CN104300780B - 大功率非隔离dc/dc软开关电路 - Google Patents

大功率非隔离dc/dc软开关电路 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种大功率非隔离DC/DC软开关电路，该电路包括相连接的传统交错并联型Boost拓扑网络与辅助网络，所述传统交错并联型Boost拓扑网络的输入端与输入直流电源Vin连接，输出端通过滤波电容Co与负载R连接，所述辅助网络由一个辅助开关管，两个辅助电感，四个辅助电容，四个辅助二极管组成。与现有技术相比，本发明的优点在于：可以在具有宽输入电压、输出负载范围的大功率应用场合实现主开关管与辅助开关管的软开关，减小开关损耗，提高电路总体效率；减小开关管开通与关断时的电流与电压变化率，降低了开关应力，改善了电路EMI情况；共用一组辅助网络，减少额外的器件体积、费用与损耗。

Description

大功率非隔离DC/DC软开关电路
技术领域
本发明涉及一种软开关电路，尤其是涉及一种大功率非隔离DC/DC软开关电路。
背景技术
在航空航天、电动汽车、光伏发电等诸多领域中，大功率DC/DC变换器是必不可少的部件。如何有效地选取和调节其参数，提升功率密度，提高转换效率，改善电磁干扰(EMI)情况，不仅关系到变换器本身的正常工作，而且也关系到系统整体性能的优化、能源利用效率的提高以及控制部分的稳定可靠运行。
提高开关频率是提升DC/DC变换器功率密度的重要手段。但是由于功率器件的非理想特性，开关频率越高，工作在硬开关状态下的功率器件开关损耗也越大，从而导致变换器效率下降。而且，较大的电压与电流变化率会给电路带来严重的EMI影响。另外，某些特殊应用场合要求DC/DC变换器需要具备较宽的输入电压与输出负载范围，以应对复杂的工作情况。
针对高频化带来的一系列问题，软开关技术是重要的解决方法。它可以通过改善功率器件电流电压波形，有效降低开关损耗，提高高频工作下变换器效率；还可以降低开关应力，减小EMI影响。
发明内容
本发明的目的就是为了克服上述现有技术存在的缺陷，针对大功率等级、宽输入电压和输出负载范围的应用场合，提出一种软开关工作范围宽、辅助电路利用率高的大功率非隔离DC/DC软开关电路。
本发明的目的可以通过以下技术方案来实现：
一种大功率非隔离DC/DC软开关电路，该电路包括相连接的传统交错并联型Boost拓扑网络与辅助网络，所述传统交错并联型Boost拓扑网络的输入端与输入直流电源Vin连接，输出端通过滤波电容Co与负载R连接。
所述传统交错并联型Boost拓扑网络包括第一升压电感L1、第二升压电感L2、第一续流二极管D1、第二续流二极管D2、第一主功率开关管S1和第二主功率开关管S2；所述第一续流二极管D1阳极连接第一主功率开关管S1的漏极，第二续流二极管D2阳极连接第二主功率开关管S2的漏极；所述输入直流电源Vin一端分别连接第一升压电感L1和第二升压电感L2，另一端分别连接第一主功率开关管S1、第二主功率开关管S2的源极；所述第一续流二极管D1、第二续流二极管D2的阴极接到滤波电容Co一端，所述第一主功率开关管S1、第二主功率开关管S2的源极接到滤波电容Co另一端；所述负载R并联于滤波电容Co两端。
所述辅助网络包括辅助开关管Sr、第一辅助电感Lr1、第二辅助电感Lr2、第一辅助电容Cr1、第二辅助电容Cr2、第三辅助电容CS1、第四辅助电容CS2、第一辅助二极管Dr1、第二辅助二极管Dr2、第三辅助二极管DS1和第四辅助二极管DS2；所述第三辅助电容CS1、第四辅助电容CS2分别并联于两个主功率开关管S1、S2两端；所述第三辅助二极管DS1、第四辅助二极管DS2分别反并联于两个主功率开关管S1、S2两端；所述第一辅助电感Lr1一端接于第一主功率开关管S1的漏极，另一端分别连接辅助开关管Sr的漏极、第二辅助电感Lr2的一端、第一辅助二极管Dr1的阳极，所述第二辅助电感Lr2另一端接于第二主功率开关管S2的漏极；所述第一辅助电容Cr1一端接于第一主功率开关管S1的漏极，另一端分别连接第一辅助二极管Dr1的阴极、第二辅助二极管Dr2的阳极，所述第二辅助电容Cr2一端接于第二主功率开关管S2的漏极，另一端分别连接第一辅助二极管Dr1的阴极、第二辅助二极管Dr2的阳极；所述滤波电容Co的两端分别连接第二辅助二极管Dr2的阴极和辅助开关管Sr的源极。
