CN204290733U - 基于llc拓扑的超宽输出电压范围充电机 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了基于LLC拓扑的超宽输出电压范围充电机，包括LLC谐振变换器和控制电路，LLC谐振变换器包括由MOSFET全桥变换电路组成的开关网络，开关网络的输入端与电源输入端相连，输出端与谐振网路的输入端相连，谐振网路的输出端与变压器的漏感相连，变压器的副边线圈与整流滤波网络相连；控制电路包括控制单元，控制单元根据接收的LLC谐振变换器的输入端及输出端的信号控制MOSFET全桥变换电路的MOS管的开关，使LLC谐振变换器能在全电压范围内实现原边开关管的零电压导通，副边整流二极管的零电流关断。本实用新型输出电压宽，不受充电对象输入电压范围的限制，可以为各种新能源电动汽车充电。

Description

基于LLC拓扑的超宽输出电压范围充电机

技术领域

本实用新型涉及一种全桥LLC谐振变换电路，尤其涉及一种基于LLC拓扑的超宽输出电压范围充电机。

背景技术

为解决汽车尾气带来的环境污染问题，必须加快推进新能源电动汽车的产业化及充电站的设施建设，充电桩的建设必须满足体积小、功率密度大、效率高等要求，以缩短电池充电时间并降低成本。而LLC谐振变换器技术具有高频、高效、集成化、模块化等优势，进而在新能源电动汽车充电机中得到应用研究。

LLC全桥谐振变换器能够在全负载范围内能实现软开关，目前，充电机大都采用移相全桥技术，LLC谐振变换器与移相全桥变换器相比，不仅能够使原边开关管实现ZVS，而且能使副边整流二极管实现ZCS，大大降低了开关损耗，提高了充电机的充电效率。

但就目前新能源电动汽车充电机的研究应用而言，还有很多需要解决的问题，特别是充电机的输出电压范围和充电机的开关损耗等技术问题，具体表现在一下两个方面：

1、充电机输出电压的局限性。充电机输出电压范围窄，只能为特定汽车充电。例如电动大巴的输入电压范围为400V—750V，而电动乘用车的充电压范围是200V—450V，两者的充电机不能通用。

2、整流二极管不能在全范围内实现ZCS。副边整流二极管存的反向恢复问题，使整流电压振荡，由此引起的损耗会严重限制充电机的效率。

实用新型内容

为解决现有技术存在的不足，本实用新型公开了一种基于LLC拓扑的超宽输出电压范围充电机及控制方法，基于LLC拓扑的超宽输出电压范围充电机，输出电压范围为200—700V，该充电机采用DSP控制，能够在全输出电压范围内实现原边开关管零电压导通、副边整流二极管零电流关断，从而大大提高了充电效率，输出电压范围宽，不仅能够对电动大巴的充电，也能为电动乘用车充电。

为实现上述目的，本实用新型的具体方案如下：

基于LLC拓扑的超宽输出电压范围充电机，包括LLC谐振变换器和控制电路，LLC谐振变换器包括由MOSFET全桥变换电路组成的开关网络，开关网络的输入端与电源输入端相连，输出端与谐振网路的输入端相连，谐振网路的输出端与变压器的漏感相连，变压器的副边线圈与整流滤波网络相连；

所述控制电路包括控制单元，采样模块采集LLC谐振变换器的输入端及输出端的电压及电流信号经A/D模块转换后传送至控制单元，控制单元根据接收的LLC谐振变换器的输入端及输出端的信号控制MOSFET全桥变换电路的MOS管的开关，使LLC谐振变换器能在全电压范围内实现原边开关管的零电压导通，副边整流二极管的零电流关断。

所述整流滤波网络包括由二极管组成的全桥整流电路及与全桥整流电路相并联的滤波电容。

所述谐振网路包括相串联的谐振电容及谐振电感和励磁电感，励磁电感与变压器的漏感相并联。

所述全桥变换电路包括Q1-Q4四个MOS管，D1-D4与C1-C4分别为相应MOS管的体二极管和寄生电容。

所述控制单元为DSP控制单元，采用TMS320F2808作为控制芯片。

基于LLC拓扑的超宽输出电压范围充电机的控制方法，包括：

LLC谐振变换器输出电压经电压外环控制，跟随参考电压；当负载变大，输出电流达到限定值时，LLC谐振变换器的控制转变为电流内环控制；负载减小时，输出电流小于输出限流，控制自动转换为电压外环控制，对LLC谐振变换器的输入端及输出端的采样信号经隔离后，送人DSP的A/D入口，通过与设定的输出电压的参考值比较，控制单元通过PI控制调节MOS开关驱动波形频率；

