CN107257195A - 一种谐振变换器 - Google Patents

一种谐振变换器 Download PDF

Info

Publication number
CN107257195A
CN107257195A CN201710703586.1A CN201710703586A CN107257195A CN 107257195 A CN107257195 A CN 107257195A CN 201710703586 A CN201710703586 A CN 201710703586A CN 107257195 A CN107257195 A CN 107257195A
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
resonant converter
thermal compensation
controlled resonant
voltage
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201710703586.1A
Other languages
English (en)
Other versions
CN107257195B (zh
Inventor
姜德来
梅进光
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Led One Hangzhou Co Ltd
Original Assignee
Led One Hangzhou Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Led One Hangzhou Co Ltd filed Critical Led One Hangzhou Co Ltd
Priority to CN201710703586.1A priority Critical patent/CN107257195B/zh
Publication of CN107257195A publication Critical patent/CN107257195A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN107257195B publication Critical patent/CN107257195B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4241—Arrangements for improving power factor of AC input using a resonant converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Abstract

本申请公开了一种谐振变换器，包括整流桥、母线电容、开关单元、谐振网络、控制单元、分流单元和补偿信号产生单元，其中：整流桥正输出端子连接母线电容的一端；开关单元输入侧并联母线电容；开关单元输出端子连接谐振网络正输入端子；谐振网络负输入端子连接整流桥负输出端子；分流单元对正向的谐振电流进行分流以及为反向的谐振电流提供通路；控制单元根据补偿信号和表征谐振变换器输出参数的采样信号产生开关管驱动控制信号；补偿信号指示控制单元升高整流桥输入电压过零点处的工作频率、降低整流桥输入电压峰谷值处的工作频率；补偿信号产生单元根据谐振变换器输出功率或整流桥输入电压的变化调节补偿信号。本申请提高了谐振变换器的PF值。

