CN101488718A - 倍压同步整流多谐振软开关变换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种倍压同步整流多谐振软开关变换器电路，包括谐振电感L1、谐振电容Cp1、励磁电感Lm、辅助电感L2和辅助电容Cp2、电流互感器CT1、CT2及同步整流管SR1、SR2，变压器副边采用倍压同步整流电路。本发明在传统LLC变换器的基础上增加了L2和Cp2，改变了谐振单元的阻抗特性，引入了阻抗极点。在极点频率附近，阻抗快速增大，拓宽了增益调节范围，使得变换器可适应宽输入或宽输出电压范围应用；倍压同步整流电路可降低电压应力。本发明电路结构简单，效率高，实现容易，使用方便，非常有实用价值和经济效益。

Description

倍压同步整流多谐振软开关变换器

技术领域

本发明涉及一种倍压同步整流多谐振软开关变换器电路。更确切地说，本发明涉及的是一种五元件电流谐振型软开关及适用于倍压整流电路的电流控制同步整流驱动电路变换器。

背景技术

传统的PWM斩波变换器，其功率元件工作于硬开关模式下，开关损耗大，效率低，难以通过高频化实现功率密度的提升，同时EMI特性较差，需要增加很多滤波抑制单元，既增加了成本，也降低了效率。

谐振变换器利用谐振电路为功率元件创造了软开关条件，降低了开关损耗。谐振变换器中以三元件LLC电流谐振变换器(见图1)最为典型，应用最为普遍。相比于其它软开关变换器，LLC变换器可以在整个负载范围内实现原边MOSFET的零电压开通和副边二极管的零电流关断。这既降低了开关损耗，提高了效率，便于高频化，高功率密度化，同时也降低了元器件应力，减小了EMI。

LLC变换器的缺点：由于LLC只有在谐振频率附件工作效率才最优，因此往往将额定工作点设置在谐振效率点附近，当输入电压降低或输出电压增大时，通过降低工作频率来获得较大的增益；当输入电压增大或输出电压降低时，通过提高工作频率来获得较低的增益。但在谐振频率之上，频率对增益调节能力不够，调节范围较窄。因此，LLC变换器不适合宽电压范围应用，包括宽输入电压范围和宽输出电压范围。这在很大程度上限制了LLC软开关变换器的应用。在许多需要宽电压范围应用的场合，现有LLC变换器难以获得较好地应用。

改进后的电路如中国专利申请2008100634285公开的“多谐振软开关变换器”，谐振电路中增加了辅助单元，在其谐振频率附近，谐振单元阻抗快速变化，直至无穷大，从而实现了增益调节，拓宽了电压应用范围。其结构如图2-图7所示。但是这种结构的变压器副边电路采用二极管倍压结构，因此导通损耗较大，特别在一些中低压直流变换的应用中，变换器的输出电压一般为达到48伏以上，这种电压等极采用半波整流或者中心抽头整流结构，会导致整流器件的电压应力很高，无法采用低压器件，降低导通损耗。当电压高于60V输出时，一般只能采用二极管整流方式，因为200V以上电压等极的MOSFET成本较高，导通电阻较大，已经不适合在同步整流技术中应用。考虑到变压器漏感与MOSFET漏源之间的结电容会有振荡，造成电压尖峰，因此整流器件的电压应力会超过理想情况下的电压。

发明内容

本发明所要解决的技术问题在于克服现有技术中的不足，而提供一种能够适应宽电压范围应用的电流谐振型软开关变换器，副边采用倍压整流降低器件电压应力，采用同步整流减少开关损耗。

为了解决上述技术问题，本发明通过以下技术方案实现：倍压同步整流多谐振软开关变换器，包括对称方波脉冲产生电路、谐振电路和变压器T1，其特征在于所述的谐振电路包括谐振电感L1、谐振电容Cp1、励磁电感Lm、辅助电感L2和辅助电容Cp2，所述的辅助电感L2和辅助电容Cp2改变了整个谐振单元的阻抗特性，使得在阻抗极点谐振频率附近，增益可以快速变化，直至零；变压器T1副边采用倍压同步整流结构。