第三辅助二极管DS1、第四辅助二极管DS2为所述第一主功率开关管S1、第二主功率开关管S2的体二极管。
第三辅助电容CS1、第四辅助电容CS2为所述第一主功率开关管S1、第二主功率开关管S2的寄生电容。
电路中除第三辅助二极管DS1、第四辅助二极管DS2外的二极管为Si快恢复二极管、Si肖特基二极管或SiC肖特基二极管。
与现有技术相比，本发明具有以下优点：
1)本发明利用一组组合式辅助网络实现传统交错并联型Boost拓扑的软开关工作，较之采用两组独立式辅助网络的软开关电路，减少了额外辅助器件，提高了辅助网络利用率；
2)可以在大功率应用场合、宽输入电压和输出负载变化范围内实现软开关，减小了高频DC/DC变换器的开关损耗，提高了总体效率；
3)减小了功率开关管开通与关断时的电流与电压变化率，降低了开关应力，减小了EMI影响。
附图说明
图1为本发明的结构示意图；
图2(a)～图2(j)是本发明在半个工作周期内的十种工作模态。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。本实施例以本发明技术方案为前提进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。
如图1所示，一种大功率非隔离DC/DC软开关电路，由传统交错并联型Boost拓扑网络与辅助网络构成。所述的传统交错并联型Boost拓扑网络包括两个升压电感L1、L2，两个续流二极管D1、D2，两个主功率开关管S1、S2。第一续流二极管D1阳极接第一主功率开关管S1的漏极，第二续流二极管D2阳极接第二主功率开关管S2的漏极；输入直流电源Vin一端接第一升压电感L1和第二升压电感L2的并联端，另一端接第一主功率开关管S1、第二主功率开关管S2的源极；第一续流二极管D1、第二续流二极管D2的阴极接到滤波电容Co一端，第一主功率开关管S1、第二主功率开关管S2的源极接到滤波电容Co另一端；负载R并接于滤波电容Co两端。
所述辅助网络包括一个辅助开关管Sr，两个辅助电感Lr1、Lr2，四个辅助电容Cr1、Cr2、CS1、CS2，四个辅助二极管Dr1、Dr2、DS1、DS2。第三辅助电容CS1、第四辅助电容CS2分别并联于两个主功率开关管S1、S2两端；第三辅助二极管DS1、第四辅助二极管DS2分别反并联于两个主功率开关管S1、S2两端；第一辅助电感Lr1一端接于第一主功率开关管S1的漏极，另一端接于辅助开关管Sr的漏极、第二辅助电感Lr2的一端、第一辅助二极管Dr1的阳极，第二辅助电感Lr2另一端接于第二主功率开关管S2的漏极；第一辅助电容Cr1一端接于第一主功率开关管S1的漏极，另一端接于第一辅助二极管Dr1的阴极、第二辅助二极管Dr2的阳极，第二辅助电容Cr2一端接于第二主功率开关管S2的漏极，另一端接于第一辅助二极管Dr1的阴极、第二辅助二极管Dr2的阳极；第二辅助二极管Dr2的阴极接到滤波电容Co一端；辅助开关管Sr的源极接于滤波电容Co另一端。
第三辅助二极管DS1、第四辅助二极管DS2可以是所述第一主功率开关管S1、第二主功率开关管S2的体二极管。
第三辅助电容CS1、第四辅助电容CS2可以是所述第一主功率开关管S1、第二主功率开关管S2的寄生电容。
电路中除第三辅助二极管DS1、第四辅助二极管DS2外的二极管为Si快恢复二极管、Si肖特基二极管或SiC肖特基二极管。
