CN105162319B - 零电压开关准谐振高增益直流升压变换器 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种零电压开关准谐振高增益直流升压变换器，在硬开关条件下的改进型升压直流变换器的主开关S 1 和S 2 后端与输出负载前端增加LC谐振电路，构成软开关条件，改善器件所在电路的开关环境，谐振减缓了开关过程中的电压、电流变化率；主开关S 1 和S 2 两端的电压在其开通前就降为零，使得开关损耗和开关噪声降低；现有技术中硬开关与本发明软开关条件下输入输出功率对比，软开关条件下电路效率较高；电路拓扑结构简单；与现有技术硬开关条件下的改进型升压直流变换器相比，零电压开关准谐振高增益直流升压变换器可满足简单高效、轻量化和低噪音的要求。
Description
技术领域
本发明涉及一种升压变换器，特别涉及一种零电压开关准谐振高增益直流升压变换器。
背景技术
随着电力电子技术的发展，对电力电子装置的体积、效率和电磁兼容性提出了更高的要求。电力电子装置的主要元器件，如滤波电感、电容和变压器的体积都与供电频率的平方根成反比，因此，在电力电子装置向模块化、小型化方向发展的趋势下，必然要求提高开关频率。然而随着开关频率的提高，由于开关损耗和开关频率成正比，高频化使得器件开关损耗增大，电路效率降低；开关频率提高，电路中各电量的变化率升高，过高的电压和电流变化率将产生严重的电磁干扰(EMI)；开关器件的电压或电流应力也增加，高速开关所产生的电流和电压过冲将有可能使器件运行轨迹超越其安全工作区(SOA)而危及器件安全。鉴于以上原因，仅靠高频化难以满足高效、小型、低噪音和低成本的要求，必须改善器件所在电路的开关环境，借以用现有的器件来实现高频工况下的低开关损耗，即采用软开关技术。
发明内容
本发明是针对的问题，提出了一种零电压开关准谐振高增益直流升压变换器，在原来的直流升压变换器中增加一个电感和一个电容元件，构成辅助换流网络，在开关过程前后引入谐振过程，使得开关开通前电压先降为零，从而消除了开关过程中的电压电流重叠，降低它们的变化率，大大减小开关损耗和开关噪声，同时还具有结构简单、控制方便、易于实现等优点。
本发明的技术方案为：一种零电压开关准谐振高增益直流升压变换器，变换器输入电压Vin正极输出分两路分别接电感L1一端和二极管Din正端，二极管Din负端和电感L1另一端分别接电荷泵电容Cc两端，电荷泵电容Cc两端接串联的电感L2和主开关MOSFET管S2，电荷泵电容Cc与主开关MOSFET管S2连接点通过主开关MOSFET管S1接变换器输入电压Vin负极，电感L2和主开关MOSFET管S2连接点通过续流二极管Do接滤波电容Co，滤波电容Co两端并联负载Ro，在电感L2和主开关MOSFET管S2连接点和续流二极管Do之间串接谐振电感Lr，在电感L2和主开关MOSFET管S2连接点与输入电压Vin负极并联谐振电容Cr。
所述谐振电感Lr和谐振电容Cr的约束方程：
其中k为Zr实现零电压导通的调节系数，fr为谐振频率,Iomin为输出电流最小值，Zr为特性阻抗，
本发明的有益效果在于：本发明零电压开关准谐振高增益直流升压变换器，本发明电路中的谐振减缓了开关过程中的电压、电流变化率；主开关S1和S2两端的电压在其开通前就降为零，使得开关损耗和开关噪声降低；现有技术中硬开关与本发明软开关条件下输入输出功率对比，软开关条件下电路效率较高；电路拓扑结构简单；与现有技术硬开关条件下的改进型升压直流变换器相比，零电压开关准谐振高增益直流升压变换器可满足简单高效、轻量化和低噪音的要求。
附图说明
图1为现有技术中硬开关下高增益型直流升压变换器拓扑实例图；
图2为本发明零电压开关准谐振高增益型直流升压变换器拓扑实例图；
图3为本发明零电压开关准谐振高增益直流升压变换器4种工作状态图；
图4为本发明零电压开关准谐振高增益直流升压变换器电路的主要波形图；
图5为本发明软开关电路仿真波形图；
图6为硬开关电路仿真波形图；
图7为硬开关电路中输入输出功率仿真图；
图8为本发明软开关电路中输入输出功率仿真图。
具体实施方式
如1所示现有技术中硬开关下高增益型直流升压变换器拓扑实例图，变换器输入电压Vin正极输出分两路分别接电感L1一端和二极管Din正端，二极管Din负端和电感L1另一端分别接电荷泵电容Cc两端，电荷泵电容Cc两端接串联的电感L2和主开关MOSFET管S2，电荷泵电容Cc与主开关MOSFET管S2连接点通过主开关MOSFET管S1接变换器输入电压Vin负极，电感L2和主开关MOSFET管S2连接点通过续流二极管Do接滤波电容Co，滤波电容Co两端并联负载Ro。