本发明提供了一种能够应用于宽电压范围应用及倍压同步整流的谐振型软开关变换器电路。与现有技术相比，本发明的有益效果是：

1、由于增加了辅助单元，在其谐振频率附近，谐振单元阻抗快速变化，直至无穷大，因此实现了增益调节，为宽电压范围应用实现了可能；

2、减小了工作频率范围，容易实现控制保护和优化效率；

3、通过适当的参数设计，可以引入了高次谐波(比如三次谐波)，使电流波形更接近方波，从而降低电流的有效值，提高效率。

4、可以实现驱动电路的自供电和SR的浮驱动，驱动简单。

5、适用于较高电压输出并采用低压同步整流器件，降低导通损耗，提高效率。

作为本发明的进一步改进，在驱动电路中，本发明提出了一种利用一个或两个互感器产生两路驱动的方法。通过利用互感器的两个信号绕组，分别产生两路驱动对应得两个同步整流管。具体来说，变压器T1副边电路包括电流互感器CT1、输出电容C1、输出电容C2、同步整流管SR1、同步整流管SR2和两个分别用于驱动同步整流管SR1和同步整流管SR2的驱动电路，电流互感器CT1的一次侧绕组N1与高频变压器的副边绕组串联，电流互感器CT1的两个二次侧绕组N2和N3分别连接到两个驱动电路的输入端。

一个典型的谐振电路的实施方式，所述的谐振电感L1和谐振电容C1构成串联支路a，其一端接对称方波脉冲产生电路的输出正端，另一端接励磁电感Lm的一端及变压器T1原边绕组的同名端；励磁电感Lm的另一端接变压器T1原边绕组的非同名端和辅助电容C2的一端；辅助电容C2的另一端接对称方波脉冲产生电路的输出负端；辅助电感L2与串联支路a并联。

所述的该谐振电路还可以采用以下的等效电路结构：所述的谐振电感L1和谐振电容C1构成串联支路a，其一端接对称方波脉冲产生电路的输出正端，另一端接励磁电感Lm的一端及变压器T1原边绕组的同名端；励磁电感Lm的另一端接变压器T1原边绕组的非同名端和辅助电感L2的一端；辅助电感L2的另一端接对称方波脉冲产生电路的输出负端；辅助电容C2与串联支路a并联。

所述的该谐振电路还可以采用以下的等效电路结构：所述的谐振电感L1和谐振电容C1构成串联支路a，其一端接对称方波脉冲产生电路的输出正端，另一端接励磁电感Lm的一端及变压器T1原边绕组的同名端；励磁电感Lm的另一端接变压器T1原边绕组的非同名端、辅助电感L2和辅助电容C2的一端；辅助电感L2和辅助电容C2的另一端接对称方波脉冲产生电路的输出负端。

根据本发明，所述的对称方波脉冲产生电路采用半桥结构、全桥结构或推挽结构。

根据本发明，变压器的副边电路可以采用以下结构：电流互感器CT1的一次侧绕组N1的同名端接变压器T1的非同名端，电流互感器CT1的一次侧绕组N1的非同名端接同步整流器SR1的源极和同步整流器SR2的漏极，同步整流器SR1的漏极接输出电容C1的正端，输出电容C1的负端接输出电容C2的正端和变压器T1的同名端，输出电容的负端接同步整流管SR2的源极，同步整流管SR1和同步整流管SR2的门极分别接其驱动电路的输出端。

根据本发明，变压器的副边电路还可以采用以下结构：电流互感器CT1的一次侧绕组N1的同名端接变压器T1的非同名端，电流互感器CT1的一次侧绕组N1的非同名端接输出电容C1的负端，输出电容C1的正端接同步整流器SR1的源极和同步整流器SR2的漏极，同步整流器SR1的漏极输出电容C2的正端，输出电容C2的负端接同步整流器SR1的的源极和变压器T1的同名端，同步整流管SR1和同步整流管SR2的门极分别接其驱动电路的输出端。

根据本发明，变压器的副边电路还可以采用以下结构：电流互感器CT1的一次侧绕组N1的同名端接变压器T1的非同名端，电流互感器CT1的一次侧绕组N1的非同名端接同步整流器SR1的源极和同步整流器SR2的漏极，同步整流器SR1的漏极接输出电容C2的正端，输出电容C2的负端接输出电容C1的负端和同步整流器SR2的源极，输出电容C1的正端接变压器T1的同名端，同步整流管SR1和同步整流管SR2的门极分别接其驱动电路的输出端。