Description

一种谐振变换器
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，更具体地说，涉及一种谐振变换器。
背景技术
谐振变换器相较于传统PWM变换器具有更小的开关损耗，因而得到了广泛的应用。具体的：谐振变换器是以谐振电路作为基本变换单元，利用电路发生谐振时，电流或电压周期性地过零点，使得开关器件在零电压或者零电流条件下开通或者关断，从而实现软开关，达到降低开关损耗的目的。
谐振变换器的PFC(Power Factor Correction，功率因数校正)技术是电力电子技术领域研究的热门课题。谐振变换器的PF(Power Factor，功率因数)值越低会增大电网的损耗。现有技术中，为了提高谐振变换器的PF值，往往将其设计为两级式结构，前级为PFC电路，后级为谐振变换电路，但是，两级式结构设计复杂，成本高，所以有必要设计一种采用单级式结构且PF值高的谐振变换器。
发明内容
有鉴于此，本发明提供了一种谐振变换器，其采用单级式结构且PF值高，方案如下：
一种谐振变换器，包括整流桥、母线电容、开关单元、谐振网络、控制单元、分流单元和补偿信号产生单元，其中：
所述整流桥的正输出端子连接所述母线电容的一端；
所述开关单元的输入侧并联所述母线电容；
所述开关单元的输出端子连接所述谐振网络的正输入端子；
所述谐振网络的负输入端子连接所述整流桥的负输出端子；
所述分流单元连接在所述谐振网络的负输出端子与所述母线电容之间，用于对正向的谐振电流进行分流以及为反向的谐振电流提供通路；
所述控制单元接收补偿信号和表征所述谐振变换器输出参数的采样信号，并根据所述补偿信号和所述采样信号产生驱动控制信号，所述驱动控制信号输出至所述开关单元中的开关管的控制端；其中，所述补偿信号为指示所述控制单元升高所述谐振变换器在所述整流桥输入电压过零点处的工作频率、降低所述谐振变换器在所述整流桥输入电压峰值和谷值处的工作频率的信号；
所述补偿信号产生单元用于根据谐振变换器输出功率的减小或所述整流桥输入电压的升高来增大所述补偿信号的峰-峰值。
其中，所述控制单元包括频率控制模块和比较模块，具体的：
所述比较模块接收所述采样信号，用于将所述采样信号与预设的基准信号作比较产生反馈信号；
所述频率控制模块接收所述反馈信号和所述补偿信号，用于根据所述反馈信号和所述补偿信号产生驱动控制信号。
其中，所述频率控制模块的输出结果为所述谐振变换器的工作频率的大小和所述补偿信号的幅值正相关。
其中，所述补偿信号产生单元包括反比电路和取大值电路，具体的：
所述反比电路接收所述母线电容两端电压，产生与之负相关的第一电压信号；
所述取大值电路接收所述第一电压信号和与所述整流桥的负输出端子相对负母线的电压信号相同或成正比的第二电压信号，并择所述第一电压信号和所述第二电压信号中的较大值输出。
其中，所述补偿信号产生单元包括正比电路和取大值电路，具体的：
所述正比电路接收所述谐振变换器的输出参数，产生与所述谐振变换器的输出参数正相关的第一电压信号；
所述取大值电路接收所述第一电压信号和与所述整流桥的负输出端子相对负母线的电压信号相同或成正比的第二电压信号，并择所述第一电压信号和所述第二电压信号中的较大值输出。
其中，所述补偿信号产生单元包括反向补偿运放电路和取大值电路，具体的：
所述母线电容两端电压的采样信号输入到所述反向补偿运放电路的反向输入端，所述谐振变换器的输出参数的采样信号输入到所述反向补偿运放电路的同向输入端，所述反向补偿运放电路的输出信号为第一电压信号；
所述取大值电路接收所述第一电压信号和与所述整流桥的负输出端子相对负母线的电压信号相同或成正比的第二电压信号，并择所述第一电压信号和所述第二电压信号中的较大值输出。
其中，所述频率控制模块的输出结果为所述谐振变换器的工作频率的大小和所述补偿信号的幅值负相关。
其中，所述补偿信号产生单元包括正比电路和取小值电路，具体的：
所述正比电路接收所述母线电容两端电压，产生与之正相关的第一电压信号；
所述取小值电路接收所述第一电压信号和与所述整流桥的输出侧电压正相关的第二电压信号，并择所述第一电压信号和所述第二电压信号中的较小值输出。
其中，所述补偿信号产生单元包括反比电路和取小值电路，具体的：
所述反比电路接收所述谐振变换器的输出参数，产生与所述谐振变换器的输出参数负相关的第一电压信号；
所述取小值电路接收所述第一电压信号和与所述整流桥的输出侧电压正相关的第二电压信号，并择所述第一电压信号和所述第二电压信号中的较小值输出。
其中，所述补偿信号产生单元包括同向补偿运放电路和取小值电路，具体的：
所述母线电容两端电压的采样信号输入到所述同向补偿运放电路的同向输入端，所述谐振变换器的输出参数的采样信号输入到所述同向补偿运放电路的反向输入端，所述同向补偿运放电路的输出信号为第一电压信号；
所述取小值电路接收所述第一电压信号和与所述整流桥的输出侧电压正相关的第二电压信号，并择所述第一电压信号和所述第二电压信号中的较小值输出。
从上述的技术方案可以看出，本发明通过为谐振变换器引入分流单元来对正向谐振电流进行分流以及为反向谐振电流提供通路，从而使谐振变换器输入电流由方波变为存在一定畸变的正弦波，并通过引入补偿信号来减小甚至消除这一畸变，从而使得电流谐振变换器输入电流更加接近正弦波，改善了谐振变换器的PF值。而且，本发明实时调整所述补偿信号以适应谐振变换器输出功率或谐振变换器输入电流的变化，以使得在环境变化时谐振变换器的PF值始终满足要求。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明实施例公开的一种谐振变换器结构示意图；
