CN103546041A - 三电平反激变换器主电路拓扑 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种三电平反激变换器主电路拓扑，该拓扑是在单管反激变换器的基础上，将直流侧的输入电容用两箝位电容

、

相串联的形式替代；将开关管也用两开关管

、

相串联的形式替代，并在两电容的中点和两开关管的中点之间正向串入一只箝位二极管

，通过这些改变使得三电平反激变换器每个开关管上的最大电压应力均为单管反激变换器开关管电压应力的二分之一；输出侧的整流二极管

的电压应力呈阶梯状，

的关断尖峰也是叠加在阶梯电压的低电平上，可以减小设计

电压定额时留出的裕量，因此三电平反激变换器主电路拓扑更适用于高压输入高压输出的直流--直流电能变换场合。

Description

三电平反激变换器主电路拓扑

技术领域

本发明涉及的是一种三电平反激变换器主电路拓扑，该拓扑适用于高压直流输入、高压直流输出的中小功率电能变换领域，属于电力电子直流-直流变换范畴。

背景技术

反激变换器可靠性高，电路拓扑简洁，输入输出电气隔离，升/降压范围宽，易于多路输出，因此被作为开关电源的重要电路拓扑广泛适用，但由于反激变换器的隔离变压器兼起储能电感的作用，变压器漏感大，若负载功率较大，较多的漏感能量会在开关管和整流二极管上产生较高的电压尖峰。所以通常情况下反激变换器适用于输入和输出电压都不高的中小功率的直流-直流变换领域。

三电平结构由日本的Akira Nabae教授提出，由于其结构简单，易于实现，每个开关管只承受一半的直流侧电压；在开关管开关过程中，还具有开关损耗低等特点，因此适合用于高压输入的电能变换场合。

发明内容

为了使反激变换器能在高压输入、高压输出的场合应用，本发明提出一种三电平反激变换器主电路拓扑，该拓扑可以有效的减小变换器中输入侧开关管和输出侧整流二极管的电压应力或电压尖峰，拓宽了反激类变换器的应用场合。

本发明的技术解决方案是：提供一种三电平反激变换器主电路拓扑，输入电源(E)的正极分别与第一箝位电容(C₁)的正极和第一开关管(S₁)的漏极相连；输入电源(E)的负极分别与第二箝位电容(C₂)的负极和变压器(T)原边绕组的绕组同名端相连；箝位二极管(D₂)的阳极分别与第一箝位电容(C₁)的负极和第二箝位电容(C₂)的正极相连；箝位二极管(D₂)的阴极分别与第一开关管(S₁)的源极和第二开关管(S₂)的漏极相连；第二开关管(S₂)的源极与变压器(T)原边绕组的非绕组同名端相连；变压器(T)副边绕组的绕组同名端与整流二极管(D₁)的阳极相连；整流二极管(D₁)的阴极分别与输出滤波电容(C_o)的正极和负载一端相连；变压器(T)副边绕组的非绕组同名端分别与输出滤波电容(C_o)的负极和负载的另一端相连。

进一步改进在于：三电平反激变换器在同步整流模式下工作，在该模式工作时，用第三开关管S₃代替输出端整流二极管D₁。

本发明具有以下技术效果：

变换器输入侧的变压器原边绕组上电压呈现三电平，相同电源电压下，输入侧两开关管承受的最大电压应力约为单管反激变换器的一半，适用于高压输入的应用场合；变换器输出侧的整流二极管(或第三开关管)上电压应力也为三电平形式，通过合理的控制，可以使整流二极管(或第三开关管)的电压尖峰叠加在其电压应力的低电平上，可以减小设计整流二极管(或第三开关管)电压定额时留出的裕量，从而减小整流二极管(或第三开关管)的电压额定值，适用于高压输出的应用场合。

附图说明

图1三电平反激变换器主电路拓扑图(输出侧二极管整流)；

图2三电平反激变换器主电路拓扑图(输出侧同步整流)；

图3三电平反激变换器模态图；

图4三电平反激变换器主要波形示意图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的技术方案做进一步的详细说明：

如图4所示,给出了本发明在一种控制方案中的控制时序和主要波形示意图，图中从上至下波形分别为：第一开关管S₁的栅源电压波形u_gs1；第二开关管S₂的栅源电压波形u_gs2；变压器T原边绕组电流波形i_p；变压器T副边绕组电流波形i_s；变压器T原边绕组电压波形u_Tp；第一开关管S₁的漏源电压波形u_ds1；第二开关管S₂的漏源电压波形u_ds2和整流二极管D₁上电压波形u_D1；变换器工作在电流连续情况下，该三电平反激变换器在一个开关周期内可分为3种工作模态，如图3所示，分别对应[t₀，t₁]、[t₁，t₂]和[t₂，t₃]三个时间段。以下简要介绍各工作模态时变换器的工作原理：

模态1：

如图3(a)所示，在[t₀，t₁]阶段，第一箝位电容C₁和第二箝位电容C₂均分电源电压E；第一开关管S₁的栅源电压为零，S₁处于关断状态；第二开关管S₂的栅源电压为高电平，S₂处于导通状态；箝位二极管D₂导通；于是C₂上的电压E/2加在变压器T原边绕组上，原边绕组电流i_p线性增加；变压器T副边绕组上感应出的电压极性是上负下正，其方向与输出电压方向一致，所以可以得到整流二极管D₁是承受反偏电压截止的，反偏电压的幅值为E/2N+U_o，其中N为变压器副边对原边的变比，U_o为输出电压平均值；由于D₁截止，副边绕组电流i_s为零；另外还可以看到在这个阶段S₁漏源承受的电压应力为E/2，S₂承受的电压应力为零。

模态2：

如图3(b)所示，在[t₁，t₂]阶段，第一箝位电容C₁和第二箝位电容C₂均分电源电压E；第一开关管S₁和第二开关管S₂的栅源电压均为高电平，S₁、S₂都处于导通状态；由于S₁导通，箝位二极管D₂承受反压，处于关断状态；于是电源电压E加在变压器T原边绕组上，原边绕组电流i_p线性增加，但电流上升斜率比模态1期间要大；变压器T副边绕组上感应出的电压极性仍旧是上负下正，其方向与输出电压方向一致，所以可以得到整流二极管D₁是承受反偏电压截止的，但反偏电压的幅值为E/N+U_o；由于D₁截止，副边绕组电流i_s为零；在这个阶段由于S₁、S₂都导通，所以S₁、S₂承受的电压应力为零。

模态3：

如图3(c)所示，在[t₂，t₃]阶段，第一箝位电容C₁和第二箝位电容C₂均分电源电压E；第一开关管S₁和第二开关管S₂的栅源电压均为零，S₁、S₂都处于关断状态；由于S₁、S₂都关断，箝位二极管D₂上不可能有电流流过，所以D₂处于关断状态；于是变压器T原边绕组电流i_p为零；变压器T副边绕组上的电压极性变为上正下负，所以可以得到整流二极管D₁是承受正向电压导通的，变压器向负载释放能量，副边绕组电流i_s线性减小；D₁上的压降为零，变压器副边绕组上的电压等于输出电压；变压器原边绕组上的电压为输出电压折算到原边的电压；在这个阶段由于S₁、S₂都关断，所以S₁、S₂承受的电压应力均为(NU_o+E)/2。

由以上分析可知，三电平反激变换器主电路在使用合适的控制策略情况下，其开关管S₁、S₂上的最大电压应力为(NU_o+E)/2，而单管反激变换器中的开关管上的电压应力为NU_o+E，由于开关管电压应力小一半，因此适合用于高压输入的应用场合；输出端的整流二极管D₁上的电压应力呈阶梯状，模态1中应力较小约为1.5U_o，模态2中应力较大约为2U_o，虽然最大的电压应力2U_o与单管反激变换器中的整流二极管电压应力相同，但D₁从导通向关断转变时，先要经过模态1阶段，因此可以得到关断的电压尖峰必然是叠加在1.5U_o上，而不会叠加到2U_o上，这样就有利于设计二极管电压参数时选用较小耐压等级的整流二极管，因此适合用于高压输出的应用场合。

另外为了能提高三电平反激变换器的变换效率，可以用第三开关管(S₃)代替输出端整流二极管D₁，第三开关管S₃的栅源控制电压，跟第二开关管S₂的栅源控制电压互补导通即可，工作原理跟二极管整流类似，在此不再重复。

综上所述，本发明解决了反激变换器不能在高压输入、高压输出应用场合使用的技术问题，拓宽了反激变换器的应用范围，具有一定的工程应用价值。

Claims (2)

1.三电平反激变换器主电路拓扑，其特征在于：输入电源(E)的正极分别与第一箝位电容(C₁)的正极和第一开关管(S₁)的漏极相连；输入电源(E)的负极分别与第二箝位电容(C₂)的负极和变压器(T)原边绕组的绕组同名端相连；箝位二极管(D₂)的阳极分别与第一箝位电容(C₁)的负极和第二箝位电容(C₂)的正极相连；箝位二极管(D₂)的阴极分别与第一开关管(S₁)的源极和第二开关管(S₂)的漏极相连；第二开关管(S₂)的源极与变压器(T)原边绕组的非绕组同名端相连；变压器(T)副边绕组的绕组同名端与整流二极管(D₁)的阳极相连；整流二极管(D₁)的阴极分别与输出滤波电容(C_o)的正极和负载一端相连；变压器(T)副边绕组的非绕组同名端分别与输出滤波电容(C_o)的负极和负载的另一端相连。

2.根据权利要求1所述的三电平反激变换器主电路拓扑，其特征在于：三电平反激变换器在同步整流模式下工作，在该模式工作时，用第三开关管(S₃)代替输出端整流二极管(D₁)。

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