根据本发明，上管驱动电路包括二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D7、电阻R1、电阻R3、NPN型三极管Q1、NPN型三极管Q2、PNP形三极管Q3和电容C3，所述的二极管D1的阴极接电流互感器CT1二次侧绕组N2的同名端、二极管D3的阳极、三极管Q1的集电极和电阻R3的一端，二极管D1的阳极接二极管D7的阳极、电阻R1的一端和三极管Q1的基极，二极管D7的阴极接电流互感器CT1二次侧绕组N2的非同名端、电阻R1的另一端和二极管D2的阴极，二极管D2的阳极接三极管Q1的发射极、三极管Q3的集电极和电容C3的负端，电阻R3的另一端接三极管Q2和三极管Q3的基极，三极管Q2的集电极接二极管D3的阴极和电容C3的正端，三极管Q2的发射极接三极管Q3的发射极和受控的同步整流管SR1的门极；下管驱动电路包括二极管D4、二极管D5、二极管D6、二极管D8、电阻R2、电阻R4、NPN型三极管Q4、NPN型三极管Q5和PNP形三极管Q6，所述的二极管D4的阴极接电流互感器CT1二次侧绕组N3的非同名端、二极管D6的阳极、三极管Q4的集电极和电阻R4的一端，二极管D4的阳极接二极管D8的阳极、电阻R2的一端和三极管Q4的基极，二极管D8的阴极接电流互感器CT1二次侧绕组N3的同名端、电阻R2的另一端和二极管D5的阴极，二极管D5的阳极接三极管Q4的发射极、三极管Q6的集电极和地，电阻R4的另一端接三极管Q5和三极管Q6的基极，三极管Q5的集电极接二极管D6的阴极，三极管Q5的发射极接三极管Q6的发射极和受控的同步整流管SR2的门极。

上述结构的驱动电路，所述的输出电容C2兼作下管驱动的反馈电容。另一个可以替代的实施方式是在下管驱动电路的三极管Q5和三极管Q6的集电极之间并联一个反馈电容C4。

作为本发明的进一步改进，每个同步整流管的源极和漏极之间还设有一个误驱动保护电路。

附图说明

图1为现有技术中LLC谐振变换器电路图。

图2-7是现有的采用五元件谐振电路和二极管倍压技术的电路图。

图8为本发明倍压同步整流提出的谐振变换器电路实施方式的功能框图。

图9为本发明基于图8实施方式阻抗等效的一种倍压同步整流谐振变换器电路功能框图。

图10为本发明基于图8实施方式阻抗等效的另一种倍压同步整流谐振变换器电路功能框图。

图11为本发明提出的倍压整流谐振变换器电路另一实施方式的功能框图。

图12为本发明基于图11实施方式阻抗等效的一种倍压整流谐振变换器电路功能框图。

图13为本发明基于图11实施方式阻抗等效的另一种倍压整流谐振变换器电路功能框图。

图14本发明基于图8实施方式的一个具体的电路图。

图15为本发明基于图8实施方式的单电容馈电的倍压同步整流电路图。

图16为本发明基于图8实施方式的输出馈电的倍压同步整流电路图。

图17本发明基于图11实施方式的一个具体的电路图。

图18为本发明基于图11实施方式的单电容馈电的另一种倍压电路图。

图19为本发明基于图16实施方式的一个具体的电路图。

图20-25为本发明采用双电流互感器结构的实施方式的电路图。

具体实施方式

参考附图8至25，下面将对本发明进行详细描述。

具体实施例1中的谐振变换器如图2所示，包括谐振电感L1、谐振电容Cp1、励磁电感Lm、辅助电感L2和辅助电容Cp2；图3、图4是基于阻抗等效的方法对谐振单元的位置进行了调整的变换电路。

由L1、Cp1、L2和Cp2构成的串联谐振单元的谐振阻抗为：

$Z\left(s\right)=\frac{s^4\·(L1\·\mathrm{Cp}1\·L2\·\mathrm{Cp}2)+s^2\·[L2\·\mathrm{Cp}2+(L1+L2)\·\mathrm{Cp}1]+1}{s\·\mathrm{Cp}2\·[s^2\·(L1+L2)\·\mathrm{Cp}1+1]}$