图2为本发明实施例公开的一种应用于图1所示谐振变换器的分流单元结构示意图；
图3为本发明实施例公开的又一种应用于图1所示谐振变换器的分流单元结构示意图；
图4为本发明实施例公开的又一种应用于图1所示谐振变换器的分流单元结构示意图；
图5为现有技术公开的一种谐振变换器结构示意图；
图6为图5所示谐振变换器的电流波形图；
图7为图5所示谐振变换器的电压、电流波形图；
图8为图5所示谐振变换器接入图2所示分流单元后的结构示意图；
图9为图8所示谐振变换器的电压波形图；
图10为图8所示谐振变换器的电流波形图；
图11为图8所示谐振变换器引入补偿信号后的结构示意图；
图12为图11所示谐振变换器的电流波形图；
图13为本发明实施例公开的一种应用于图2所示谐振变换器的控制单元结构示意图；
图14为本发明实施例公开的一种应用于图13所示谐振变换器的补偿信号产生单元结构示意图；
图15为图14所应用的谐振变换器中补偿信号Ic的波形图；
图16为图14所应用的谐振变换器中谐振变换器输入电流Iin的波形图；
图17为本发明实施例公开的又一种应用于图13所示谐振变换器的补偿信号产生单元结构示意图；
图18为本发明实施例公开的又一种应用于图13所示谐振变换器的补偿信号产生单元结构示意图；
图19为图18所应用的谐振变换器中补偿信号Ic的波形图；
图20为本发明实施例公开的又一种应用于图13所示谐振变换器的补偿信号产生单元结构示意图；
图21为图20所应用的谐振变换器中补偿信号Ic的波形图；
图22为本发明实施例公开的又一种应用于图13所示谐振变换器的补偿信号产生单元结构示意图；
图23为本发明实施例公开的又一种应用于图13所示谐振变换器的补偿信号产生单元结构示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
参见图1，本发明实施例公开了一种谐振变换器，包括整流桥100、母线电容C2、开关单元200、谐振网络300、控制单元400、分流单元500和补偿信号产生单元600，其中：
整流桥100的正输出端子连接母线电容C2的一端；
开关单元200的输入侧并联母线电容C2；
开关单元200的输出端子连接谐振网络300的正输入端子；
谐振网络300的负输入端子连接整流桥100的负输出端子；
分流单元500连接在谐振网络300的负输出端子与母线电容C2之间，用于对正向的谐振电流ILr(谐振电流为高频电流，本实施例将高频周期下的谐振电流记为ILr，谐振电流ILr的正方向如图1中箭头所示；谐振电流ILr的实际方向与该正方向相同时称为正向的谐振电流ILr，谐振电流ILr的实际方向与该正方向相反时称为反向的谐振电流ILr)进行分流以及为反向的谐振电流ILr提供通路；
控制单元400接收补偿信号Ic和表征所述谐振变换器的输出参数的采样信号Is，并根据补偿信号Ic和采样信号Is产生驱动控制信号，所述驱动控制信号输出至开关单元200中的开关管的控制端；其中，补偿信号Ic为指示控制单元400升高所述谐振变换器在整流桥100输入电压过零点处的工作频率、降低所述谐振变换器在整流桥100输入电压峰值和谷值处的工作频率的信号；
补偿信号产生单元600用于实时调整补偿信号Ic以适应谐振变换器输出功率或谐振变换器输入电压的变化，具体为，补偿信号产生单元600根据谐振变换器输出功率的减小或整流桥100输入电压的升高来增大补偿信号Ic的峰-峰值。所述补偿信号Ic的峰-峰值，是指补偿信号Ic在整个振荡过程中达到的最大值a与最小值b之差；其中，a为补偿信号Ic在整流桥100输入电压过零点处的电压值，b为补偿信号Ic在整流桥100输入电压峰值和谷值处的电压值。
需要说明的是，补偿信号Ic可以为直流信号也可以为交流信号。当补偿信号Ic为直流信号的时候，所述补偿信号Ic的峰-峰值，指的是直流信号中的纹波分量的峰-峰值。
此外还需要说明的是，谐振变换器中的变压器和副边电路为现有技术，本发明实施例对此不做说明和限制。
本发明实施例公开的上述谐振变换器中，开关单元200可采用如图1中示出的拓扑结构，包括相串联的第一开关管和第二开关管(即图1中示出的上、下管)，其中：所述第一开关管的第一端和所述第二开关管的第二端为开关单元200的输入侧；所述第一开关管的第二端和所述第二开关管的第一端相连，作为开关单元200的输出端子，所述第一开关管和所述第二开关管的第三端为所述第一开关管和所述第二开关管的控制端。
本发明实施例公开的上述谐振变换器中，谐振网络300的拓扑类型不限，可以是LLC谐振网络、LCC谐振网络或其他拓扑类型，图1仅以LLC谐振网络作为示例。图1中，所述LLC谐振单元包括谐振电感Lr、励磁电感Lm和谐振电容Cr，其中：谐振电感Lr的一端连接开关单元200的输出端子，另一端连接励磁电感Lm的一端；励磁电感Lm的另一端连接谐振电容Cr的一端，谐振电容Cr的另一端连接整流桥100的负输出端子。此处需要说明的是，励磁电感Lm可以是外接电感，也可以是集成在所述谐振变换器的变压器中。
本发明实施例公开的上述谐振变换器中，分流单元500可采用以下三种拓扑类型中的任意一种，具体描述如下：
1)分流单元500的第一种拓扑类型包括二极管D1和第一电容C1；二极管D1的阴极连接整流桥100的负输出端子，二极管D1的阳极连接母线电容C2的负端；第一电容C1与二极管D1并联，如图2所示；
2)分流单元500的第二种拓扑类型包括二极管D1和第三电容C3；二极管D1的阴极连接整流桥100的负输出端子，二极管D1的阳极连接母线电容C2的负端；第三电容C3的一端连接二极管D1的阴极，第三电容C3的另一端连接所述母线电容C2的高电位端，如图3所示；
3)分流单元500的第三种拓扑类型为在所述第二种拓扑类型的基础上，还包括第四电容C4；第四电容C4与二极管D1并联，如图4所示。