工作时，先开通辅助开关管Sr，利用第一、第二辅助电感Lr1、Lr2，实现辅助开关管的零电流开通与第一、第二续流二极管D1、D2的软关断；之后开通第一主功率开关管S1或第二主功率开关管S2，利用第一、第二辅助电感Lr1、Lr2与第三、第四辅助电容CS1、CS2的谐振，实现第一、第二主功率开关管S1、S2的零电压开通；当辅助开关管Sr关断时，利用第一、第二辅助电感Lr1、Lr2与第一、第二辅助电容Cr1、Cr2的谐振，实现辅助开关管Sr的零电压关断；当第一、第二主功率开关管S1、S2关断时，由于第一、第二辅助电容Cr1、Cr2的存在，实现第一、第二主功率开关管S1、S2的零电压关断。同时，每个开关周期第一、第二辅助电感和第一、第二辅助电容收集开关过程中产生的能量，并最终将其转移到负载R，实现了辅助电路的无损运行。
按主功率开关管占空比D不同，本发明电路存在两种工作情况：D<0.5与D>0.5。
D<0.5时，由于电路结构的对称性，仅以半个工作周期十种模态为例，分析如下：
模态1，如图2(a)：该模态之前，电路处于第一主功率开关管S1、第二主功率开关管S2、辅助开关管Sr关断，第一续流二极管D1、第二续流二极管D2续流，电源Vin、第一升压电感L1、第二升压电感L2给滤波电容Co与输出负载R供电的稳定工作状态。模态1初始时，先开通辅助开关管Sr，由于第一辅助电感Lr1、第二辅助电感Lr2的存在，辅助开关管Sr实现了零电流开通，同时减小了第一续流二极管D1、第二续流二极管D2的反向恢复损耗。该模态结束时，第一续流二极管D1、第二续流二极管D2自然关断。
模态2，如图2(b)：第一续流二极管D1、第二续流二极管D2截止后，第三辅助电容CS1、第四辅助电容CS2开始分别与第一辅助电感Lr1、第二辅助电感Lr2谐振，直至第三辅助电容CS1、第四辅助电容CS2上的电压降为零。
模态3，如图2(c)：之后第三辅助二极管DS1、第四辅助二极管DS2导通，第一辅助电感Lr1、第二辅助电感Lr2电流通过第三辅助二极管DS1、第四辅助二极管DS2续流。此时开通第一主功率开关管S1、第二主功率开关管S2，由于第三辅助电容CS1、第四辅助电容CS2上的电压为零，第一主功率开关管S1、第二主功率开关管S2为零电压开通。
模态4，如图2(d)：第一主功率开关管S1、第二主功率开关管S2开通后，关断辅助开关管Sr，由于第一辅助电容Cr1、第二辅助电容Cr2的存在，第一辅助电感Lr1、第二辅助电感Lr2分别与第一辅助电容Cr1、第二辅助电容Cr2谐振，将第一辅助电容Cr1、第二辅助电容Cr2充电至输出电压Vo，辅助开关管Sr实现了零电压关断。
模态5，如图2(e)：第一辅助电容Cr1、第二辅助电容Cr2电压升至输出电压Vo时第二辅助二极管Dr2自然导通，第一辅助电感Lr1、第二辅助电感Lr2向滤波电容Co与输出负载R供电直至电流下降至零。
模态6，如图2(f)：第一辅助电感Lr1、第二辅助电感Lr2向滤波电容Co与输出负载R供电结束，电路处于第一主功率开关管S1、第二主功率开关管S2导通，第一升压电感L1电流流过第一主功率开关管S1，第二升压电感L2电流流过第二主功率开关管S2的稳定工作状态，与不加辅助网络的交错并联Boost电路完全相同。需要说明的是，在D<0.5时，理想情况下该模态应该不存在，即第一辅助电感Lr1、第二辅助电感Lr2向滤波电容Co与输出负载R供电结束后直接进入模态7。实际应用中出于缓冲考虑会为该模态留出一定的时间裕量，但也应尽量小。
模态7，如图2(g)：该模态初始时，关断第二主功率开关管S2，第二升压电感L2给第二辅助电容Cr2、第四辅助电容CS2充电。由于第二辅助电容Cr2、第四辅助电容CS2的存在，第二主功率开关管S2是零电压关断。模态7结束时，第二辅助电容Cr2、第四辅助电容CS2电压上升至输出电压Vo，此时第二续流二极管D2自然导通。