对应的阻抗零点为：

$\mathrm{fz}1=\frac{\sqrt{\frac{[L2\·\mathrm{Cp}2+(L1+L2)\·\mathrm{Cp}1]-\sqrt{{[L2\·\mathrm{Cp}2+(L1+L2)\·\mathrm{Cp}1]}^2-4\·L1\·\mathrm{Cp}1\·L2\·\mathrm{Cp}2}}{2\·L1\·L2\·\mathrm{Cp}1\·\mathrm{Cp}2}}}{2\·\mathrm{\π}}$

$\mathrm{fz}2=\frac{\sqrt{\frac{[L2\·\mathrm{Cp}2+(L1+L2)\·\mathrm{Cp}1]+\sqrt{{[L2\·\mathrm{Cp}2+(L1+L2)\·\mathrm{Cp}1]}^2-4\·L1\·\mathrm{Cp}1\·L2\·\mathrm{Cp}2}}{2\·L1\·L2\·\mathrm{Cp}1\·\mathrm{Cp}2}}}{2\·\mathrm{\π}}$

对应的阻抗极点为：

$\mathrm{fp}1=\frac{1}{2\·\mathrm{\π}\·\sqrt{(L1+L2)\·\mathrm{Cp}1}}$

本实施例中串联谐振单元由L1、Cp1、L2和Cp2组成，通过改变谐振阻抗，实现增益调节，当工作于阻抗零点频率fz1或fz2时，谐振单元阻抗为零，相当于短路，电流为正弦波；当工作于阻抗极点谐振频率时，谐振阻抗等于无穷大，相当于开路，增益为零。

本发明的发明点是：在传统LLC谐振变换器的基础上增加了辅助电感L2和辅助电容Cp2，引入了阻抗极点，改变了整个谐振单元的阻抗特性，使得在阻抗极点谐振频率附近，增益可以快速变化，直至零，因而拓宽了变换器的增益调节范围。

参照图9、图10基于图8电路框图的阻抗等效的方法对谐振单元的位置进行了调整得出新的五元件多谐振电路单元。

参照图11，本发明提出的倍压整流谐振变换器电路另一实施方式的功能框图，对称方波脉冲电路采用半桥结构，电流互感器CT1的一次侧绕组N1的同名端接变压器T1的非同名端，电流互感器CT1的一次侧绕组N1的非同名端接输出电容C1的负端，输出电容C1的正端接同步整流器SR1的源极和同步整流器SR2的漏极，同步整流器SR1的漏极输出电容C2的正端，输出电容C2的负端接同步整流器SR1的的源极和变压器T1的同名端，同步整流管SR1和同步整流管SR2的门极分别接其驱动电路的输出端。

图12和图13是基于图11电路框图的阻抗等效的方法对谐振单元的位置进行了调整得出新的五元件多谐振电路单元。

图14是基于图8实施方式电路框图的一个具体的电路图。上管驱动电路包括二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D7、电阻R1、电阻R3、NPN型三极管Q1、NPN型三极管Q2、PNP形三极管Q3、电容C3和电容C4，所述的二极管D1的阴极接电流互感器CT1二次侧绕组N2的同名端、二极管D3的阳极、三极管Q1的集电极和电阻R3的一端，二极管D1的阳极接二极管D7的阳极、电阻R1的一端和三极管Q1的基极，二极管D7的阴极接电流互感器CT1二次侧绕组N2的非同名端、电阻R1的另一端和二极管D2的阴极，二极管D2的阳极接三极管Q1的发射极、三极管Q3的集电极和电容C3的负端，电阻R3的另一端接三极管Q2和三极管Q3的基极，三极管Q2的集电极接二极管D3的阴极和电容C3的正端，三极管Q2的发射极接三极管Q3的发射极和受控的同步整流管SR1的门极；下管驱动电路包括二极管D4、二极管D5、二极管D6、二极管D8、电阻R2、电阻R4、NPN型三极管Q4、NPN型三极管Q5和PNP形三极管Q6，所述的二极管D4的阴极接电流互感器CT1二次侧绕组N3的非同名端、二极管D6的阳极、三极管Q4的集电极和电阻R4的一端，二极管D4的阳正极接二极管D8的阳极、电阻R2的一端和三极管Q4的基极，二极管D8的阴极接电流互感器CT1二次侧绕组N3的同名端、电阻R2的另一端和二极管D5的阴极，二极管D5的阳极接三极管Q4的发射极、三极管Q6的集电极、电容C4的负端和地，电阻R4的另一端接三极管Q5和三极管Q6的基极，三极管Q5的集电极接二极管D6的阴极和电容C4的正端，三极管Q5的发射极接三极管Q6的发射极和受控的同步整流管SR2的门极。