下面，以图2为例，详述本发明实施例公开的谐振变换器的工作原理。
首先，现有技术中谐振变换器的结构如图5所示，包括整流桥100、母线电容C2、开关单元200、谐振网络300和控制单元400，其中：
整流桥100的输出侧并联母线电容C2；
开关单元200的输入侧并联母线电容C2；
开关单元200的输出端子连接谐振网络300的正输入端子；
谐振网络300的负输入端子连接整流桥100的负输出端子；
控制单元400接收表征所述谐振变换器的输出参数的采样信号Is，其信号输出端连接开关单元200中的开关管的控制端，用于根据采样信号Is控制开关单元200中的开关管的工作频率，使得采样信号Is达到预设的基准信号。
图5所示谐振变换器具有三种工作模式，分别是fr＜fs＜fo、fs＝fo和fs>fo时对应的工作模式，fs为谐振网络300的谐振频率。下面以fr＜fs＜fo为例，分析图5所示谐振变换器的工作波形。
图5所示谐振变换器中的谐振电流ILr(谐振电流ILr的正方向如图5中箭头所示)和流过整流桥100的电流的波形分别参见图6中示出的波形B1、B2(Ts表示一个开关周期)，由于只有正向的谐振电流ILr才能流过整流桥100、而反向的谐振电流ILr不能流过整流桥100，因此流过整流桥100的电流就是电流值大于零时的谐振电流ILr。
谐振电流ILr为高频电流，其频率和谐振变换器的工作频率相同，流过整流桥100的正向谐振电流也是高频电流，但是，影响PF值的是工频周期下的所述变换器输入电压、电流的波形，具体的：在所述谐振变换器输入电压和输出功率不变的情况下，谐振电流ILr不变，所以流过整流桥100的电流也就不变，所以工频周期下整流桥100输入电流Iin为方波，如图7所示(图7中的Vin表示整流桥100输入电压，为正弦波；整流桥100输入电压、电流即为谐振变换器输入电压、电流)。已知Iin与Vin的波形越接近，谐振变换器的PF值就越高，而Vin为正弦波，所以Iin越接近正弦波，谐振变换器的PF值就越高。但由图7可知，在图5所示谐振变换器中，Iin却为方波，所以图5所示谐振变换器的PF值较低。
为提高图5所示谐振变换器的PF值，本实施例在图5所示谐振变换器中接入了图1中示出的分流单元500，利用分流单元500对正向的谐振电流ILr进行分流。以图5所示谐振变换器中接入的是图2中示出的分流单元500为例，如图8所示，正向的谐振电流ILr一部分流过整流桥100(记为电流Idc)，另一部分流过分流单元500中的电容C1(记为电流Id)，ILr＝Idc+Id；分流单元500中的二极管D1用于截止正向的谐振电流ILr，即分流后的谐振电流Id流过电容C1，而不是二极管D1，同时，二极管D1为反向的谐振电流ILr提供通路。
在图8中，Id流过电容C1产生电压Vd，此时电容C1两端电压Vd、母线电容C2两端电压Vbus、整流桥100输出侧电压Vdc三者之间满足关系式Vd＝Vbus-Vdc。Vd、Vbus、Vdc的波形如图9所示。
分流单元500分流实际是高频电流，它的电流在工频周期下的包络线形状和Vd相同，又由于Idc＝ILr-Id，则工频周期下的Idc、IL(本实施例将工频周期下的谐振电流记为IL，与高频周期下的谐振电流ILr区分开)、Id、Iin的波形如图10所示，图10中的Iin虽然比图9中的Iin更接近正弦波，但由于Id的直流分量很大，所以Iin的波形相比正弦波仍有畸变。但观察图10可以发现，如果能够去除或减小Id的直流分量，则得到的Iin就越接近正弦波。
为去除或减小图10中Id的直流分量，本实施例注入补偿信号Ic到控制单元400，得到了如图11所示谐振变换器。注入补偿信号Ic会改变谐振变换器的工作频率，从而改变谐振电流ILr，而改变谐振变换器的工作频率不会改变Id(或Vd)的波形，所以，本实施例注入补偿信号Ic到控制单元400，使得所述谐振变换器的工作频率不仅与采样信号Is相关，还和补偿信号Ic相关；换句话说，控制单元400能够根据采样信号Is和补偿信号Ic控制谐振变换器的工作频率。具体的，注入的补偿信号Ic需满足：注入的补偿信号Ic能够使得谐振变换器的工作频率在谐振变换器输入电压过零点最高，而在谐振变换器输入电压峰值和谷值最低，从而使得谐振电流ILr在谐振变换器输入电压过零点最低，而在谐振变换器输入电压峰值和谷值最高，因此，工频周期下的谐振电流IL也在谐振变换器输入电压过零点最低，而在谐振变换器输入电压峰值和谷值最高，如图12所示。
参见图12，增加补偿信号Ic不改变分流单元500的电流波形，因此工频周期下流过分流单元500的电流Id波形不变，而增加补偿信号Ic之后工频周期下的谐振电流IL波形改变，所以流过整流桥100的电流Idc波形改变(由Idc＝IL-Id可知，Idc的直流分量减小)，此时加入补偿信号Ic之后整流桥100的输入电流Iin更加接近正弦波，因此图11所示谐振变换器的PF值更高，THD(TotalHarmonic Distortion，总谐波失真)更低。
其中，控制单元400可采用如图13所示拓扑结构，包括频率控制模块401和比较模块402；比较模块402以谐振变换器的输出参数的采样信号Is作为输入信号，用于将采样信号Is与预设的基准信号Vref作比较产生反馈信号；频率控制模块401的信号输出端连接开关单元200中的开关管的控制端，其以补偿信号Ic和比较模块402输出的反馈信号作为输入信号，一方面根据所述反馈信号控制开关单元200中谐振变换器的工作频率，使采样信号Is等于基准信号，另一方面根据补偿信号Ic控制开关单元200中的开关管的工作频率(开关单元200中的开关管的工作频率就是谐振变换器的工作频率)，以改善所述谐振变换器PF值和THD。