LLC谐振变换器电路参数选定后，LLC谐振变换器的变压器变比为一恒值，输出电压与输入电压呈比例，在U_{o_min}—U_{o1_max}范围内，开关频率固定，通过调节输入电压，使输出电压线性变化；，当输出电压在U_{o1_max}—U_{o_max}之间变化时，采用双脉冲触发方式，两脉冲信号间存在死区时间，通过调节脉冲信号的频率，稳定输出电压。

在触发MOS管之前，谐振电流i_r使寄生电容放电，体二极管导通，谐振电流滞后于谐振变换器输入电压V_in，全桥变换电路的Q1、Q4采用同一触发脉冲，Q2、Q3采用同一触发脉冲，且Q1与Q2互补导通；两触发信号之间有设定的死区时间。

LLC谐振变换器的输出电压采用分段控制，包括输入电压控制和变频控制；

所述输入电压控制是指LLC谐振变换器的输入电压在380—400V范围内线性变化时，使LLC谐振变换器输出电压随之线性变化；

所述变频控制是指：当LLC谐振变换器输入电压达到额定输入电压时，控制方式转变为调频控制，通过控制单元使LLC谐振变换器的输出电压增益随着开关频率的降低而增加，在谐振频率点处，LLC谐振变换器的效率最高，在LLC谐振变换器输出电压U_o＝U_o1-max时，使LLC谐振变换器工作在谐振频率点f_r处，当LLC谐振变换器输出电压需要升高时，通过降低开关频率来稳定输出电压，U_o1-max为输出电压最大值。

所述输入电压控制，输出电压最大值通过如下关系式计算：

$U_{o1-\max }=\frac{V_{\mathrm{in}\_\mathrm{nom}}}{V_{\mathrm{in}\_\min }}\·U_{o\_\min }---\left(6\right)$

式(6)中，V_{in_nom}为输入额定电压，V_{in_min}为输入最低电压，U_{o_min}为最低输出电压。

所述LLC谐振变换器存在两个谐振频率，谐振频率f_r及谐振频率f_m：

谐振电感L_r与谐振电容C_r构成的谐振频率f_r：

$f_r=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{L_r\underset{}{\·C_r}}}---\left(1\right)$

谐振电感L_r、励磁电感L_m与谐振电容C_r构成的谐振频率f_m：

$f_m=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{(L_r+L_m)\·C_r}}---\left(2\right).$

当LLC谐振变换器的工作区间为开关频率小于谐振频率f_r的ZVS区时，原边开关管导通前，两端电压已经降为零，实现了零电压开通。

LLC谐振变换器工作在感性区，励磁电流的峰值在死区时间内将即将开通的MOS管的结电容放电，电压降为零；同时对已关断的开关管结电容充电，所以，应该满足如下的励磁电流与死区时间的关系

$I_{\mathrm{rk}}\≥\frac{2V_{\mathrm{in}}{C}_j}{t_{\mathrm{dead}}}---\left(5\right)$

式(5)中，C_j为MOS管结电容，t_dead为死区时间。

在全电压范围内能够实现原边开关管的零电压导通，副边整流二极管的零电流关断且无反向恢复问题。充电机主要由MOSFET开关电路、谐振电路、变压器、整流电路、控制电路组成。MOSFET开关管在导通前，其结电容电压在死区时间内被励磁电流放电至零电压，从而实现开关管的零电压导通，大大降低了开通损耗。

谐振电路由谐振电容、谐振电感、励磁电感组成，变压器的励磁电感和漏感被充分利用，有效的减小了谐振变换器的体积。所述的谐振电路存在两个谐振频率：谐振电容与谐振电感构成的谐振频率f_m和谐振电容、谐振电感及励磁电感构成的谐振频率f_r。