在本实施方式中，在每个同步整流管的源漏极之间还增加了一个误驱动保护电路。同步整流管SR1的驱动电路由电阻R5、二极管D10和三极管Q7构成，同步整流管SR2的驱动电路由电阻R6、二极管D11和三极管Q8构成，

电阻R5的一端接二极管D10的阴极、同步整流管SR1的漏极和输出电容C1的正端，电阻R5的另一端接二极管D10的阳极和三极管Q7的基极，三极管Q7的发射极接同步整流管SR1的源极、电阻R6的一端和二极管D10的阴极，电阻R6的另一端接二极管D11的阳极和三极管Q8的基极，三极管Q8的发射极接地，三极管Q7的集电极接电阻R3另一端的B点，三极管Q8的集电极接电阻R4另一端的C点。

参照图15的具体实施例的变换器电路，与图14实施例相比主要是同步整流下管SR2的驱动电路采用单电容馈电结构，采用这种结构内能够实现部分能量直接对负载输出馈电，提高效率，可以在应用于输出电压不高的情况(小于40V)。与图14的电路相比主要是将电容C2和电容C4合并为电容C2，电容C2的正端接二极管D6的阴极和三极管Q5集电极，其余结构不变。

参照图16的具体实施例的变换器电路，与实施例14相比主要是同步整流下管SR2的驱动电路采用输出馈电结构，采用这种结构内能够实现部分能量直接对输出馈电，提高效率，可以在应用于输出电压不高的情况(小于20V)。与图15的电路相比主要是将串联的输出电容C1，C2和电容C4合并，电容C1的正端接二极管D6的阴极和三极管Q5集电极，其余结构不变。

图17本发明基于图11实施方式的一个具体的电路图，其驱动电路和误驱动保护电路的结构与图15实施方式相同。

图18本发明基于图11实施方式的一个具体的电路图，其驱动电路和误驱动保护电路的结构与图15实施方式相同。

图19本发明基于图11实施方式的一个具体的电路图，其驱动电路和误驱动保护电路的结构与图15实施方式相同，不同之处在于输出电容C1和C2接法不同。

参照图20，本发明的又一实施例，其基本结构与图14实施方式相同，不同之处是采用双电流互感器，第一电流互感器的一次侧绕组N1与同步整流管SR1和输出电容C1串联后与变压器副边绕组构成第一采样和输出回路，第一电流互感器的二次侧绕组N2与其驱动电路连接；第二电流互感器的一次侧绕组N5与同步整流管SR2和输出电容C2串联后与变压器副边绕组构成第二采样和输出回路，第二电流互感器的二次侧绕组N4与其驱动电路连接。

参照图21，本发明的又一实施例，是图20实施例的改进，主要是同步整流下管SR2的驱动电路采用单电容馈电结构，采用这种结构内能够实现部分能量直接对负载输出馈电，提高效率，可以在应用于输出电压不高的情况(小于40V)。与图20的电路相比主要是将电容C2和电容C4合并为电容C2，电容C2的正端接二极管D6的阴极和三极管Q5集电极，其余结构不变。

参照图22，本发明的又一实施例，其基本结构与图16实施方式相同，不同之处是采用双电流互感器，第一电流互感器的一次侧绕组N1与同步整流管SR1和输出电容C1串联后与变压器副边绕组构成第一采样和输出回路，第一电流互感器的二次侧绕组N2与其驱动电路连接；第二电流互感器的一次侧绕组N5与同步整流管SR2和输出电容C2串联后与变压器副边绕组构成第二采样和输出回路，第二电流互感器的二次侧绕组N4与其驱动电路连接。

