），用于驱动所述多个单相DC-DC变换器（1011，1012，…，101n），以使得所述多个单相DC-DC变换器的输出电流的相位彼此之间具有预定相移。这里可以采用任何适当结构的驱动电路。由于驱动电路并非解决本发明的技术问题所必需的部件，为了不模糊本发明，在这里及以下不具体描述驱动电路。
图11A示出根据本发明的第二实施例的多相DC-DC变换器中的均衡电路的示例电路示图。在该示例中，多相DC-DC变换器1100采用差模电感1120来实施均衡电路。如图11所示，差模电感1120的第一线圈串联连接在多个单相DC-DC变换器（1111，1112，…，111n）的第一共用输入端1141与多相DC-DC变换器的第一输入端1131之间，差模电感1120的第二线圈串联连接在多个单相DC-DC变换器（1111，1112，…，111n）的第二共用输入端1142与多相DC-DC变换器的第二输入端1132之间。第一输入端1131和第二输入端1132分别连接差模电感1120的一个线圈的同名端和另一个线圈的非同名端。这样，使得流入差模电感的两个线圈的电流的方向相反，每个线圈中的初始电流产生的磁通量在另一个线圈中感应出与该另一个线圈中的初始电流方向相反的感应电流。由此，减小了两个线圈中流过的电流的差异，从而减小了多个单相DC-DC变换器（1111，1112，…，111n）的输入电流的差异。
在该示例中，差模电感的两个线圈的同名端（由图中的黑点表示）在一侧。在其他示例中，差模电感的两个线圈的同名端也可以在相对的两侧，而第一输入端1131和第二输入端1132仍然可以分别连接差模电感1120的一个线圈的同名端和另一个线圈的非同名端，如图11B所示。
图12示出根据本发明的第二实施例的多相DC-DC变换器的示例电路示图。如图12所示，多相DC-DC变换器1200包括两个并联连接的单相DC-DC变换器1211和1212。DC-DC变换器1211由图中的虚线框示出，DC-DC变换器1212由图中的双点划线框示出。均衡电路由差模电感T4实现。DC-DC变换器1211和1212的结构分别与图7所示的DC-DC变换器711和712的结构相同，这里不再重复。
差模电感T4串联连接在DC-DC变换器1211和1212与多相DC-DC变换器1200的输入端之间，更具体而言，串联连接在DC-DC变换器1211和1212的共用输入端（1241，1242）与多相DC-DC变换器1200的输入端（1231，1232）之间。
多相DC-DC变换器1200中的其他部件及连接关系与图7所示的相同，这里不再重复。
图12所示的多相DC-DC变换器1200通过使用全桥整流器，使得主变压器的输出端能够提供更大的功率，从而能够提供更高的输出功率。
图13示出根据本发明的第二实施例的多相DC-DC变换器的另一示例电路示图。与图12的示例电路相比，图13所示的多相DC-DC变换器900包括三个并联连接的DC-DC变换器1311、1312和1313。DC-DC变换器1311由图中的虚线框示出，DC-DC变换器1312由图中的双点划线框示出，DC-DC变换器1313由图中的点划线框示出。均衡电路由差模电感T4实现。差模电感T4串联连接在DC-DC变换器1311、1312和1313的共用输入端（1341，1342）与多相DC-DC变换器1300的输入端（1331，1332）之间。DC-DC变换器1311、1312和1313的电路结构相同，并且与图3中所示的DC-DC变换器311的电路结构相同，这里不重复描述。应当理解，DC-DC变换器1311、1312和1313也可以具有与DC-DC变换器311不同的电路结构，并且/或者DC-DC变换器1311、1312和1313的电路结构也可以彼此不同，这里不详细描述。
在图12的示例中，单相DC-DC变换器的开关单元具有半桥式结构，整流器具有全桥式结构。在图13的示例中，单相DC-DC变换器的开关单元和整流器均具有半桥式结构。在本发明的第二实施例的其他示例中，每个单相DC-DC变换器的开关单元和整流器也可以分别是全桥式结构和半桥式结构，或者均为全桥式结构；或者，可以采用其他结构，这里不详细描述。
