CN201563063U

CN201563063U - 多谐振软开关变换器

Info

Publication number: CN201563063U
Application number: CN2009201250738U
Authority: CN
Inventors: 华桂潮; 吴新科; 姜德来
Original assignee: Inventronics Hangzhou Co Ltd
Current assignee: Inventronics Hangzhou Co Ltd
Priority date: 2009-07-20
Filing date: 2009-07-20
Publication date: 2010-08-25
Anticipated expiration: 2019-07-20

Abstract

本实用新型公开了一种多谐振软开关变换器，包括对称方波脉冲产生电路、谐振电路和变压器T1，其特征在于所述的谐振电路包括谐振电感L1、谐振电容C1、励磁电感Lm、辅助电感L2和辅助电容C2。本实用新型的有益效果是：1、由于增加了辅助单元，在其谐振频率附近，谐振单元阻抗快速变化，直至无穷大，因此实现了增益调节，为宽电压范围应用实现了可能；2、减小了工作频率范围，容易实现控制保护和优化效率；3、由增益曲线可以看出，通过适当的参数设计，可以引入了高次谐波(比如三次谐波)，使电流波形更接近方波，从而降低电流的有效值，提高效率。

Description

多谐振软开关变换器

技术领域

本发明涉及一种多谐振变换器电路。更确切地说，本发明涉及的是一种五元件电流谐振型软开关变换器。

背景技术

传统的PWM斩波变换器，其功率元件工作于硬开关模式下，开关损耗大，效率低，难以通过高频化实现功率密度的提升，同时EMI特性较差，需要增加了很多滤波抑制单元，既增加了成本，也降低了效率。

谐振变换器利用谐振电路为功率元件创造了软开关条件，降低了开关损耗。谐振变换器中以三元件LLC电流谐振变换器(见图1)最为典型，应用最为普遍。

相比于其它软开关变换器，LLC变换器可以在整个负载范围内实现原边MOSFET的零电压开通和副边二极管的零电流关断。这既降低了开关损耗，提高了效率，便于高频化，提高功率密度，同时也降低了元器件应力，减小了EMI。

LLC变换器的缺点：由于LLC只有在谐振频率附近工作效率最优，因此往往将额定工作点设置在谐振频率点附近，当输入电压降低或输出电压增大时，通过降低工作频率来获得较大的增益；当输入电压增大或输出电压降低时，通过提高工作频率来获得较低的增益。但在谐振频率之上，频率对增益调节能力不够，调节范围较窄。即使能够调节，工作频率范围也会非常宽(见图5)。因此，LLC变换器不适合宽电压范围应用，包括宽输入电压范围和宽输出电压范围。这在很大程度上限制了LLC软开关变换器的应用。在许多需要宽电压范围应用的场合，现有LLC变换器难以获得较好地应用。

发明內容

本发明所要解决的技术问题在于克服现有技术中的不足，而提供一种能够适应宽电压范围应用的电流谐振型软开关变换器。

为了解决上述技术问题，本发明是通过以下技术方案实现的：多谐振软开关变换器，包括对称方波脉冲产生电路、谐振电路和变压器T1，其特征在于所述的谐振电路包括谐振电感L1、谐振电容C1、励磁电感Lm、辅助电感L2和辅助电容C2，所述的谐振电感L1和谐振电容C1构成串联支路a，连接在对称方波脉冲产生电路的输出正端和变压器T1原边绕组的同名端之间；所述的辅助电感L2和辅助电容C2分别并联在支路a两端以及对称方波脉冲产生电路的输出负端和变压器T1原边绕组的非同名端之间；所述的励磁电感Lm连接到变压器T1原边绕组的两端。

作为本发明的进一步改进，一个优选的谐振电路的实施方式是：所述的谐振电感L1和谐振电容C1构成串联支路a，其一端接对称方波脉冲产生电路的输出正端，另一端接励磁电感Lm的一端及变压器T1原边绕组的同名端；励磁电感Lm的另一端接变压器T1原边绕组的非同名端和辅助电容C2的一端；辅助电容C2的另一端接对称方波脉冲产生电路的输出负端；辅助电感L2与串联支路a并联。

所述的谐振电路还可以采用下以的等效电路：所述的谐振电感L1和谐振电容C1构成串联支路a，其一端接对称方波脉冲产生电路的输出正端，另一端接励磁电感Lm的一端及变压器T1原边绕组的同名端；励磁电感Lm的另一端接变压器T1原边绕组的非同名端和辅助电感L2的一端；辅助电感L2的另一端接对称方波脉冲产生电路的输出负端；辅助电容C2与串联支路a并联。