其中，频率控制模块401的输出结果可以是所述谐振变换器的工作频率的大小和补偿信号Ic的幅值正相关，也可以是所述谐振变换器的工作频率的大小和补偿信号Ic的幅值负相关。
当频率控制模块401的输出结果是所述谐振变换器的工作频率的大小和补偿信号Ic的幅值正相关时，补偿信号Ic的波形特征包括：补偿信号Ic的幅值在所述谐振变换器输入电压过零点处最高，在所述谐振变换器输入电压峰值和谷值处最低，补偿信号Ic的频率与所述谐振变换器输入电压频率相同。比如说，可以令补偿信号Ic的波形与Id(或Vd)相同或成正比，那么工频下的谐振电流IL的波形会变成如图12所示，此时Idc的直流分量减小，使得加入补偿信号Ic之后的Iin更加接近正弦波，从而提高PF值，降低THD。
当频率控制模块401的输出结果是所述谐振变换器的工作频率的大小和补偿信号Ic的幅值负相关时，补偿信号Ic的波形特征包括：补偿信号Ic的幅值在所述谐振变换器输入电压过零点处最低，在所述谐振变换器输入电压峰值和谷值处最高，补偿信号Ic的频率与所述谐振变换器输入电压频率相同。
由以上描述可知，本实施例通过为谐振变换器引入分流单元500来对正向谐振电流进行分流以及为反向谐振电流提供通路，从而使得谐振变换器输入电流由方波变为存在一定畸变的正弦波，并且本实施例通过引入补偿信号Ic来减小甚至消除这一畸变，从而使得电流谐振变换器输入电流更加接近正弦波，改善了谐振变换器PF值和THD。
这里需要说明的是，以上引入补偿信号Ic以改善谐振变换器的PF值的分析，是在默认谐振变换器输出功率恒定以及整流桥100的输入电压Vin不变的情况下做出的分析，此时设定的补偿信号Ic的大小可以是固定的。但考虑到实际上谐振变换器的输出功率以及Vin不可避免会发生变化，为提高系统自适应能力，本发明实施例在图11的基础上增加了补偿信号产生单元600，得到了如图2所示谐振变换器。
在如图2所示谐振变换器中，补偿信号产生单元600用于产生补偿信号Ic，并实时调整补偿信号Ic以适应谐振变换器的输出功率或Vin的变化，具体为，补偿信号产生单元600根据谐振变换器输出功率的减小或Vin的升高来增大补偿信号Ic的峰-峰值。所述补偿信号Ic的峰-峰值，是指补偿信号Ic在整个振荡过程中达到的最大值a与最小值b的差值，其中，a为补偿信号Ic在Vin过零点处的电压值，b为补偿信号Ic在Vin峰值和谷值处的电压值。从而，对于随谐振变换器输出功率的减小或Vin的升高所导致的谐振变换器输入电流畸变程度的加深，本实施例令补偿信号Ic的补偿程度越来越深，以使得谐振变换器的PF值始终满足要求。
也就是说，不论是当频率控制模块401的输出结果是所述谐振变换器的工作频率的大小和补偿信号Ic的幅值正相关还是负相关时，补偿信号Ic的波形特征还包括：随着Vin越大或者随着谐振变换器输出功率越小，补偿信号Ic的峰-峰值也越大。
下面，对图2所示谐振变换器中补偿信号产生单元600的拓扑结构进行举例说明，具体描述请参见下文1)-6)。
1)当频率控制模块401的输出结果是所述谐振变换器的工作频率的大小和补偿信号Ic的幅值正相关，且要求补偿信号产生单元600随谐振变换器输入电压的变化调整补偿信号Ic时，补偿信号产生单元600可以以与电容C1两端电压Vd相同或成正比的电压信号(记为V2)和母线电容C2两端电压Vbus作为输入，补偿信号产生单元600根据V2令补偿信号Ic的波形与Id(或Vd)相同或成正比，那么工频下的谐振电流IL的波形会变成如图12所示，同时补偿信号产生单元600根据Vbus调节补偿信号Ic，由于Vbus与Vin是相关的，所以根据Vbus调节补偿信号Ic，也就实现了实时调整补偿信号Ic以使其随着Vin变化，从而获得了上述具有波形特征的补偿信号Ic。
具体的，补偿信号产生单元600可采用如图14所示拓扑结构，包括反比电路601和取大值电路602，其中：反比电路601接收母线电容C2两端电压Vbus，产生与之负相关的第一电压信号V1；取大值电路602接收V1和与电容C1两端电压Vd相同或成正比的第二电压信号V2(Vd为整流桥10的负输出端子相对负母线的电压信号)，并择V1和V2中的较大值输出。
如图14所示拓扑结构下，V2的波形和Vd相同或成正比，V1的波形和Vbus负相关，即Vbus越大，V1越小，V1、V2和补偿信号Ic的波形如图15所示。补偿信号Ic在Vin过零点最大，因此Vin过零点处谐振变换器的工作频率fs越高，则此时Iin最小；补偿信号Ic在Vin峰值和谷值最小，因此Vin峰谷值处fs越小，则此时Iin最大；补偿信号Ic、工作频率fs、引入补偿信号Ic前的谐振变换器输入电流Iin’和引入补偿信号Ic后的谐振变换器输入电流Iin的关系如图16所示。
图14所示拓扑结构下，当Vin在最低点时，补偿信号Ic的峰-峰值最小可为0，即补偿信号Ic为一条直线。在一个具体的实施例中，为了得到幅值不变的补偿信号Ic，可以设定第一电压信号V1大于第二电压信号V2，通过取大值电路602取出补偿信号Ic＝V1，即补偿信号Ic不随着Vin过零点和峰谷值发生变化，此时，虽然补偿信号Ic会影响整个谐振变换器的工作频率，但对各个点的工作频率影响相同，因此不会对Iin波形造成影响。而随着Vin增加，V1减小，V2增大，补偿信号Ic的峰-峰值越大，如此设置，使得输入电压Vin增大时，输入电流Iin同样发生变化(更接近正弦波)，以防止Vin增大造成的PF值和THD恶化。