模态8，如图2(h)：电路处于第一主功率开关管S1导通，第二主功率开关管S2关断，第一升压电感L1电流流过第一主功率开关管S1，第二升压电感L2电流流过第二续流二极管D2的稳定工作状态，与不加辅助网络的交错并联Boost电路完全相同。
模态9，如图2(i)：第一主功率开关管S1关断时，第一升压电感L1电流给第一辅助电容Cr1、第三辅助电容CS1充电，第一主功率开关管S1的漏源极间电压从零上升，即实现了第一主功率开关管S1的零电压关断。
模态10，如图2(j)：第一辅助电容Cr1、第三辅助电容CS1电压升至输出电压Vo时，第一续流二极管D1自然导通。电路进入第一主功率开关管S1、第二主功率开关管S2、辅助开关管Sr关断，第一续流二极管D1、第二续流二极管D2续流，电源Vin、第一升压电感L1、第二升压电感L2给滤波电容Co与输出负载R供电的稳定工作状态。
D>0.5时，由于电路结构的对称性，仅以半个工作周期十种模态为例，分析如下：
模态1，如图2(a)：该模态之前，电路处于第一主功率开关管S1、第二主功率开关管S2、辅助开关管Sr关断，第一续流二极管D1、第二续流二极管D2续流，电源Vin、第一升压电感L1、第二升压电感L2给滤波电容Co与输出负载R供电的稳定工作状态。模态1初始时，先开通辅助开关管Sr，由于第一辅助电感Lr1、第二辅助电感Lr2的存在，辅助开关管Sr实现了零电流开通，同时减小了第一续流二极管D1、第二续流二极管D2的反向恢复损耗。该模态结束时，第一续流二极管D1、第二续流二极管D2自然关断。
模态2，如图2(b)：第一续流二极管D1、第二续流二极管D2截止后，第三辅助电容CS1、第四辅助电容CS2开始分别与第一辅助电感Lr1、第二辅助电感Lr2谐振，直至第三辅助电容CS1、第四辅助电容CS2上的电压降为零。
模态3，如图2(c)：之后第三辅助二极管DS1、第四辅助二极管DS2导通，第一辅助电感Lr1、第二辅助电感Lr2电流通过第三辅助二极管DS1、第四辅助二极管DS2续流。此时开通第一主功率开关管S1、第二主功率开关管S2，由于第三辅助电容CS1、第四辅助电容CS2上的电压为零，第一主功率开关管S1、第二主功率开关管S2为零电压开通。
模态4，如图2(d)：第一主功率开关管S1、第二主功率开关管S2开通后，关断辅助开关管Sr，由于第一辅助电容Cr1、第二辅助电容Cr2的存在，第一辅助电感Lr1、第二辅助电感Lr2分别与第一辅助电容Cr1、第二辅助电容Cr2谐振，将第一辅助电容Cr1、第二辅助电容Cr2充电至输出电压Vo，辅助开关管Sr实现了零电压关断。
模态5，如图2(e)：第一辅助电容Cr1、第二辅助电容Cr2电压升至输出电压Vo时第二辅助二极管Dr2自然导通，第一辅助电感Lr1、第二辅助电感Lr2向滤波电容Co与输出负载R供电直至电流下降至零。
模态6，如图2(f)：第一辅助电感Lr1、第二辅助电感Lr2向滤波电容Co与输出负载R供电结束，电路处于第一主功率开关管S1、第二主功率开关管S2导通，第一升压电感L1电流流过第一主功率开关管S1，第二升压电感L2电流流过第二主功率开关管S2的稳定工作状态，与不加辅助网络的交错并联Boost电路完全相同。该模态持续时间根据电路占空比确定。
模态7，如图2(g)：该模态初始时，关断第二主功率开关管S2，第二升压电感L2给第二辅助电容Cr2、第四辅助电容CS2充电。由于第二辅助电容Cr2、第四辅助电容CS2的存在，第二主功率开关管S2是零电压关断。模态7结束时，第二辅助电容Cr2、第四辅助电容CS2电压上升至输出电压Vo，此时第二续流二极管D2自然导通。
模态8，如图2(h)：电路处于第一主功率开关管S1导通，第二主功率开关管S2关断，第一升压电感L1电流流过第一主功率开关管S1，第二升压电感L2电流流过第二续流二极管D2的稳定工作状态，与不加辅助网络的交错并联Boost电路完全相同。