整流电路为全桥整流电路，与全波整流电路相比，二次侧只有一个绕组，不存在绕组间匹配问题，控制电路以TMS320F2808作为控制芯片，采用了两种不同的控制策略：输入电压控制和调频控制。输入电压控制是开关频率固定不变，输出与输入成比例关系，通过线性调节输入电压，从而调节输出电压。当输入电压达到额定值时，控制方式转变为调频控制，采样电路得到的采样信号经隔离后输入DSP相应管脚进行数模转换，DSP对数字量进行PI运算，然后控制输出驱动脉冲的频率。

本实用新型的有益效果：

1、本实用新型在超宽电压输出范围内，都能使原边开关管实现ZVS，副边整流二极管实现ZCS，无反向恢复问题，有效的降低了开关损耗，避免了移相全桥不能在整个输出范围内实现二极管ZCS的难题。

2、本实用新型采用全桥整流电路，与全波整流相比，变压器副边只需要一个绕组，没有绕组间的匹配问题。

3、本实用新型输出电压宽，不受充电对象输入电压范围的限制，可以为各种新能源电动汽车充电。

附图说明

图1是本实用新型的基于LLC拓扑的超宽输出电压范围充电机的原理图；

图2是本实用新型的输入阻抗等效电路图；

图3是本实用新型的电压增益特性图；

图4是本实用新型的工作波形图；

图5是本实用新型的系统框图；

图6为本实用新型的闭环控制原理图；

图7为本实用新型的DSP程序功能框图。

具体实施方式：

下面结合附图对本实用新型进行详细说明：

如图1所示，为本实用新型的基于LLC拓扑的超宽输出电压范围谐振变换器原理图，MOS管Q1-Q4构成全桥逆变电路，D1-D4与C1-C4各为相应MOS管的体二极管和寄生电容；谐振电容Cr、谐振电感Lr(包含变压器的漏感)、励磁电感Lm构成谐振网络，变压器副边二极管D5-D8组成全桥整流，Cf为滤波电容，RL为负载。Q1、Q4采用同一触发脉冲，Q2、Q3采用同一触发脉冲，且Q1与Q2互补导通；两触发信号之间有一定死区时间，一是防止每个桥臂上下开关管直通，二是为实现MOS管的ZVS提供条件。LLC拓扑的超宽输出电压范围谐振变换器存在两个谐振频率：

谐振电感L_r与谐振电容C_r构成的谐振频率

$f_r=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{L_r\·C_r}}---\left(1\right)$

谐振电感L_r、励磁电感L_m与谐振电容C_r构成的谐振频率

$f_m=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{(L_r+L_m)\·C_r}}---\left(2\right)$

为了使变换器的效率达到最高，必须保证变换器在全负载范围内实现ZVS。对于MOS管的零电压开通，谐振电流必须滞后于输入电压，在触发相应MOS管之前，谐振电流使寄生电容放电，体二极管导通，为实现ZVS做好准备。因此，输入阻抗必须为感性。

如图2所示，为本实用新型的输入阻抗的等效电路，输入阻抗

$Z_{\mathrm{in}}\left(s\right)=s{L}_r+\frac{1}{s{C}_r}+\frac{s{L}_m\·R_e}{R_e+s{L}_m}---\left(3\right)$

当f_s＞f_r时，a、b两点之间阻抗呈感性；励磁电感L_m与负载并联后，b、c之间阻抗呈感性，所以，a、c两端输入阻抗的性质为感性；当f_s＝f_r时，谐振电感L_r与谐振电容C_r串联谐振，阻抗为零，b、c间阻抗不变，仍为感性，所以，a、c两端输入阻抗的性质也为感性；当f_s＜f_r时，a、b两点之间阻抗性质变为容性；励磁电感L_m与负载并联后，b、c之间阻抗呈感性，此时，a、c间输入阻抗的性质由开关频率和负载的大小决定。负载不变，开关频率越接近谐振频率，输入阻抗越容易表现为感性；开关频率偏离谐振频率时，输入阻抗易表现为容性。频率一定而负载变化时，负载越轻，输入阻抗越易呈感性，负载越重，输入阻抗越易表现为容性。可以通过输入阻抗虚部确定输入阻抗的性质。

式(3)中，副边等效电阻 $R_e=\frac{8n^2}{{\mathrm{\π}}^2}\frac{V_o}{I_o}=\frac{{8n}^2}{{\mathrm{\π}}^2}\·R_L---\left(4\right)$

式(4)中，n为变压器匝数比。

变换器工作在感性区并不能完全保证开关管实现ZVS，励磁电流的峰值必须在死区时间内将即将开通的MOS管的结电容放电，电压降为零；同时对已关断的开关管结电容充电。所以，应该满足如下的励磁电流与死区时间的关系

$I_{\mathrm{rk}}\≥\frac{2V_{\mathrm{in}}{C}_j}{t_{\mathrm{dead}}}---\left(5\right)$

式(5)中，C_j为MOS管结电容，t_dead为死区时间.