2)当频率控制模块401的输出结果是所述谐振变换器的工作频率的大小和补偿信号Ic的幅值正相关，且要求补偿信号产生单元600随谐振变换器输出功率的变化调整补偿信号Ic时，补偿信号产生单元600可以以谐振变换器输出参数(例如谐振变换器输出电压Vo和输出电流Io)以及与电容C1两端电压Vd相同或成正比的电压信号V2作为输入，补偿信号产生单元600根据V2令补偿信号Ic的波形与Id(或Vd)相同或成正比，那么工频下的谐振电流IL的波形会变成如图12所示，同时补偿信号产生单元600根据Vo、Io调节补偿信号Ic，由于Vo、Io与谐振变换器输出功率是相关的，所以根据Vo和Io调节补偿信号Ic，也就实现了实时调整补偿信号Ic以使其随着谐振变换器输出功率变化，从而获得了具有上述波形特征的补偿信号Ic。
具体的，补偿信号产生单元600可采用如图17所示拓扑结构，包括正比电路601和取大值电路602，其中：正比电路601接收谐振变换器输出参数，产生与谐振变换器输出参数正相关的第一电压信号V1；取大值电路602接收V1和与电容C1两端电压Vd相同或成正比的第二电压信号V2，并择V1和V2中的较大值输出。
3)当频率控制模块401的输出结果是所述谐振变换器的工作频率的大小和补偿信号Ic的幅值正相关，并且要求补偿信号产生单元600随Vin或谐振变换器输出功率的变化调整补偿信号Ic时，补偿信号产生单元600可以采用如图18所示拓扑结构，包括反向补偿运放电路601以及取大值电路602，其中：
Vbus的采样信号输入到反向补偿运放电路601的反向输入端，谐振变换器输出参数(例如谐振变换器输出电压Vo和输出电流Io)的采样信号输入到反向补偿运放电路601的同向输入端，反向补偿运放电路601的输出信号为第一电压信号V1；取大值电路602接收V1和与电容C1两端电压Vd相同或成正比的第二电压信号V2，并择V1和V2中的较大值输出。
当谐振变换器输出功率最大且谐振变换器输入电流最低时，V1最大，设此时V1＝V1max≥V2，如图19所示，此时补偿信号Ic如Ic1所示为一个直流信号，补偿信号Ic对谐振变换器输入电流波形不产生影响。随着Vo的增大和/或Vin的减小，V1越来越小，而V2仅随着Vin的减小而减小，所以Ic＝max(V1，V2)，如Ic2所示，且随着Vo的增大和/或Vin的减小，△I越来越大，即补偿信号Ic的峰-峰值越来越大，即补偿程度越来越深。
上述1)-3)中，兼顾了谐振变换器输出功率和输入电压对PF值的影响，使得各种输入和输出情况下，PF值都保持在较高值。
4)当频率控制模块401的输出结果是所述谐振变换器的工作频率的大小和补偿信号Ic的幅值负相关，且要求补偿信号产生单元600随Vin的变化调整补偿信号Ic时，补偿信号产生单元600可以采用如图20所示拓扑结构，包括正比电路601和取小值电路602，其中：
正比电路601接收母线电容C2两端电压Vbus，产生与之正相关的第一电压信号V1；取小值电路602接收V1和与整流桥100输出侧电压Vdc正相关的第二电压信号V2，并择V1和V2中的较小值输出。V1、V2和补偿信号Ic的波形如图21所示。
5)当频率控制模块401的输出结果是所述谐振变换器的工作频率的大小和补偿信号Ic的幅值负相关，且要求补偿信号产生单元600随谐振变换器输出功率的变化调整补偿信号Ic时，补偿信号产生单元600可以采用如图22所示拓扑结构，包括反比电路601和取小值电路602，其中：反比电路601接收谐振变换器输出参数(例如谐振变换器输出电压Vo和输出电流Io)，产生与谐振变换器输出参数负相关的第一电压信号V1；取小值电路602接收V1和与整流桥100的输出侧电压Vdc正相关的第二电压信号V2，并择V1和V2中的较小值输出。
6)当频率控制模块401的输出结果是所述谐振变换器的工作频率的大小和补偿信号Ic的幅值负相关，且要求补偿信号产生单元600随Vin或谐振变换器输出功率的变化调整补偿信号Ic时，补偿信号产生单元600可以采用如图23所示拓扑结构，包括同向补偿运放电路601和取小值电路602，其中：
Vbus的采样信号输入到同向补偿运放电路601的同向输入端，谐振变换器输出参数(例如谐振变换器输出电压Vo和输出电流Io)的采样信号输入到同向补偿运放电路601的反向输入端，同向补偿运放电路601的输出信号为第一电压信号V1；取小值电路602接收V1和与整流桥100的输出侧电压Vdc正相关的第二电压信号V2，并择V1和V2中的较小值输出。
上述4)-6)中，同样兼顾了谐振变换器输出功率和输入电压对PF值的影响，使得各种输入和输出情况下，PF值都保持在较高值。
综上所述，本发明通过为谐振变换器引入分流单元来对正向谐振电流进行分流以及为反向谐振电流提供通路，从而使谐振变换器输入电流由方波变为存在一定畸变的正弦波，并通过引入补偿信号来减小甚至消除这一畸变，从而使得电流谐振变换器输入电流更加接近正弦波，改善了谐振变换器的PF值。而且，本发明实时调整所述补偿信号以适应谐振变换器输出功率或谐振变换器输入电流的变化，以使得在环境变化时谐振变换器的PF值始终满足要求。
最后需要说明的是，谐振网络300工作模式的切换以及谐振网络300和分流单元500拓扑类型的改变，都不会改变上述技术效果的实现，其分析原理相同，此处不再一一赘述。
本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。
在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。
对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明实施例的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明实施例将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (10)