参照图23，本发明的又一实施例，其基本结构与图17实施方式相同，不同之处是采用双电流互感器，第一电流互感器的一次侧绕组N1与同步整流管SR1、输出电容C1和输出电容C2串联后与变压器副边绕组构成第一采样和输出回路，第一电流互感器的二次侧绕组N2与其驱动电路连接；第二电流互感器的一次侧绕组N5与同步整流管SR2和输出电容C1串联后与变压器副边绕组构成第二采样和输出回路，第二电流互感器的二次侧绕组N4与其驱动电路连接。

参照图24，本发明的又一实施例，其基本结构与图18实施方式相同，不同之处是采用双电流互感器，第一电流互感器的一次侧绕组N1与同步整流管SR1、输出电容C1和输出电容C2串联后与变压器副边绕组构成第一采样和输出回路，第一电流互感器的二次侧绕组N2与其驱动电路连接；第二电流互感器的一次侧绕组N5与同步整流管SR2和输出电容C1串联后与变压器副边绕组构成第二采样和输出回路，第二电流互感器的二次侧绕组N4与其驱动电路连接。

参照图25，本发明的又一实施例，其基本结构与图21实施方式相同，不同之处是采用双电流互感器，第一电流互感器的一次侧绕组N1与同步整流管SR1、输出电容C1和输出电容C2串联后与变压器副边绕组构成第一采样和输出回路，第一电流互感器的二次侧绕组N2与其驱动电路连接；第二电流互感器的一次侧绕组N5与同步整流管SR2和输出电容C1串联后与变压器副边绕组构成第二采样和输出回路，第二电流互感器的二次侧绕组N4与其驱动电路连接。

最后，还需要注意的是，以上列举的仅是本发明的具体实施例。显然，本发明不限于以上实施例，还可以有许多变形。本领域的普通技术人员能从本发明公开的内容直接导出或联想到的所有变形，均应认为是发明的保护范围。

Claims (12)

1、倍压同步整流多谐振软开关变换器，包括对称方波脉冲产生电路、谐振电路和变压器T1，其特征在于所述的谐振电路包括谐振电感L1、谐振电容Cp1、励磁电感Lm、辅助电感L2和辅助电容Cp2，所述的辅助电感L2和辅助电容Cp2改变了整个谐振单元的阻抗特性，使得在阻抗极点谐振频率附近，增益可以快速变化，直至零；变压器T1副边采用倍压同步整流。

2、如权利要求1所述的倍压同步整流多谐振软开关变换器，其特征在于所述的变压器T1副边电路包括电流互感器CT1、输出电容C1、输出电容C2、同步整流管SR1、同步整流管SR2和两个分别用于驱动同步整流管SR1和同步整流管SR2的驱动电路，电流互感器CT1的一次侧绕组N1与高频变压器的副边绕组串联，电流互感器CT1的两个二次侧绕组N2和N3分别连接到两个驱动电路的输入端。

3、如权利要求1所述的倍压同步整流多谐振软开关变换器，其特征在于所述的谐振电感L1和谐振电容C1构成串联支路a，其一端接对称方波脉冲产生电路的输出正端，另一端接励磁电感Lm的一端及变压器T1原边绕组的同名端；励磁电感Lm的另一端接变压器T1原边绕组的非同名端和辅助电容C2的一端；辅助电容C2的另一端接对称方波脉冲产生电路的输出负端；辅助电感L2与串联支路a并联。

4、如权利要求1所述的多谐振软开关变换器，其特征在于所述的谐振电感L1和谐振电容C1构成串联支路a，其一端接对称方波脉冲产生电路的输出正端，另一端接励磁电感Lm的一端及变压器T1原边绕组的同名端；励磁电感Lm的另一端接变压器T1原边绕组的非同名端和辅助电感L2的一端；辅助电感L2的另一端接对称方波脉冲产生电路的输出负端；辅助电容C2与串联支路a并联。

5、如权利要求1所述的多谐振软开关变换器，其特征在于所述的谐振电感L1和谐振电容C1构成串联支路a，其一端接对称方波脉冲产生电路的输出正端，另一端接励磁电感Lm的一端及变压器T1原边绕组的同名端；励磁电感Lm的另一端接变压器T1原边绕组的非同名端、辅助电感L2和辅助电容C2的一端；辅助电感L2和辅助电容C2的另一端接对称方波脉冲产生电路的输出负端。

