CN103337964A

CN103337964A - 一种超高频隔离推挽谐振功率变换器

Info

Publication number: CN103337964A
Application number: CN2013101542510A
Authority: CN
Inventors: 张之梁; 蔡卫; 任小永
Original assignee: Nanjing University of Aeronautics and Astronautics
Current assignee: Nanjing University of Aeronautics and Astronautics
Priority date: 2013-04-27
Filing date: 2013-04-27
Publication date: 2013-10-02

Abstract

本发明公开了一种超高频隔离推挽谐振功率变换器，由变压器原边的推挽谐振逆变器和变压器副边的全波整流器组成，所述的推挽谐振逆变器包括第一谐振网络、第二谐振网络、第一开关管和第二开关管；全波整流器由中，第一谐振电感一端与变压器第一副边同名端连接，另一端与第一整流二极管的阳极连接，第一整流二极管的阴极与第二整流二极管的阴极连接，第二谐振电感一端与变压器第二副边异名端连接，另一端与第二整流二极管的阳极连接，第一整流二极管并联一第一谐振电容，第二整流二极管并联一第二谐振电容。本发明的功率变换器能够实现超高频功率变换器的功率隔离和功率等级的提升，有效减少开关管的电压应力，有效吸收元器件的寄生参数，减小了超高频工作时寄生参数对电路工作的影响。

Description

一种超高频隔离推挽谐振功率变换器

技术领域

本发明涉及一种功率变换器，尤其涉及一种超高频(Very High Frequency，VHF，30-300MHz)功率变换器。

背景技术

随着电力电子技术迅速发展，功率变换器正向着高功率密度和高效率方向发展。传统功率变换器的工作频率一般为几百千赫，动态响应慢，同时储能元件(如电容、电感)的体积和重量相对较大，直接降低了变换器的功率密度。而工作频率的提高能够有效加快变换器的动态响应速度和提高变换器的功率密度。因此，变换器高频化、高功率密度是功率变换器的发展趋势。

如图1所示，给出了Class-E和Class-F功率放大器电路拓扑，现有的超高频(Very High Frequency，VHF，30-300MHz)功率变换拓扑是在这两种功率放大器的基础上发展起来的，并且多为单路小功率(30W以下)、非隔离式的拓扑，基本拓扑结构如图2所示，其严重限制了超高频功率变换器的应用范围。

发明内容

技术问题

本发明要解决的技术问题是提供一种超高频隔离推挽谐振功率变换器，其采用两路推挽工作的方式，便于隔离的实现，同时提升了变换器的功率等级。

技术方案

为了解决上述的技术问题，本发明的超高频隔离推挽谐振功率变换器由变压器原边的推挽谐振逆变器和变压器副边的全波整流器组成，所述的推挽谐振逆变器包括第一谐振网络、第二谐振网络、第一开关管和第二开关管，其中，所述的第一谐振网络中，第一电感的一端与直流电源的正端连接，另一端与第二电感的第一端连接，第二电感的第二端与第一电容的第一端连接，第一电容的第二端与直流电源的负端连接，第二电容的第一端与第二电感的第一端连接，第二电容的第二端与第一电容的第二端相连接；所述的第二谐振网络中，第三电感的一端与直流电源的正端连接，另一端与第四电感的第一端连接，第四电感的第二端与第三电容的第一端连接，第三电容的第二端与直流电源的负端连接，第四电容的第一端与第四电感的第一端连接，第四电容的第二端与第三电容的第二端相连接；所述的第一开关管的源极与第二电容的第二端连接，第一开关管的漏极同时与第二电容的第一端和变压器原边同名端连接；所述的第二开关管的漏极与第四电容的第一端连接，第二开关管的源极与第四电容的第二端连接；所述的全波整流器中，第一谐振电感一端与变压器第一副边同名端连接，另一端与第一整流二极管的阳极连接，第一整流二极管的阴极与第二整流二极管的阴极连接，第二谐振电感一端与变压器第二副边异名端连接，另一端与第二整流二极管的阳极连接，第一整流二极管并联一第一谐振电容，第二整流二极管并联一第二谐振电容。

更进一步地，所述的变压器原边串联连接一分压电感，其第一端与变压器原边异名端连接，第二端与第二开关管的漏极相连接。

根据以上的技术方案，本发明的超高频隔离推挽谐振功率变换器包括传递交流功率的Class-E推挽谐振逆变器和用于整流滤波的Class-E全波整流器，其通过将单路Class-E谐振变换器设计成推挽形式，实现超高频变换器功率隔离和功率等级提升，并且通过谐振网络有效吸收器件寄生参数，减小开关管的电压应力同时实现开关管的软开关工作。

