CN103066841B - 一种基于电荷泵电容的倍压型直流变换器 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种基于电荷泵电容的倍压型直流变换器,包括输入电源、主开关回路、续流二极管、输出电容和负载,所述的输入电源与主开关回路输入端连接,所述的续流二极管和输出电容串联后与连接主开关回路输出端,所述的主开关回路包括输入二极管、第一电感、第二电感、电荷泵电容、第一主开关和第二主开关,第一主开关一端分别连接输入电源的负极和输出电容,另一端分别连接第一电感、电荷泵电容和第二主开关,第一电感分别连接输入电源的正极和输入二极管的阳极,电荷泵电容分别连接输入二极管的阴极和第二电感,第二主开关分别连接第二电感和续流二极管。与现有技术相比,本发明具有电压增益升高、导通损耗小、成本、电路结构简单等优点。
Description
技术领域
本发明涉及一种直流变换器,尤其是涉及一种基于电荷泵电容的倍压型直流变换器。
背景技术
随着近年来新能源的快速发展,以绿色能源作为一次电源的分布式发电系统也越来越受到关注。然而光伏发电以及燃料电池发电等系统由于输入值较低,在系统前端都需要一个升压直流变换器将新能源发出的低电压升高。然而,如何才能在低成本、高效率的条件下设计出具有较高升压比的变换器就成为了一个十分重要的课题。传统型直流升压变换器如图1所示,现有技术主要存在以下缺点:
1.为了实现高增益,对于传统型直流升压变换器,一般都采取增大开关占空比的方法。但这种方法由于开关需要的导通时间较长将会增大导通损耗,增加输入电流纹波、降低电路的转换效率,而且在实际运用中开关频率也会受到多方面限制。
2.多级联接方法在结构上使得主电路拓扑较为复杂,因而增加了制造成本,另一方面多级联接也增加了控制的难度,使得电路效率也有所降低。
3.使用变压器和耦合电感,易使整体体积增大,此外为了得到合适的增益,匝数和铁芯的设计也有一定的难度。
4.变压器和耦合电感的漏感和寄生电容可能引起高频振荡,从而易使开关电压出现尖峰脉冲且易产生电磁干扰。
5.为了解决上述问题需增设缓冲电路,这就使得成本增加,电路复杂。
6.开关两端的电压应力始终等于输出电压,使得开关器件的选择受到了一定的限制。
鉴于以上原因,传统型直流升压变换器难以满足简单高效、小型、低噪音和低成本的要求。
发明内容
本发明的目的就是为了克服上述现有技术存在的缺陷而提供一种电压增益升高、导通损耗小、成本低、电路结构简单的基于电荷泵电容的倍压型直流变换器。
本发明的目的可以通过以下技术方案来实现:
一种基于电荷泵电容的倍压型直流变换器,包括输入电源、主开关回路、续流二极管、输出电容和负载,所述的输入电源与主开关回路输入端连接,所述的续流二极管和输出电容串联后与连接主开关回路输出端,所述的负载与输出电容并联,所述的主开关回路包括输入二极管、第一电感、第二电感、电荷泵电容、第一主开关和第二主开关,所述的第一主开关一端分别连接输入电源的负极和输出电容,另一端分别连接第一电感、电荷泵电容和第二主开关,所述的第一电感分别连接输入电源的正极和输入二极管的阳极,所述的电荷泵电容分别连接输入二极管的阴极和第二电感,所述的第二主开关分别连接第二电感和续流二极管。
所述的第一主开关和第二主开关为MOSFET或IGBT。
还包括辅助电源,该辅助电源的正极与输入二极管的阳极连接,辅助电源的负极分别连接输入电源的正极和第一电感。
所述的辅助电源的电压值为输入电源电压值的n倍。
与现有技术相比,本发明具有以下优点:
1)在无需较大占空比的条件下,使得电压增益相较于传统直流升压转换电路增大了一倍;
2)由于所需占空比不需太大,两个开关的导通时间不需太长,从而减小了导通损耗;
3)输入电流的峰值以及输出电压的纹波随着导通时间的缩短而有效的降低了;
4)主开关的电压应力降低,对开关器件的耐压等级要求有所降低,从而减少了成本;
5)电路拓扑结构简单;
6)与传统型升压直流变换器相比,高增益型升压直流变换器可满足简单高效、低噪音低成本的要求。
附图说明
图1为传统直流升压变换器的结构示意图;
图2为本发明的结构示意图;
图3为实施例1与传统变换器占空比曲线对比示意图;
图4为实施例1输入电流与开关时间关系示意图;
图5为实施例1输出电压纹波与开关时间关系示意图;
图6为实施例1主开关的受压波形图;
图7为本发明的另一种结构示意图;
图8为实施例2与传统变换器占空比曲线对比示意图;
图9为实施例2主开关的受压波形图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。本实施例以本发明技术方案为前提进行实施,给出了详细的实施方式和具体的操作过程,但本发明的保护范围不限于下述的实施例。