所述的谐振电路还可以采用下以的等效电路：所述的谐振电感L1和谐振电容C1构成串联支路a，其一端接对称方波脉冲产生电路的输出正端，另一端接励磁电感Lm的一端及变压器T1原边绕组的同名端；励磁电感Lm的另一端接变压器T1原边绕组的非同名端、辅助电感L2和辅助电容C2的一端；辅助电感L2和辅助电容C2的另一端接对称方波脉冲产生电路的输出负端。

所述的对称方波脉冲产生电路可以采用半桥结构、全桥结构或推挽结构。变压器T1副边可以采用中心抽头整流结构、全桥整流结构、倍压整流结构或钳位整流结构。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

1、由于增加了辅助单元，在其谐振频率附近，谐振单元阻抗快速变化，直至无穷大，因此实现了增益调节，为宽电压范围应用实现了可能；

2、减小了工作频率范围，容易实现控制保护和优化效率；

3、由增益曲线(见图6)可以看出，通过适当的参数设计，可以引入了高次谐波(比如三次谐波)，使电流波形更接近方波，从而降低电流的有效值，提高效率。

附图说明

图1为现有技术中LLC谐振变换器电路图。

图2为本发明提出的谐振变换器电路功能框图。

图3为本发明提出的基于阻抗等效的谐振变换器电路功能框图。

图4为本发明提出的基于阻抗等效的谐振变换器电路功能框图。

图5为传统LLC的增益Gain随标幺化频率Fs/Fr的变化曲线。

图6为本发明提出的变换器增益Gain随标幺化频率Fs/Fr的变化曲线。

图7为具体实施例1原边采用半桥结构，副边采用中心抽头整流的电路图。

图8为具体实施例2，在实施例1基础上基于阻抗等效的电路图。

图9为具体实施例3，在实施例1基础上基于阻抗等效的电路图。

图10为具体实施例4原边采用全桥结构，副边采用中心抽头整流的电路图。

图11为具体实施例5原边采用推挽结构，副边采用中心抽头整流的电路图。

图12为具体实施例6原边采用半桥结构，副边采用全桥整流的电路图。

图13为具体实施例7原边采用半桥结构，副边采用倍压整流的电路图。

图14为具体实施例8原边采用半桥结构，副边采用钳位整流的电路图。

具体实施方式

参考附图2至4，下面将对本发明进行详细描述。

具体实施例1中的谐振变换器如图2所示，包括对称方波脉冲产生电路、谐振电路和变压器T1，所述的谐振电路包括包括谐振电感L1、谐振电容C1、励磁电感Lm、辅助电感L2和辅助电容C2。

由L1、C1、L2和C2构成的串联谐振单元的谐振阻抗为：

Z (s) = \frac{s^{4} \cdot (L 1 \cdot C 1 \cdot L 2 \cdot C 2) + s^{2} \cdot [L 2 \cdot C 2 + (L 1 + L 2) \cdot C 1] + 1}{s \cdot C 2 \cdot [s^{2} \cdot (L 1 + L 2) \cdot C 1 + 1]}

对应的阻抗零点为：

fz 1 = \frac{\sqrt{\frac{[L 2 \cdot C 2 + (L 1 + L 2) \cdot C 1] - \sqrt{{[L 2 \cdot C 2 + (L 1 + L 2) \cdot C 1]}^{2} - 4 \cdot L 1 \cdot C 1 \cdot L 2 \cdot C 2}}{2 \cdot L 1 \cdot L 2 \cdot C 1 \cdot C 2}}}{2 \cdot π}

fz 2 = \frac{\sqrt{\frac{[L 2 \cdot C 2 + (L 1 + L 2) \cdot C 1] + \sqrt{{[L 2 \cdot C 2 + (L 1 + L 2) \cdot C 1]}^{2} - 4 \cdot L 1 \cdot C 1 \cdot L 2 \cdot C 2}}{2 \cdot L 1 \cdot L 2 \cdot C 1 \cdot C 2}}}{2 \cdot π}

对应的阻抗零点为：

fp 1 = \frac{1}{2 \cdot π \cdot \sqrt{(L 1 + L 2) \cdot C 1}}

本实施例中串联谐振单元由L1、C1、L2和C2组成，通过改变谐振阻抗，实现增益调节，当工作于阻抗零点频率fz1或fz2时，谐振单元阻抗为零，相当于短路，电流为正弦波；当工作于阻抗极点谐振频率时，谐振阻抗等于无穷大，相当于开路，增益为零。

本发明的发明点是：在传统LLC谐振变换器的基础上增加了辅助电感L2和辅助电容C2，引入了阻抗极点，改变了整个谐振单元的阻抗特性，使得在阻抗极点谐振频率附近，增益可以快速变化，直至零，因而拓宽了变换器的增益调节范围。

具体实施例1中的变换器电路如图7所示，包括电感L1、L2和Lm，电容C1、C2和C5，开关管Q1、Q2，整流管D1、D2，变压器T1，原边采用半桥结构，副边采用中心抽头整流。