图14示出根据本发明的第二实施例的多相DC-DC变换器中的均衡电路的另一示例电路示图。在该示例中，多相DC-DC变换器1400采用LC电路来实施均衡电路1420。如图14所示，均衡电路1420包括串联连接的电感器和电容器。该电感器的与该电容器连接的一端连接到多个单相DC-DC变换器（1411，1412，…，141n）的第一共用输入端1441，该电感器的另一端连接到多相DC-DC变换器1400的第一输入端1431。该电容器的未与该电感器连接的一端连接到多相DC-DC变换器1400的第二输入端并且连接到多个单相DC-DC变换器（1411，1412，…，141n）的第二共用输入端1442。由电感器和电容器组成的均衡电路1420能够改变单相DC-DC变换器在工作频率下的阻抗特性，起到与差模电感基本相同的作用，从而减小多个单相DC-DC变换器（1411，1412，…，141n）的输入电流的差异，实现多相DC-DC之间的电流均衡。
图15示出图14所示的多相DC-DC变换器的示例电路示图。如图15所示，多相DC-DC变换器1500包括两个并联连接的单相DC-DC变换器1511和1512。DC-DC变换器1511由图中的虚线框示出，DC-DC变换器1512由图中的双点划线框示出。DC-DC变换器1511和1512的结构分别与图3所示的DC-DC变换器311和312的结构相同，这里不再重复。均衡电路由电感器L10和电容器C67实现。串联连接的电感器L10和电容器C67连接在多相DC-DC变换器1500的输入侧。电感器L10与电容器C67连接的一端连接到DC-DC变换器1511和1512的第一共用输入端1541，电感器L10的另一端连接到多相DC-DC变换器1500的第一输入端1531。电容器C67的未与电感器L10连接的一端连接到多相DC-DC变换器1500的第二输入端并且连接到DC-DC变换器1511和1512的第二共用输入端1542。
为了进一步优化电路，多相DC-DC变换器150还可以包括与电感器L10并联连接、并且彼此间串联连接的电阻器R13和电容器C42，起到滤波作用；以及串联连接在多相DC-DC变换器150的第一输入端1531和第二输入端1532之间的电阻器R14和电容器C43，与电容器C67并联连接，起到滤波作用。
多相DC-DC变换器1500中的其他部件及连接关系与图3所示的相同，这里不再重复。
在图15的示例中，各个单相DC-DC变换器的开关单元和整流器均具有半桥式结构。应当理解，在使用电感器和电容器组成的均衡电路的其他示例中，每个单相DC-DC变换器的开关单元和整流器也可以分别是全桥式结构和半桥式结构，或者半桥式结构和全桥式结构，或者均为全桥式结构。或者，可以采用其他结构的单相DC-DC变换器，这里不详细描述。
以上以桥式DC-DC变换器为例描述了根据本发明实施例的多相DC-DC变换器的示例电路。在本发明的其他实施例中，可以采用其他适当结构的单相DC-DC变换器来实现多相DC-DC变换器中的多个单相DC-DC变换器，如正向变换器、推挽式变换器等，其与均衡电路的连接方式与这里描述的连接方式相同，不再一一描述。
另外，在图15的示例电路中，由电感器和电容器组成的均衡电路连接在多相DC-DC变换器的输入端与多个单相DC-DC变换器的共用输入端之间。在例如根据本发明的第一实施例的其他示例中，由电感器和电容器组成的均衡电路也可以连接在多个单相DC-DC变换器的共用输出端与多相DC-DC变换器的输出端之间，这里不详细描述。
根据本发明的实施例的多相DC-DC变换器，通过将均衡电路与并联连接的多个单相DC-DC变换器串联连接在多相DC-DC变换器的输入端与输出端之间，可以均衡多个单相DC-DC变换器的电流，减小多个单相DC-DC变换器的输入电流或输出电流之间的差异。在根据本发明的实施例的一些示例中，多相DC-DC变换器中的多个单相DC-DC变换器可以使用具有半桥结构的整流器，使得可以利用从主变压器的次级侧反射的寄生电感作为谐振电感，而不必使用物理电感器，从而增大功率密度以提高效率并节省元件开销。在根据本发明的实施例的一些示例中，多相DC-DC变换器中的多个单相DC-DC变换器中的整流器可以使用共用的电容器桥臂，从而节省元件开销。
根据本发明的实施例的多相DC-DC变换器例如可以应用于电信产品或汽车（如电动汽车）的车载充电器。
在上面对本发明具体实施例的描述中，针对一种实施方式描述和/或示出的特征可以以相同或类似的方式在一个或更多个其它实施方式中使用，与其它实施方式中的特征相组合，或替代其它实施方式中的特征。