6、如权利要求1-5任何一项所述的多谐振软开关变换器，其特征在于所述的对称方波脉冲产生电路采用半桥结构、全桥结构或推挽结构。

7、如权利要求2所述的多谐振软开关变换器，其特征在于电流互感器CT1的一次侧绕组N1的同名端接变压器T1的非同名端，电流互感器CT1的一次侧绕组N1的非同名端接同步整流器SR1的源极和同步整流器SR2的漏极，同步整流器SR1的漏极接输出电容C1的正端，输出电容C1的负端接输出电容C2的正端和变压器T1的同名端，输出电容的负端接同步整流管SR2的源极，同步整流管SR1和同步整流管SR2的门极分别接其驱动电路的输出端。

8、如权利要求2所述的多谐振软开关变换器，其特征在于电流互感器CT1的一次侧绕组N1的同名端接变压器T1的非同名端，电流互感器CT1的一次侧绕组N1的非同名端接输出电容C1的负端，输出电容C1的正端接同步整流器SR1的源极和同步整流器SR2的漏极，同步整流器SR1的漏极输出电容C2的正端，输出电容C2的负端接同步整流器SR1的的源极和变压器T1的同名端，同步整流管SR1和同步整流管SR2的门极分别接其驱动电路的输出端。

9、如权利要求2所述的多谐振软开关变换器，其特征在于电流互感器CT1的一次侧绕组N1的同名端接变压器T1的非同名端，电流互感器CT1的一次侧绕组N1的非同名端接同步整流器SR1的源极和同步整流器SR2的漏极，同步整流器SR1的漏极接输出电容C2的正端，输出电容C2的负端接输出电容C1的负端和同步整流器SR2的源极，输出电容C1的正端接变压器T1的同名端，同步整流管SR1和同步整流管SR2的门极分别接其驱动电路的输出端。

10、如权利要求7-9任何一项所述的多谐振软开关变换器，其特征在于上管驱动电路包括二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D7、电阻R1、电阻R3、NPN型三极管Q1、NPN型三极管Q2、PNP形三极管Q3和电容C3，所述的二极管D1的阴极接电流互感器CT1二次侧绕组N2的同名端、二极管D3的阳极、三极管Q1的集电极和电阻R3的一端，二极管D1的阳极接二极管D7的阳极、电阻R1的一端和三极管Q1的基极，二极管D7的阴极接电流互感器CT1二次侧绕组N2的非同名端、电阻R1的另一端和二极管D2的阴极，二极管D2的阳极接三极管Q1的发射极、三极管Q3的集电极和电容C3的负端，电阻R3的另一端接三极管Q2和三极管Q3的基极，三极管Q2的集电极接二极管D3的阴极和电容C3的正端，三极管Q2的发射极接三极管Q3的发射极和受控的同步整流管SR1的门极；下管驱动电路包括二极管D4、二极管D5、二极管D6、二极管D8、电阻R2、电阻R4、NPN型三极管Q4、NPN型三极管Q5和PNP形三极管Q6，所述的二极管D4的阴极接电流互感器CT1二次侧绕组N3的非同名端、二极管D6的阳极、三极管Q4的集电极和电阻R4的一端，二极管D4的阳极接二极管D8的阳极、电阻R2的一端和三极管Q4的基极，二极管D8的阴极接电流互感器CT1二次侧绕组N3的同名端、电阻R2的另一端和二极管D5的阴极，二极管D5的阳极接三极管Q4的发射极、三极管Q6的集电极和地，电阻R4的另一端接三极管Q5和三极管Q6的基极，三极管Q5的集电极接二极管D6的阴极，三极管Q5的发射极接三极管Q6的发射极和受控的同步整流管SR2的门极。

11、如权利要求10所述的多谐振软开关变换器，其特征在于三极管Q5和三极管Q6的集电极之间还设有电容C4。

12、如权利要求1所述的多谐振软开关变换器，其特征在于在每个同步整流管的源极和漏极之间还设有一个误驱动保护电路。

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