模态9，如图2(i)：第一主功率开关管S1关断时，第一升压电感L1电流给第一辅助电容Cr1、第三辅助电容CS1充电，第一主功率开关管S1的漏源极间电压从零上升，即实现了第一主功率开关管S1的零电压关断。需要说明的是，该模态中第一主功率开关管S1的关断是为后续辅助开关管Sr的再度开通做准备，因此由于第一主功率开关管S1提前关断所造成的占空比损失会在后半周期内加以弥补。
模态10，如图2(j)：第一辅助电容Cr1、第三辅助电容CS1电压升至输出电压Vo时，第一续流二极管D1自然导通。电路进入第一主功率开关管S1、第二主功率开关管S2、辅助开关管Sr关断，第一续流二极管D1、第二续流二极管D2续流，电源Vin、第一升压电感L1、第二升压电感L2给滤波电容Co与输出负载R供电的稳定工作状态。需要说明的是，在D>0.5时，为尽量减少占空比损失，理想情况下不应出现模态10。实际应用中考虑到开关管关断时间等因素，会为该模态留有一定裕量，但也应尽量小，以避免过多的占空比损失。

Claims (4)

1.一种大功率非隔离DC/DC软开关电路，其特征在于：该电路包括相连接的传统交错并联型Boost拓扑网络与辅助网络，所述传统交错并联型Boost拓扑网络的输入端与输入直流电源Vin连接，输出端通过滤波电容Co与负载R连接；
所述传统交错并联型Boost拓扑网络包括第一升压电感L1、第二升压电感L2、第一续流二极管D1、第二续流二极管D2、第一主功率开关管S1和第二主功率开关管S2；所述第一续流二极管D1阳极连接第一主功率开关管S1的漏极，第二续流二极管D2阳极连接第二主功率开关管S2的漏极；所述输入直流电源Vin一端分别连接第一升压电感L1和第二升压电感L2，另一端分别连接第一主功率开关管S1、第二主功率开关管S2的源极；所述第一续流二极管D1、第二续流二极管D2的阴极接到滤波电容Co一端，所述第一主功率开关管S1、第二主功率开关管S2的源极接到滤波电容Co另一端；所述负载R并联于滤波电容Co两端；
所述辅助网络包括辅助开关管Sr、第一辅助电感Lr1、第二辅助电感Lr2、第一辅助电容Cr1、第二辅助电容Cr2、第三辅助电容CS1、第四辅助电容CS2、第一辅助二极管Dr1、第二辅助二极管Dr2、第三辅助二极管DS1和第四辅助二极管DS2；所述第三辅助电容CS1、第四辅助电容CS2分别并联于两个主功率开关管S1、S2两端；所述第三辅助二极管DS1、第四辅助二极管DS2分别反并联于两个主功率开关管S1、S2两端；所述第一辅助电感Lr1一端接于第一主功率开关管S1的漏极，另一端分别连接辅助开关管Sr的漏极、第二辅助电感Lr2的一端、第一辅助二极管Dr1的阳极，所述第二辅助电感Lr2另一端接于第二主功率开关管S2的漏极；所述第一辅助电容Cr1一端接于第一主功率开关管S1的漏极，另一端分别连接第一辅助二极管Dr1的阴极、第二辅助二极管Dr2的阳极，所述第二辅助电容Cr2一端接于第二主功率开关管S2的漏极，另一端分别连接第一辅助二极管Dr1的阴极、第二辅助二极管Dr2的阳极；所述滤波电容Co的两端分别连接第二辅助二极管Dr2的阴极和辅助开关管Sr的源极。
2.根据权利要求1所述的一种大功率非隔离DC/DC软开关电路，其特征在于：第三辅助二极管DS1、第四辅助二极管DS2为所述第一主功率开关管S1、第二主功率开关管S2的体二极管。
3.根据权利要求1所述的一种大功率非隔离DC/DC软开关电路，其特征在于：第三辅助电容CS1、第四辅助电容CS2为所述第一主功率开关管S1、第二主功率开关管S2的寄生电容。
4.根据权利要求1所述的一种大功率非隔离DC/DC软开关电路，其特征在于：电路中除第三辅助二极管DS1、第四辅助二极管DS2外的二极管为Si快恢复二极管、Si肖特基二极管或SiC肖特基二极管。
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