1.一种谐振变换器，其特征在于，包括整流桥、母线电容、开关单元、谐振网络、控制单元、分流单元和补偿信号产生单元，其中：
所述整流桥的正输出端子连接所述母线电容的一端；
所述开关单元的输入侧并联所述母线电容；
所述开关单元的输出端子连接所述谐振网络的正输入端子；
所述谐振网络的负输入端子连接所述整流桥的负输出端子；
所述分流单元连接在所述谐振网络的负输出端子与所述母线电容之间，用于对正向的谐振电流进行分流以及为反向的谐振电流提供通路；
所述控制单元接收补偿信号和表征所述谐振变换器的输出参数的采样信号，并根据所述补偿信号和所述采样信号产生驱动控制信号，所述驱动控制信号输出至所述开关单元中的开关管的控制端；其中，所述补偿信号为指示所述控制单元升高所述谐振变换器在所述整流桥输入电压过零点处的工作频率、降低所述谐振变换器在所述整流桥输入电压峰值和谷值处的工作频率的信号；
所述补偿信号产生单元用于根据谐振变换器输出功率的减小或所述整流桥输入电压的升高来增大所述补偿信号的峰-峰值。
2.根据权利要求1所述的谐振变换器，其特征在于，所述控制单元包括频率控制模块和比较模块，其中：
所述比较模块接收所述采样信号，用于将所述采样信号与预设的基准信号作比较产生反馈信号；
所述频率控制模块接收所述反馈信号和所述补偿信号，用于根据所述反馈信号和所述补偿信号产生驱动控制信号。
3.根据权利要求2所述的谐振变换器，其特征在于，所述频率控制模块的输出结果为所述谐振变换器的工作频率的大小和所述补偿信号的幅值正相关。
4.根据权利要求3所述的谐振变换器，其特征在于，所述补偿信号产生单元包括反比电路和取大值电路，其中：
所述反比电路接收所述母线电容两端电压，产生与之负相关的第一电压信号；
所述取大值电路接收所述第一电压信号和与所述整流桥的负输出端子相对负母线的电压信号相同或成正比的第二电压信号，并择所述第一电压信号和所述第二电压信号中的较大值输出。
5.根据权利要求3所述的谐振变换器，其特征在于，所述补偿信号产生单元包括正比电路和取大值电路，其中：
所述正比电路接收所述谐振变换器的输出参数，产生与所述谐振变换器的输出参数正相关的第一电压信号；
所述取大值电路接收所述第一电压信号和与所述整流桥的负输出端子相对负母线的电压信号相同或成正比的第二电压信号，并择所述第一电压信号和所述第二电压信号中的较大值输出。
6.根据权利要求3所述的谐振变换器，其特征在于，所述补偿信号产生单元包括反向补偿运放电路和取大值电路，其中：
所述母线电容两端电压的采样信号输入到所述反向补偿运放电路的反向输入端，所述谐振变换器的输出参数的采样信号输入到所述反向补偿运放电路的同向输入端，所述反向补偿运放电路的输出信号为第一电压信号；
所述取大值电路接收所述第一电压信号和与所述整流桥的负输出端子相对负母线的电压信号相同或成正比的第二电压信号，并择所述第一电压信号和所述第二电压信号中的较大值输出。
7.根据权利要求2所述的谐振变换器，其特征在于，所述频率控制模块的输出结果为所述谐振变换器的工作频率的大小和所述补偿信号的幅值负相关。
8.根据权利要求7所述的谐振变换器，其特征在于，所述补偿信号产生单元包括正比电路和取小值电路，其中：
所述正比电路接收所述母线电容两端电压，产生与之正相关的第一电压信号；
所述取小值电路接收所述第一电压信号和与所述整流桥的输出侧电压正相关的第二电压信号，并择所述第一电压信号和所述第二电压信号中的较小值输出。
9.根据权利要求7所述的谐振变换器，其特征在于，所述补偿信号产生单元包括反比电路和取小值电路，其中：
所述反比电路接收所述谐振变换器的输出参数，产生与所述谐振变换器的输出参数负相关的第一电压信号；
所述取小值电路接收所述第一电压信号和与所述整流桥的输出侧电压正相关的第二电压信号，并择所述第一电压信号和所述第二电压信号中的较小值输出。
10.根据权利要求7所述的谐振变换器，其特征在于，所述补偿信号产生单元包括同向补偿运放电路和取小值电路，其中：
所述母线电容两端电压的采样信号输入到所述同向补偿运放电路的同向输入端，所述谐振变换器的输出参数的采样信号输入到所述同向补偿运放电路的反向输入端，所述同向补偿运放电路的输出信号为第一电压信号；
所述取小值电路接收所述第一电压信号和与所述整流桥的输出侧电压正相关的第二电压信号，并择所述第一电压信号和所述第二电压信号中的较小值输出。
CN201710703586.1A 2017-08-16 2017-08-16 一种谐振变换器 Active CN107257195B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201710703586.1A CN107257195B (zh) 2017-08-16 2017-08-16 一种谐振变换器