如图2所示零电压开关准谐振高增益型直流升压变换器拓扑实例图，在电感L2和主开关MOSFET管S2连接点和续流二极管Do之间串接谐振电感Lr，在电感L2和主开关MOSFET管S2连接点与输入电压Vin负极并联谐振电容Cr，在一个开关周期Ts内，分四种模态进行分析(假设从t0时刻到t3时刻为一个开关周期Ts)，相应的等效电路如图3所示。考虑到输入电感和输出电容足够大，在一个谐振周期中，串联的电压源Vin、电容CC、电感L1及电感L2可等效为一个恒流源Ii，输出电容及电阻可等效为一个电压源Vo。设电路的初始状态为开关管S1和S2处于导通状态，二极管Do处于关断状态，一个谐振周期由开关管S1和S2的关断开始。
模态1：如图3(a)所示，在t0时刻，同时关断S1和S2，此时电流iL1和iL2分别从S1，S2中转移到电容Cr中，给Cr充电，电容电压从0开始线性上升，UCr＝Vo时，Do正向导通，该阶段结束。这一阶段，电路处于电容充电模式，UCr为谐振电容Cr的电压；
iLr为谐振电感Lr的电流。
模态2：如图3(b)所示，Do正向导通，电感Lr与电容Cr谐振工作，谐振电感电流iLr从0开始增加，电路处于谐振拓扑模式。其中t1-ta期间，Cr继续充电，到ta时刻，电容电压到达最大值，电感电流iLr＝Ii；ta-t2期间，Cr开始放电，到t2时刻，UCr＝0
S1和S2的反并联二极管导通，UCr被钳位于零。
uCr(t)＝Vo+IiZr sinwr(t-t1)；
iLr(t)＝Ii(1-coswr(t-t1))；
其中Wr为谐振角频率，Zr为特性阻抗，θ为谐振拓扑模式时间角。
模态3：如图3(c)所示，UCr钳位于零，谐振电感电流iLr线性下降，到t3时刻降为0，电路处于谐振电感放电模式。在电感电容谐振到0之后，电感电流下降到0之前，开关管完成再次导通过程。
模态4：如图3(d)所示，二极管Do反向偏置，电流iL1和iL2分别由S1和S2续流，电容CC被输入电压钳位。到时刻t4，开关管S1和S2同时关断，开始下一个开关周期。
图4为零电压开关准谐振高增益直流升压变换器电路的主要波形。这里有：T4＝TS-T1-T2-T3
其中：T1为模态1的持续时间；T2为模态2的持续时间；T3为模态3的持续时间；T4为模态4的持续时间，d为主开关S1，S2的占空比，Vgs为主开关S1的栅级-源级电压；
由以上分析可知，实现开关管零电压导通的条件是：谐振电容电压在开关管导通前降为0。则谐振电感和谐振电容的约束方程：
其中k为Zr实现零电压导通的调节系数，fr为谐振频率,Iomin为输出电流最小值。
图5为零电压开关准谐振高增益直流升压变换器电路的仿真波形。此时为举例说明，电路参数为：输入电压Vin＝50V，输出电压Vo＝200V，输出电流Io＝4A。可以看出，由于电感与电容的谐振作用，开关管实现了零电压导通及零电压关断。符合以上的理论分析。
图6为改进型变换器在硬开关条件下的仿真波形，Vds1为主开关S1的漏级-源级电压；Vds2为主开关S2的漏级-源级，电压电路参数同图5。可以看出，开关管导通时电压为100V，关断时电压为100V，由于导通或关断时电压及电流均不为零，所有具有一定的开关损耗。
图7和图8分别为硬开关与软开关条件下输入输出功率仿真图，由图可知硬开关电路的效率为842.026/917.568＝92.67％，软开关电路的效率为995.67/1002.26＝99.34％。对比可知，软开关条件下电路的开关损耗较小，电路效率较高。
Claims (1)
1.一种零电压开关准谐振高增益直流升压变换器，变换器输入电压Vin正极输出分两路分别接电感L1一端和二极管Din正端，二极管Din负端和电感L1另一端分别接电荷泵电容Cc两端，电荷泵电容Cc两端接串联的电感L2和主开关MOSFET管S2，电荷泵电容Cc与主开关MOSFET管S2连接点通过主开关MOSFET管S1接变换器输入电压Vin负极，电感L2和主开关MOSFET管S2连接点通过续流二极管Do接滤波电容Co，滤波电容Co两端并联负载Ro，其特征在于，在电感L2和主开关MOSFET管S2连接点和续流二极管Do之间串接谐振电感Lr，在电感L2和主开关MOSFET管S2连接点与输入电压Vin负极并联谐振电容Cr；
所述谐振电感Lr和谐振电容Cr的约束方程：
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其中k为Zr实现零电压导通的调节系数，fr为谐振频率,Iomin为输出电流最小值，Zr为特性阻抗，
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