具体实施例2中的变换器电路如图8所示，包括电感L1、L2和Lm，电容C1、C2和C5，开关管Q1、Q2，整流管D1、D2，变压器T1，与具体实施例1中的变换器电路相比主要是基于阻抗等效的方法对谐振单元的位置进行了调整。

具体实施例3中的变换器电路如图9所示，包括电感L1、L2和Lm，电容C1、C2和C5，开关管Q1、Q2，整流管D1、D2，变压器T1，与具体实施例1中的变换器电路相比主要是基于阻抗等效的方法对谐振单元的位置进行了调整。

具体实施例4中的变换器电路如图10所示，包括电感L1、L2和Lm，电容C1、C2和C5，开关管Q1、Q2、Q3和Q4，整流管D1、D2，变压器T1，与具体实施例1中的变换器电路相比主要是原边采用全桥结构。

具体实施例5中的变换器电路如图11所示，包括电感L1、L2和Lm，电容C1、C3、C4和C5，开关管Q1、Q2，整流管D1、D2，变压器T1，与具体实施例1中的变换器电路相比主要是原边采用推挽结构，辅助谐振电容C2拆分为C3和C4。

具体实施例6中的变换器电路如图12所示，包括电感L1、L2和Lm，电容C1、C2和C5，开关管Q1、Q2，整流管D1、D2、D3和D4，变压器T1，与具体实施例1中的变换器电路相比主要是副边采用全桥整流结构。

具体实施例7中的变换器电路如图13所示，包括电感L1、L2和Lm，电容C1、C2、C3、C4和C5，开关管Q1、Q2，整流管D1、D2，变压器T1，与具体实施例1中的变换器电路相比主要是副边采用倍压整流结构。

具体实施例8中的变换器电路如图14所示，包括电感L1、L2和Lm，电容C1、C2、C3和C5，开关管Q1、Q2，整流管D1、D2，变压器T1，与具体实施例1中的变换器电路相比主要是副边采用钳位整流结构。

最后，还需要注意的是，以上列举的仅是本发明的具体实施例。显然，本发明不限于以上实施例，还可以有许多变形。本领域的普通技术人员能从本发明公开的内容直接导出或联想到的所有变形，均应认为是发明的保护范围。

Claims

1.多谐振软开关变换器，包括对称方波脉冲产生电路、谐振电路和变压器T1，其特征在于所述的谐振电路包括谐振电感L1、谐振电容C1、励磁电感Lm、辅助电感L2和辅助电容C2，所述的谐振电感L1和谐振电容C1构成串联支路a，连接在对称方波脉冲产生电路的输出正端和变压器T1原边绕组的同名端之间；所述的辅助电感L2和辅助电容C2分别并联在支路a两端以及对称方波脉冲产生电路的输出负端和变压器T1原边绕组的非同名端之间；所述的励磁电感Lm连接到变压器T1原边绕组的两端。

2.如权利要求1所述的多谐振软开关变换器，其特征在于所述的谐振电感L1和谐振电容C1构成串联支路a，其一端接对称方波脉冲产生电路的输出正端，另一端接励磁电感Lm的一端及变压器T1原边绕组的同名端；励磁电感Lm的另一端接变压器T1原边绕组的非同名端和辅助电容C2的一端；辅助电容C2的另一端接对称方波脉冲产生电路的输出负端；辅助电感L2与串联支路a并联。

3.如权利要求1所述的多谐振软开关变换器，其特征在于所述的谐振电感L1和谐振电容C1构成串联支路a，其一端接对称方波脉冲产生电路的输出正端，另一端接励磁电感Lm的一端及变压器T1原边绕组的同名端；励磁电感Lm的另一端接变压器T1原边绕组的非同名端和辅助电感L2的一端；辅助电感L2的另一端接对称方波脉冲产生电路的输出负端；辅助电容C2与串联支路a并联。

4.如权利要求1所述的多谐振软开关变换器，其特征在于所述的谐振电感L1和谐振电容C1构成串联支路a，其一端接对称方波脉冲产生电路的输出正端，另一端接励磁电感Lm的一端及变压器T1原边绕组的同名端；励磁电感Lm的另一端接变压器T1原边绕组的非同名端、辅助电感L2和辅助电容C2的一端；辅助电感L2和辅助电容C2的另一端接对称方波脉冲产生电路的输出负端。

5.如权利要求1-4任何一项所述的多谐振软开关变换器，其特征在于所述的对称方波脉冲产生电路采用半桥结构、全桥结构或推挽结构。

6.如权利要求1-4任何一项所述的多谐振软开关变换器，其特征在于变压器T1副边采用中心抽头整流结构、全桥整流结构、倍压整流结构或钳位整流结构。