实施例1
如图2所示,一种基于电荷泵电容的倍压型直流变换器,包括输入电源Vin、主开关回路、续流二极管Do、输出电容Co和负载Ro,输入电源Vin与主开关回路输入端连接,续流二极管Do和输出电容Co串联后与连接主开关回路输出端,负载Ro与输出电容Co并联,主开关回路包括输入二极管D1、第一电感L1、第二电感L2、电荷泵电容Cc、第一主开关S1和第二主开关S2,第一主开关S1的一端分别连接输入电源Vin的负极和输出电容Co,另一端分别连接第一电感L1、电荷泵电容Cc和第二主开关S2,第一电感L1分别连接输入电源的正极Vin和输入二极管D1的阳极,电荷泵电容Cc分别连接输入二极管D1的阴极和第二电感L2,第二主开关S2分别连接第二电感L2和续流二极管Do。所述的第一主开关和第二主开关为MOSFET或IGBT。
上述基于电荷泵电容的倍压型直流变换器在一个开关周期内的工作状态可分成两个阶段;
第1阶段:S1、S2同时导通时,L1和L2进入储能阶段,输入电源通过三个并联回路分别给L1、L2以及电荷泵电容Cc进行充电。
第2阶段:S1、S2同时截止时,L1和L2进入放能阶段,Do正向导通,通过输出电压Vo与输入电压Vin以及电荷泵电容Cc的电压Vcc之差(Vo-Vin-Vcc)放电,。
根据伏秒平衡原理,在相同的占空比条件下,本实施例直流变换器的增益可计算为大于传统型增益d为主开关S1、S2的占空比。两者之间的占空比和输出电压的关系曲线如图3所示。
图4为输入电压Vin=50V,输出电压Vo=200V,Io=5A的仿真波形,可以看出当占空比d=0.5时,第一主开关S1的电压应力Vds1=Vin+Vcc=50+50=100V,第二主开关S2的电压应力Vds2=Vo-(Vin+Vcc)=200-(50+50)=100V,符合以上的理论分析。图中,Vgs为S1的栅极-源极电压,IL1、IL2为流过L1、L2的电流。图5和图6分别为输入电流、输出电压纹波和开关时间的关系,也可以看出通过减小开关导通时间Ton(Toff为关截止时间),可有效降低输入电流幅值Δi和输出电压纹波。
实施例2
如图7所示,一种基于电荷泵电容的倍压型直流变换器,本实施例基本与实施例1相同,不同之处在于,本实施例的直流变换器还包括辅助电源nVin,该辅助电源nVin的正极与输入二极管D1的阳极连接,辅助电源nVin的负极分别连接输入电源Vin的正极和第一电感L1。辅助电源的电压值为输入电源电压值的n倍。
本实施例直流变换器在一个开关周期内的工作状态可分成两个阶段;
第1阶段:S1、S2同时导通时,L1和L2以及电荷泵电容Cc进入储能阶段,L1通过输入电压Vin充电,L2通过输入电压(1+n)Vin充电,同时输入电压(1+n)Vin给电荷泵电容Cc进行充电。
第2阶段:S1、S2同时截止时,L1和L2进入放能阶段,Do正向导通,D1反向截止,L1和L2通过输出电压Vo与输入电压Vin以及电荷泵电容Cc电压Vcc之差(Vo-Vin-Vcc)放电。
根据伏秒平衡原理,在相同的占空比条件下,本实施例直流变换器的增益可计算为大于传统型增益当n=1时,两者之间的占空比和输出电压的关系曲线如图8所示。图9为输入电压Vin=50V,n=1,输出电压Vo=150V,Io=5A的仿真波形,可以看出此时的占空比d=0.5,主开关的电压应力为:Vds1=2Vin=2*50=100V,Vds2=Vo-Vds1=300-100=200V,符合以上的理论分析。
Claims (2)
1.一种基于电荷泵电容的倍压型直流变换器,包括输入电源、主开关回路、续流二极管、输出电容和负载,所述的输入电源与主开关回路输入端连接,所述的续流二极管和输出电容串联后与主开关回路输出端连接,所述的负载与输出电容并联,其特征在于,所述的主开关回路包括输入二极管、第一电感、第二电感、电荷泵电容、第一主开关和第二主开关,所述的第一主开关一端分别连接输入电源的负极和输出电容,另一端分别连接第一电感、电荷泵电容和第二主开关,所述的第一电感分别连接输入电源的正极和输入二极管的阳极,所述的电荷泵电容分别连接输入二极管的阴极和第二电感,所述的第二主开关分别连接第二电感和续流二极管;
还包括辅助电源,该辅助电源的正极与输入二极管的阳极连接,辅助电源的负极分别连接输入电源的正极和第一电感,所述的辅助电源的电压值为输入电源电压值的n倍,n≥0;
该变换器的增益为d为第一主开关、第二主开关的占空比。
2.根据权利要求1所述的一种基于电荷泵电容的倍压型直流变换器,其特征在于,所述的第一主开关和第二主开关为MOSFET或IGBT。
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