如图3所示，为本实用新型的电压增益特性图。由图可以看出，当谐振频率等于开关频率时，电压增益始终为1，不因负载的变化而变化；增益区间可划分为ZCS区和ZVS区，但在开关频率大于谐振频率f_r时，原边开关管关断电流较大，关断损耗严重，并且二次侧整流二极管存在反向恢复问题。

当LLC谐振变换器的工作区间为开关频率小于谐振频率的ZVS区时，其工作波形如图4所示，工作在此区间内，原边开关管导通前，两端电压已经降为零，实现了零电压开通，副边整流二极管不存在反向恢复问题。

如图5所示，为本实用新型的系统电路框图，控制单元采用TMS320F2808作为控制芯片，为了实现良好的输出特性，输出电压采用分段控制策略：输入电压控制和变频控制。

输入电压控制：输入电压在380—400V范围内线性变化时，使输出电压随之线性变化，此阶段输出电压最大值可已通过如下关系式计算

$U_{o1-\max }=\frac{V_{\mathrm{in}\_\mathrm{nom}}}{V_{\mathrm{in}\_\min }}\·U_{o\_\min }---\left(6\right)$

式(6)中，V_{in_nom}为输入额定电压，V_{in_min}为输入最低电压，U_{o_min}为最低输出电压。

变频控制：当输入电压达到额定输入电压时，控制方式转变为调频控制，根据工作原理可知，谐振变换器的输出电压增益随着开关频率的降低而增加，在谐振频率点处，谐振变换器的效率最高。在输出电压U_o＝U_o1-max时，使变换器工作在谐振频率点f_r处，当输出电压要求升高时，可以降低开关频率来稳定输出电压。

如图6所示，为本实用新型的双闭环控制框图，采用电压外环、电流内环控。输出电压经电压外环控制，跟随参考电压；当负载变大，输出电流达到限定值时，控制转变为电流内环控制；负载减小时，输出电流小于输出限流，控制自动转换为电压外环控制。采样信号经隔离后，送人DSP的A/D入口，通过与参考值比较、PI控制，调节驱动波形频率。

如图7所示，为本实用新型的DSP程序功能框图，系统控制主程序首先对系统级各个功能单元初始化，使能中断后，主程序开始循环等待中断。

Claims (5)

1.基于LLC拓扑的超宽输出电压范围充电机，其特征是，包括LLC谐振变换器和控制电路，LLC谐振变换器包括由MOSFET全桥变换电路组成的开关网络，开关网络的输入端与电源输入端相连，输出端与谐振网路的输入端相连，谐振网路的输出端与变压器的漏感相连，变压器的副边线圈与整流滤波网络相连；

所述控制电路包括控制单元，采样模块采集LLC谐振变换器的输入端及输出端的电压及电流信号经A/D模块转换后传送至控制单元，控制单元根据接收的LLC谐振变换器的输入端及输出端的信号控制MOSFET全桥变换电路的MOS管的开关，使LLC谐振变换器能在全电压范围内实现原边开关管的零电压导通，副边整流二极管的零电流关断。

2.如权利要求1所述的基于LLC拓扑的超宽输出电压范围充电机，其特征是，所述整流滤波网络包括由二极管组成的全桥整流电路及与全桥整流电路相并联的滤波电容。

3.如权利要求1所述的基于LLC拓扑的超宽输出电压范围充电机，其特征是，所述谐振网路包括相串联的谐振电容及谐振电感和励磁电感，励磁电感与变压器的漏感相并联。

4.如权利要求1所述的基于LLC拓扑的超宽输出电压范围充电机，其特征是，所述全桥变换电路包括Q1-Q4四个MOS管，D1-D4与C1-C4分别为相应MOS管的体二极管和寄生电容。

5.如权利要求1所述的基于LLC拓扑的超宽输出电压范围充电机，其特征是，所述控制单元为DSP控制单元。