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201710703586.1A CN107257195B (zh) 2017-08-16 2017-08-16 一种谐振变换器

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN107257195A true CN107257195A (zh) 2017-10-17
CN107257195B CN107257195B (zh) 2023-08-18

Family

ID=60026810

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201710703586.1A Active CN107257195B (zh) 2017-08-16 2017-08-16 一种谐振变换器

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN107257195B (zh)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112234802A (zh) * 2020-09-23 2021-01-15 上海誉腾电源设备有限公司 Hfdc高频电源的谐振频率控制方法及其系统
TWI796419B (zh) * 2018-02-12 2023-03-21 加拿大商推動力股份有限公司 具有多模式啟動之開關模式電力控制器

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102843039A (zh) * 2012-09-18 2012-12-26 英飞特电子（杭州）股份有限公司 一种控制电路及具有该控制电路的恒流源电路
US20140140113A1 (en) * 2012-11-19 2014-05-22 Apple Inc. Ac-dc resonant converter that provides high efficiency and high power density
WO2015143612A1 (en) * 2014-03-24 2015-10-01 Redisem Ltd. Power converter circuit and method thereof
CN106787675A (zh) * 2016-12-28 2017-05-31 成都芯源系统有限公司 具有功率因数校正功能的谐振变换器及其控制器
CN207339644U (zh) * 2017-08-16 2018-05-08 英飞特电子（杭州）股份有限公司 一种谐振变换器

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102843039A (zh) * 2012-09-18 2012-12-26 英飞特电子（杭州）股份有限公司 一种控制电路及具有该控制电路的恒流源电路
US20140140113A1 (en) * 2012-11-19 2014-05-22 Apple Inc. Ac-dc resonant converter that provides high efficiency and high power density
WO2015143612A1 (en) * 2014-03-24 2015-10-01 Redisem Ltd. Power converter circuit and method thereof
CN106664770A (zh) * 2014-03-24 2017-05-10 雷迪半导体有限公司 电源转换器电路及其方法
CN106787675A (zh) * 2016-12-28 2017-05-31 成都芯源系统有限公司 具有功率因数校正功能的谐振变换器及其控制器
CN207339644U (zh) * 2017-08-16 2018-05-08 英飞特电子（杭州）股份有限公司 一种谐振变换器

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI796419B (zh) * 2018-02-12 2023-03-21 加拿大商推動力股份有限公司 具有多模式啟動之開關模式電力控制器
US11870350B2 (en) 2018-02-12 2024-01-09 Appulse Power Inc. Switched-mode power controller with multi-mode startup
CN112234802A (zh) * 2020-09-23 2021-01-15 上海誉腾电源设备有限公司 Hfdc高频电源的谐振频率控制方法及其系统

Also Published As

Publication number Publication date
CN107257195B (zh) 2023-08-18

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN106877676B (zh) 一种双向谐振变换电路、变换器及其控制方法
De Simone et al. Design-oriented steady-state analysis of LLC resonant converters based on FHA
CN101247072B (zh) 电压调节电路
Chen et al. Analysis and design of SEPIC converter in boundary conduction mode for universal-line power factor correction applications
CN100499343C (zh) 基于正激变换器的交-交型三电平交-交变换器
CN101621247B (zh) 一种功率因数校正电路
CN102946196B (zh) 高功率因数恒流驱动电路及恒流装置
CN102931828B (zh) 功率因数校正电路及改善功率因数的方法
CN110365205A (zh) 一种高效率图腾柱无桥pfc整流器控制方法
O'Sullivan et al. A family of single-stage resonant AC/DC converters with PFC
CN109687716A (zh) 一种串并联无缝转换的谐振变换器
CN104852567A (zh) 一种软开关图腾柱无桥功率因素校正电路
CN105162319B (zh) 零电压开关准谐振高增益直流升压变换器
CN206807298U (zh) 一种双向谐振变换电路和变换器
CN106787768A (zh) 一种双向全桥谐振直流/直流变换器及其控制方法
CN102427293A (zh) 一种低输出纹波的并联功率因数校正变换控制方法及其装置
CN106961222A (zh) 一种dc‑dc谐振变换器
CN114301313A (zh) 一种无输入储能电感隔离谐振软开关型三相pfc变换器及其控制方法
CN112311222A (zh) 一种基于复合预测电流控制的改进型无桥dbpfc变换器及控制方法
CN107257195A (zh) 一种谐振变换器
CN209030101U (zh) 一种基于Boost反激升压电路的能量回馈装置
CN114649942A (zh) 一种交错并联集成Buck-Boost LLC电路拓扑的变换器
CN104852564A (zh) 非线性转换比功率因数转换器
US11152849B2 (en) Soft-switching, high performance single-phase AC-DC converter
CN207304371U (zh) 一种谐振变换器

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant