CN107659141A - 一种转换器电路 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种转换器电路，该电路包括：开关电容‑电感转换电路以及与开关电容‑电感转换电路相连接的零电压转换电路，零电压转换电路，用于在开关电容‑电感转换电路中的转换开关导通之前，将转换开关的第一端与第二端之间的工作电压降为零。应用本发明实施例所提供的技术方案，在转换开关导通前，可以使得转换开关第一端与第二端之间的工作电压降为零，降低转换开关损耗，延长转换开关寿命，还可以降低转换器电路中的电磁干扰。

Description

一种转换器电路
技术领域
本发明涉及现代电能变换技术领域，特别是涉及一种转换器电路。
背景技术
随着电力电子技术的不断发展，半导体开关器件取得了很大的进步。
近年来，开关电容-电感转换电路在转换器中广泛应用。请参考图2，该电路第一直流电源V1、第二直流电源V2、第一二极管D1、谐振电感Lr、储能电感L1、储能电容C1，转换开关S、第二二极管D2、滤波电容Co和负载电阻R，其中，第一直流电源V1的负极、第二直流电源V2的负极、转换开关S的第二端、滤波电容Co的第二端和负载电阻R的第二端连接在一个节点上，谐振电感Lr的第二端、储能电容C1的第一端和第二二极管D2的阳极连接在一个节点上，储能电容C1的第二端、储能电感L1的第二端和转换开关S的第一端连接在一个节点上，第二二极管D2的阴极、滤波电容Co的第一端和负载电阻R的第一端连接到一个节点上；第一二极管D1的阳极与第一直流电源V1的正极相连接，其阴极与谐振电感Lr的第一端相连接；储能电感L1的第一端与第二直流电源V2的正极相连接。
现有的，开关电容-电感转换电路在应用过程中，因电路结构等原因，其中的转换开关常常处于硬开关的工作状态。随着开关频率的提高，电路中的电磁干扰和开关损耗也随之增加。
综上所述，如何有效地降低转换器中的转换开关的电磁干扰和开关损耗等问题，是目前本领域技术人员急需解决的技术问题。
发明内容
本发明的目的是提供转换器电路，以降低转换器中的转换开关的电磁干扰和开关损耗。
为解决上述技术问题，本发明提供如下技术方案：
一种转换器电路，包括：
开关电容-电感转换电路以及与所述开关电容-电感转换电路相连接的零电压转换电路，所述零电压转换电路，用于在所述开关电容-电感转换电路中的转换开关导通之前，将所述转换开关的第一端与第二端之间的工作电压降为零。
优选地，所述零电压转换电路包括：
辅助电容、辅助电感、快速恢复二极管和辅助开关；
其中，所述辅助电容的第一端与所述辅助电感的第一端相连，所述辅助电容的第二端与所述辅助开关的第二端相连，所述辅助电感的第二端与所述辅助开关的第一端相连，所述快速恢复二极管的阳极与所述辅助电感的第二端相连，所述快速恢复二极管的阴极与所述开关电容-电感转换电路的第二二极管的阴极相连，所述辅助电感与所述辅助电容的公共端与所述转换开关的第一端相连，所述辅助电容与所述辅助开关的公共端与所述转换开关的第二端相连。
优选地，所述转换开关为NMOS开关管，其第一端为漏极，第二端为源极。
优选地，所述辅助开关为NMOS开关管，其第一端为漏极，第二端为源极。
优选地，所述快速恢复二极管为肖特基二极管。
优选地，所述转换开关的转换驱动脉冲与所述辅助开关的驱动脉冲的频率相同，且，所述转换驱动脉冲的占空比为所述驱动脉冲的N倍，其中N为大于1的正数。
优选地，在所述转换开关与所述辅助开关处于截止状态的情况下，当所述辅助开关在所述驱动脉冲的作用下导通后，形成降零回路，所述降零回路将所述转换开关的工作电压降为零。
优选地，所述开关电容-电感转换电路中的第一直流电源的电压大于或等于第二直流电源的电压。
应用本发明实施例所提供的技术方案，开关电容-电感转换电路以及与开关电容-电感转换电路相连接的零电压转换电路，零电压转换电路，用于在开关电容-电感转换电路中的转换开关导通之前，将所述转换开关的第一端与第二端之间的工作电压降为零。本发明提供的转换器电路在开关电容-电感转换电路的基础上增加零电压转换电路，在转换开关导通前，可以使得转换开关第一端与第二端之间的工作电压降为零，降低转换开关损耗，延长转换开关寿命，还可以降低转换器电路中的电磁干扰。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为现有的一种开关电容-电感转换电路图；
图2为本发明实施例中一种转换器电路结构示意图；
图3为本发明实施例中一种转换器电路图；
图4为本发明实施例中一种转换器电路对应的时序波形图。
具体实施方式
本发明的核心是提供一种转换器电路，该电路包括开关电容-电感转换电路以及与开关电容-电感转换电路相连接的零电压转换电路，零电压转换电路，用于在开关电容-电感转换电路中的转换开关导通之前，将所述转换开关的第一端与第二端之间的工作电压降为零。本发明提供的转换器电路在开关电容-电感转换电路的基础上增加零电压转换电路，在转换开关导通前，可以使得转换开关第一端与第二端之间的工作电压降为零，降低转换开关损耗，延长转换开关寿命，还可以降低转换器电路中的电磁干扰。
为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步的详细说明。显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
请参考图1和图2，本发明提供的转换器电路包括：
开关电容-电感转换电路101以及与开关电容-电感转换电路101相连接的零电压转换电路102，零电压转换电路102，用于在开关电容-电感转换电路中的转换开关导通之前，将所述转换开关的第一端与第二端之间的工作电压降为零。
在本实施例中，开关电容-电感转换器电路101与零电压转换电路102之间的连接关系请参见图1。增加零电压转换器电路102之后，可以在导通转换开关S期间(在转换开关S导通之前)，将转换开关S的第一端与第二端之间的工作电压VS降为零，即可以使得转换开关处于在软开关的工作状态。在本发明的其他实施例中，开关电容-电感转换器电路101具体的电路结构可以参照图2，也就是说，本发明实施例提供的转换器电路可以是基于图2所示电路的基础上增加了零电压转换器电路102后所得到电路。
请结合图3，在本发明的一个实施例中，零电压转换电路102具体可以包括如下器件及结构。
辅助电容Cr、辅助电感Lr1、快速恢复二极管Dr和辅助开关S1，其中，辅助电容Cr的第一端与辅助电感Lr1的第一端相连，辅助电容Cr的第二端与辅助开关S1的第二端相连，辅助电感Lr1的第二端与辅助开关S1的第一端相连，快速恢复二极管Dr的阳极与辅助电感Lr1的第二端相连，快速恢复二极管Dr的阴极与开关电容-电感转换电路101的第二二极管D2的阴极相连，辅助电感Lr1与辅助电容Cr的公共端与转换开关S的第一端相连，辅助电容Cr与辅助开关S1的公共端与转换开关S的第二端相连。
需要说明的是，除转换开关S和辅助开关S1之外所涉及到的电子器件的第一端和第二端仅为便于描述器件之间的连接关系，并非限制其连接端口也就说针对两个连接端口可以转换使用。例如针对负载电阻R，负载电阻的第一端可以是两个连接端中的任意一个，当第一端确定之后，其第二端也会被确定。针对上述的描述关于第一端、第二端，遵照以下原则：当该电子器件在图1和/或图2中横放时，其第一端为该电子器件的左侧连接端，第二端为该电子器件的右侧连接端；当该电子器件竖放时，其第一端为该电子器件在竖直方向的上连接端，第二端为该电子器件在竖直方向的下连接端。
其中，转换开关可以为NMOS开关管，即N沟道MOSFET开关管，其第一端为漏极，第二端为源极。辅助开关可以为NMOS开关管，其第一端为漏极，第二端为源极。
当然，在本发明的其他实施例中，转换开关S和辅助开关S1还可以为其他能够达到相同技术效果的开关管，如绝缘栅双极晶体管、PMOS管等高性能开关管。
快速恢复二极管Dr可以为肖特基二极管或能够达到不影响本发明实现发明目标的其他型号的二极管。为保障转换电路的正常工作，开关电容-电感转换电路101中的第一直流电源V1的电压应当大于或等于第二直流电源V2的电压。
在本发明的一个实施例中，转换开关S的转换驱动脉冲与辅助开关S1的驱动脉冲的频率可以相同，且，转换驱动脉冲的占空比还可以为驱动脉冲的N倍，其中N为大于1的正数，如3、6、7等。
在本发明的一个实施例中，在转换开关S与辅助开关S1处于截止状态的情况下，当辅助开关S1在驱动脉冲的作用下导通后，可以形成降零回路，降零回路可以将转换开关S的工作电压在导通之前降为零。在转换开关S导通时，辅助开关S1在驱动脉冲的作用下截止。
在本发明的一个具有实施方式中，在实际应用中，可参照如下参数：
第一直流电源V1＝30v，第二直流电源V2＝20v；谐振电感Lr＝0.3uH；储能电容C1＝4.7uF；储能电感L1＝30uH；滤波电容Co＝100uF；负载电阻R＝45Ω；转换开关S为MOSFET开关管，转换驱动脉冲的频率fs＝100kHZ、占空比d＝0.6；辅助电容Cr＝10nF；辅助电感Lr1＝15uF；辅助开关S1为MOSFET开关管，驱动脉冲的频率fs＝100kHZ、占空比d＝0.1。
应用本发明实施例所提供的技术方案，开关电容-电感转换电路以及与开关电容-电感转换电路相连接的零电压转换电路，零电压转换电路，用于在开关电容-电感转换电路中的转换开关导通之前，将所述转换开关的第一端与第二端之间的工作电压降为零。本发明提供的转换器电路在开关电容-电感转换电路的基础上增加零电压转换电路，在转换开关导通前，可以使得转换开关第一端与第二端之间的工作电压降为零，降低转换开关损耗，延长转换开关寿命，还可以降低转换器电路中的电磁干扰。
为便于理解本发明实施例所提供的技术方案，下面结合图3和图4，对本发明实施例所提供的转换电路进行举例说明。
需要说明的是，为了便于分析，针对图3所示电路，假设所有元件都处于理想状态，即忽略开关管的导通压降，忽略二极管、开关管截止时的漏极电流，忽略电容的串联电阻，流过L1的电流连续，Co足够大使负载电阻R上的输出电压恒定。
如图4所示，其中t0-t7为一个完整周期内的波形变化情况，下面主要对这七个工作状态进行分析。假设在t0之前，转换电路的初始状态为：转换开关S、辅助开关S1都处于截止状态，其中，V2-L1-C1-D2-R串联电路向负载电阻R供电，并构成升压回路，流过该回路的电流为iD2。
(1)t0-t1时间段
在t0时刻，辅助开关S1在驱动脉冲Vgs1的作用下导通。V2-L1-Lr1-S1构成回路，流过该回路的电流ir1呈线性增加，在t1时刻，电流ir1的值等于电流iD2在t0时刻的值。流过回路V2-L1-C1-D2-R的电流iD2呈线性减小，在t1时刻降为零，D2截止。
(2)t1-t2时间段
Cr-Lr1-S1构成谐振回路，流过辅助电感Lr1的电流ir1呈正弦增加而辅助电容Cr上的电压减小，在t2时刻，辅助电容Cr上的电压减小到零时，辅助电感Lr1的电流ir1达到最大值。因为转换开关S与辅助电感Cr并联，所以在t2时刻，转换开关S两端的工作电压Vs也为零。
(3)t2-t3时间段
在此时间段，辅助开关S1继续导通，流过辅助电感Lr1的电流ir1保持在最大值，转换开关S两端的工作电压Vs仍保持也为零。
(4)t3-t4时间段
在t3时刻，转换开关S在转换驱动脉冲Vgs的作用下导通，辅助开关S1在驱动脉冲Vgs1的作用下截止。由于转换开关S在导通之前工作电压Vs已经降为零，所以转换开关S实现了零电压导通，与现有技术相比零电压导通的实现减小开关损耗，降低开关噪音。在此时间段内形成三条回路：V1-D1-Lr-C1-S构成谐振回路第一直流电源V1向储能电容C1充电，谐振电感Lr上的iLr电流呈正弦变化；V2-L1-S回路中第二直流电源V2向储能电感L1充电，储能电感L1上的iL1电流呈线性增大；S-Lr1-Dr-R回路中辅助电感Lr1上的电流iLr1从最大值开始呈线性减小，在t4时刻，流经辅助电感Lr1上的电流ir1降为零，快速恢复二极管Dr截止。
(5)t4-t5时间段
在V1-D1-Lr-C1-S谐振回路中，第一直流电源V1继续向储能电感C1充电到t5时刻电流ir1降为零，第一二极管D1截止，储能电容C1充电结束，此时储能电容C1上电压达到最大值；V2-L1-S回路在此时间段一直保持第二直流电源V2向储能电感L1充电，流经储能电感L1上的iL1电流仍然线性增大。
(6)t5-t6时间段
在此时段内，仅剩V2-L1-S回路，第二直流电源V2继续向储能电感L1充电。到t6时刻，转换开关S截止，储能电感L1充电结束，且流经储能电感L1上电流达到最大值。
(7)t6-t7时间段
转换开关S和辅助开关S1都截止，此时，V2-L1-Cr构成回路向辅助电容Cr充电，t7时刻转换开关S的工作电压达到最大值；同时V2-L1-C1-D2-R构成回路向负载电阻R放电，在负载电阻R获得较高的输出电压。
本发明在已有开关电容-电感转换器基础上，通过引入软开关技术，让原有的转换开关处于工作软开关状态下工作。引入的零电压转换电路中的辅助电容Cr与转换开关S并联限制了流经转换开关电流的上升率。与此同时，零电压转换电路仅工作在转换开关S导通之前的很短一段时间，流经辅助开关S1的电流的有效值较小，并且辅助开关S1是零电流导通，从而降低了开关损耗。本发明的转换其电路还具备拓扑结构简单、体积小、质量轻、成本低、易于操作和控制、适用于中小功率高频化的场合等优点。
本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其它实施例的不同之处，各个实施例之间相同或相似部分互相参见即可。
专业人员还可以进一步意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、计算机软件或者二者的结合来实现，为了清楚地说明硬件和软件的可互换性，在上述说明中已经按照功能一般性地描述了各示例的组成及步骤。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。
本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的技术方案及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明权利要求的保护范围内。

Claims (8)

1.一种转换器电路，其特征在于，包括：
开关电容-电感转换电路以及与所述开关电容-电感转换电路相连接的零电压转换电路，所述零电压转换电路，用于在所述开关电容-电感转换电路中的转换开关导通之前，将所述转换开关的第一端与第二端之间的工作电压降为零。
2.根据权利要求1所述的转换器电路，其特征在于，所述零电压转换电路包括：
辅助电容、辅助电感、快速恢复二极管和辅助开关；
其中，所述辅助电容的第一端与所述辅助电感的第一端相连，所述辅助电容的第二端与所述辅助开关的第二端相连，所述辅助电感的第二端与所述辅助开关的第一端相连，所述快速恢复二极管的阳极与所述辅助电感的第二端相连，所述快速恢复二极管的阴极与所述开关电容-电感转换电路的第二二极管的阴极相连，所述辅助电感与所述辅助电容的公共端与所述转换开关的第一端相连，所述辅助电容与所述辅助开关的公共端与所述转换开关的第二端相连。
3.根据权利要求1所述的转换器电路，其特征在于，所述转换开关为NMOS开关管，其第一端为漏极，第二端为源极。
4.根据权利要求2或3所述的转换器电路，其特征在于，所述辅助开关为NMOS开关管，其第一端为漏极，第二端为源极。
5.根据权利要求4所述的转换器电路，其特征在于，所述快速恢复二极管为肖特基二极管。
6.根据权利要求5所述的转换器电路，其特征在于，所述转换开关的转换驱动脉冲与所述辅助开关的驱动脉冲的频率相同，且，所述转换驱动脉冲的占空比为所述驱动脉冲的N倍，其中N为大于1的正数。
7.根据权利要求6所述的转换器电路，其特征在于，在所述转换开关与所述辅助开关处于截止状态的情况下，当所述辅助开关在所述驱动脉冲的作用下导通后，形成降零回路，所述降零回路将所述转换开关的工作电压在导通前降为零。
8.根据权利要求7所述的转换器电路，其特征在于，所述开关电容-电感转换电路中的第一直流电源的电压大于或等于第二直流电源的电压。
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