应该强调，术语“包括/包含”在本文使用时指特征、要素、步骤或组件的存在，但并不排除一个或更多个其它特征、要素、步骤或组件的存在或附加。
以上虽然结合附图详细描述了本发明的实施例，但是应当明白，上面所描述的实施方式只是用于说明本发明，而并不构成对本发明的限制。对于本领域的技术人员来说，可以对上述实施方式做出各种修改和变更而没有背离本发明的实质和范围。因此，本发明的范围仅由所附的权利要求及其等效含义来限定。

Claims (13)

1.一种多相DC-DC变换器，包括：
输入端，用于接收直流输入电压；
并联连接的多个单相DC-DC变换器，用于将所述直流输入电压进行DC-DC变换；
输出端，用于输出经所述多个单相DC-DC变换器变换的直流输出电压；以及
均衡电路，与所述并联连接的多个单相DC-DC变换器串联连接在所述输入端与所述输出端之间，用于均衡所述多个单相DC-DC变换器的电流。
2.根据权利要求1的多相DC-DC变换器，还包括驱动电路，用于驱动所述多个单相DC-DC变换器，以使得所述多个单相DC-DC变换器的输出电流的相位彼此之间具有预定相移。
3.根据权利要求1的多相DC-DC变换器，其中，所述均衡电路由差模电感组成。
4.根据权利要求3的多相DC-DC变换器，其中，所述输出端包括第一输出端和第二输出端，所述差模电感的第一线圈串联连接在所述多个单相DC-DC变换器的第一共用输出端与所述第一输出端之间，所述差模电感的第二线圈串联连接在所述多个单相DC-DC变换器的第二共用输出端与所述第二输出端之间。
5.根据权利要求3的多相DC-DC变换器，其中，所述输入端包括第一输入端和第二输入端，所述差模电感的第一线圈串联连接在所述第一输入端与所述多个单相DC-DC变换器的第一共用输入端之间，所述差模电感的第二线圈串联连接在所述第二输入端与所述多个单相DC-DC变换器的第二共用输入端之间。
6.根据权利要求1的多相DC-DC变换器，其中，所述均衡电路由串联连接的电感器和电容器组成，并且
其中，所述输入端包括第一输入端和第二输入端，所述电感器与所述电容器连接的一端连接到所述多个单相DC-DC变换器的第一共用输入端，所述电感器的另一端连接到所述第一输入端，所述电容器的未与所述电感器连接的一端连接到所述第二输入端并且连接到所述多个单相DC-DC变换器的第二共用输入端。
7.根据权利要求1的多相DC-DC变换器，其中，所述多个单相DC-DC变压器中的每个包括：
主变压器，用于对所述直流输入电压进行变压；
开关单元，包括多个开关元件，设置在所述单相DC-DC变换器的输入端与所述主变压器的初级侧之间，用于通过所述多个开关元件的接通和关断操作来将所述直流输入电压提供到所述主变压器的初级侧；以及
整流器，连接在所述主变压器的次级侧与所述单相DC-DC变换器的输出端之间，用于对所述主变压器的次级侧输出的电压进行整流，以输出所述直流输出电压，
其中，所述整流器是全桥整流器或半桥整流器。
8.根据权利要求7的多相DC-DC变换器，其中，所述整流器是半桥整流器，并且所述多个单相DC-DC变压器的半桥整流器具有共用的电容器桥臂。
9.根据权利要求7的多相DC-DC变换器，其中，所述整流器是半桥整流器，并且所述均衡电路串联在所述半桥整流器的二极管桥臂与电容器桥臂之间。
10.根据权利要求7的多相DC-DC变换器，其中，所述开关单元包括桥式连接的两个或四个开关元件。
11.根据权利要求1的多相DC-DC变换器，还包括并联连接在所述多个单相DC-DC变换器和所述均衡电路与所述输出端之间的至少一个滤波电容器，用于滤除所述多个单相DC-DC变换器的输出电压中的波纹。
12.根据权利要求7的多相DC-DC变换器，其中，在每个单相DC-DC变换器中，所述开关单元中每个开关元件的驱动信号具有大约50%的占空比，并且所述开关单元中的第一开关元件的驱动信号与第二开关元件的驱动信号之间具有180度的相移，所述第一开关元件在导通时使所述主变压器的初级侧线圈通过第一方向的输入电流，并且所述第二开关元件在导通时使所述主变压器的初级侧线圈通过与第一方向相反的第二方向的输入电流。
13.根据权利要求2的多相DC-DC变换器，其中，所述预定相移为180°/n，n为所述多个单相DC-DC变换器的数目。
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