有益效果

本发明的超高频隔离推挽谐振功率变换器解决了传统VHF功率变换器功率等级低和功率隔离问题，在传统的Class-E功率放大器的基础上，提出推挽工作的拓扑形式，实现功率隔离和功率等级的提升，可以吸收元件的寄生参数作为电路工作的一部分，从而减小寄生参数的影响。同时，通过电路中的谐振网络对谐波阻抗进行调节，有效减小了主功率MOSFET的电压应力，并实现其软开关，有效提高了VHF变换器的效率和可靠性。本发明所提供的超高频功率变换器，功率密度高、动态响应快，适用于对体积、重量和动态响应有极高要求的场合(例如航空航天供电设备)和其他一些DC-DC电源变换场合。

附图说明

图1(a)是Class-E功率放大器主电路图；(b)是Class-F功率放大器主电路图；

图2是单路小功率、非隔离超高频DC-DC功率变换器基本结构图；

图3是本发明的超高频隔离推挽谐振功率变换器拓扑图；

图4是开关管两端电压波形图和变换器A、B端电压波形图；

图5是Class-E全波整流器等效仿真模型图；

图6是Class-E全波整流器输入基波电压和基波电流示意图；

图7是开关管两端等效阻抗模型图；

图8是谐振推挽逆变器等效仿真模型图；

图9是开关管两端阻抗特性图；

图10是多级谐振驱动电路图；

图11是超高频谐振推挽变换器滞环控制示意框图；

图12(a)是开关管两端电压v_DS1、v_DS2和A、B端电压v_AB仿真波形图；(b)是开关管和二极管的电压电流波形图；(c)开关管两端电压包络线示意图和输出电压的纹波波形图。

具体实施方式

以下将结合附图，对本发明的技术方案进行进一步说明。

图3给出了超高频隔离推挽谐振变换器拓扑。其由变压器原边的推挽谐振逆变器和变压器副边的Class-E全波整流器构成。变压器匝比为n。开关管S₁和S₂互补导通，占空比为0.5。S₁和S₂的寄生输出电容分别被C_F1和C_F2完全吸收。L_F1，L_M1，C_F1，C_M1和L_F2，L_M2，C_F2C_M2分别形成两个谐振网络，用于降低主功率MOSFET的电压应力和实现其ZVS工作。谐振网络设计的主要思想为：滤除漏源端电压v_DS1和v_DS2中的二次谐波，使其电压为一、三次谐波的叠加，从而削除v_DS1和v_DS2的电压尖峰，减小开关管的电压应力。图4给出了给出了v_DS1、v_DS2和v_AB(v_AB＝v_DS1-v_DS2)的电压波形图。电感L_S起分压作用，从而控制原边传递给副边的能量，同时能够有效吸收变压器漏感。Class-E全波整流器由整流二极管D_r1、D_r2，谐振电容C_r1、C_r2和谐振电感L_r1、L_r2组成。D_r1和D_r2的寄生电容被C_r1和C_r2完全吸收。

该发明的设计步骤为首先对整流器进行设计，通过计算整流器的输入基波电压和基波电流之间的关系得到副边整流器的等效阻抗，然后将该等效阻抗等效到原边，进行原边推挽逆变器的设计。

Class-E全波整流器的设计思想为：1)二极管的占空比在0.5左右，以平衡二极管的电压和电流应力；2)整流器的等效输入阻抗应呈阻性，即整流器的输入基波电压和基波电流同相位，以获得最优效率；3)满足输出功率的功率传输要求。

图5给出了整流器的等效仿真模型，假设所有功率都是通过基波分量传递，其输入电压用正弦电压v_sin等效，并且当v_sin＝n×V_out时，二极管的占空比为0.5，v_sin的大小可以通过调节L_S进行调整。借助该仿真模型，如图6所示，首先对谐振电感和谐振电容的谐振频率f_r(定义

)，L_r1＝L_r2＝L_r，C_r1＝C_r2＝C_r)进行扫频，直到整流器的输入端基波电压v_sin和i_sin同相位。然后保持f_r不变，对Z_o(定义

)进行扫描，直到输出功率满足要求。此时整流器的等效电阻R_rec＝v_sin/i_sin。

谐振推挽逆变器在设计时的主要思想：1)主功率MOSFET实现ZVS工作；2)降低主功率MOSFET的电压应力；3)满足输出功率的功率传输要求。

为实现这些目标，需要分析开关管两端的阻抗特性。图7给出了开关管两端的等效阻抗电路图，其中L_F1＝L_F2＝L_F，C_F1＝C_F2＝C_F，L_M1＝L_M2＝L_M，C_M1＝C_M2＝C_M。该等效阻抗Z_DS由谐振网络的阻抗Z_M和负载阻抗Z_load并联得到。首先对谐振网络进行分析：L_M和C_M谐振在两倍开关频率，以滤除二次谐波，同时L_F，C_F和L_M，C_M共同谐振呈现对一、三次谐波高阻抗的阻抗特性，从而降低了开关管的电压应力，得到各参数的计算公式如下，其中C_F的取值取决于所需传递功率的大小：

L_{F} = \frac{1}{9 π^{2} {{f_{s}}^{2} C}_{F}}

L_{M} = \frac{1}{15 π {f_{s}}^{2} C_{F}}

C_{M} = \frac{15}{16} C_{F}

借助图8所示的逆变器仿真模型，得到v_AB。定义V_dd和V_sinp分别是v_AB和V_sin的基波分量的幅值，得到分压电感L_S的计算公式为：

L_{S} = \frac{(V_{dd} - V_{\sin}) R_{rec}}{2 π f_{s} V_{\sin}}

将Z_M和Z_load并联得到Z_DS，并对L_F和C_F进行微调，得到最终Z_DS阻抗特性如图9所示：1)开关频率时的相角裕度在30°到60°之间，确保了开关管ZVS实现；2)实现了Z_DS(f_s)＞Z_DS(3f_s)＞＞Z_DS(2f_s)，降低了开关管的电压应力。

图10给出了一种适用于本发明的多级谐振驱动电路拓扑，由弛张振荡器产生占空比为0.5的高频方波信号，通过逻辑器件分离该信号，产生两路互补的方波信号，传递给驱动级，最终产生两路互补的正弦驱动信号。

图11给出了一种适用于本发明的滞环控制电路框图，通过对输出电压进行采样与参考电压比较，产生控制信号，控制变换器的开和关，从而控制平均输出功率。

本发明的一个具体设计实例如下：输入端电压V_DC＝48V；输出功率：P_out＝100W，输出端电压V_out＝24VDC；开关频率f_s＝30MHz；功率MOSFET为IRF6785MTRPbF，副边整流二极管为S320；变压器磁芯材料为ZnNi铁氧体材料，拓扑中所用电感均为空芯电感，电容均为贴片电容。元器件的数值如下：

表1主电路元件数值表2控制和驱动电路元件数值

图12(a)、(b)、(c)分别给出了主要仿真波形图。图12(a)给出了开关管两端电压波形v_DS1、v_DS2和A、B端电压波形v_AB，与图4中的理论分析一致，同时给出了两路驱动信号的波形。图12(b)给出了开关管和二极管的电压电流波形，均实现了软开关工作。图12(c)给出了开关管两端电压包络线示意图和输出电压的纹波波形，纹波大小主要取决于滞环控制的带宽和输出电容的大小，同时可以看出滞环控制频率远小于开关频率。

以上实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围之内。

Claims

1.一种超高频隔离推挽谐振功率变换器，由变压器原边的推挽谐振逆变器和变压器副边的全波整流器组成，其特征在于，所述的推挽谐振逆变器包括第一谐振网络、第二谐振网络、第一开关管（S ₁）和第二开关管（S ₂），其中，所述的第一谐振网络中，第一电感（L _F1）的一端与直流电源（V_DC）的正端连接，另一端与第二电感（L _M1）的第一端连接，第二电感（L _M1）的第二端与第一电容（C _M1）的第一端连接，第一电容（C _M1）的第二端与直流电源（V_DC）的负端连接，第二电容（C _F1）的第一端与第二电感（L _M1）的第一端连接，第二电容（C _F1）的第二端与第一电容（C _M1）的第二端相连接；所述的第二谐振网络中，第三电感（L _F2）的一端与直流电源（V_DC）的正端连接，另一端与第四电感（L _M2）的第一端连接，第四电感（L _M2）的第二端与第三电容（C _M2）的第一端连接，第三电容（C _M2）的第二端与直流电源（V_DC）的负端连接，第四电容（C _F2）的第一端与第四电感（L _M2）的第一端连接，第四电容（C _F2）的第二端与第三电容（C _M2）的第二端相连接；所述的第一开关管（S ₁）的源极与第二电容（C _F1）的第二端连接，第一开关管（S ₁）的漏极同时与第二电容（C _F1）的第一端和变压器原边同名端连接；所述的第二开关管（S ₂）的漏极与第四电容（C _F2）的第一端连接，第二开关管（S ₂）的源极与第四电容（C _F2）的第二端连接；所述的全波整流器中，第一谐振电感（L _r1）一端与变压器第一副边同名端连接，另一端与第一整流二极管（D _r1）的阳极连接，第一整流二极管（D _r1）的阴极与第二整流二极管（D _r2）的阴极连接，第二谐振电感（L _r2）一端与变压器第二副边异名端连接，另一端与第二整流二极管（D _r2）的阳极连接，第一整流二极管（D _r1）并联一第一谐振电容（C _r1），第二整流二极管（D _r2）并联一第二谐振电容（C _r2）。

2.如权利要求1所述的超高频隔离推挽谐振功率变换器，其特征在于，所述的变压器原边串联连接一分压电感（L _S），其第一端与变压器原边异名端连接，第二端与第二开关管（S ₂）的漏极相连接。