CN105515366B

CN105515366B - 一种用于lcc谐振dc‑dc变换器的混合控制方法

Info

Publication number: CN105515366B
Application number: CN201610003348.5A
Authority: CN
Inventors: 赵剑锋; 朱朱; 高铁峰; 张松波; 张森
Original assignee: Southeast University
Current assignee: Southeast University
Priority date: 2016-01-04
Filing date: 2016-01-04
Publication date: 2018-01-12
Anticipated expiration: 2036-01-04
Also published as: CN105515366A

Abstract

本发明公开了一种用于LCC谐振DC‑DC变换器的混合控制方法，通过采集变换器的输入电压V_i、输出电压V_o和输出电流i_o获得反馈信号：当变换器的目标输出电压小于额定输出电压V_oN的一半时，变换器采用定频移相控制模式进行控制；否则，变换器采用定频不对称电压控制模式进行控制；其中，额定输出电压V_oN取决于LCC谐振DC‑DC变换器的输入电压V_i和负载情况。本发明采用定频控制，输出滤波器设计简单，EMI性能好。对输入电压进行采样反馈提高了谐振变换器应对输入电压变化的适应性能。采用混合控制模式相对于普通移相控制使得谐振变换器可以以较低的开关频率实现软开关，提高了转换效率。

Description

一种用于LCC谐振DC-DC变换器的混合控制方法

技术领域

本发明涉及一种用于LCC谐振DC-DC变换器的不对称混合控制方法，属于谐振功率变换器技术。

背景技术

LCC谐振变换器作为一种谐振型DC/DC变换器，广泛应用在高压直流电源、分布式电源、电动汽车快速充电以及未来电网中的大容量储能系统等领域。其中，谐振变化器是是发电系统与电能存储元件之间的纽带，是储能系统的核心部分。为了进一步提高功率密度、缩减成本和体积以适应上述应用领域，谐振变换器转换效率的提升成为研究热点之一。

这些应用中通常加入变压器以满足升压和隔离的需要，同时也不可避免地在电路中引入变压器的寄生参数。串并联谐振变换器能消除变压器寄生参数的影响，利用电感、电容的自然谐振实现软开关，降低器件的开关损耗。作为一种三元件谐振型变换器，串并联谐振变换器拥有比其他二元件谐振变换器如串联谐振变换器、并联谐振变换器更好的负载调节能力和开路、短路适应性。

LCC谐振变换器的控制是通过对逆变器门极驱动信号的控制实现的，其控制方式分为三类：定频控制，变频控制，最优控制。变频的工作方式可以拥有较大的输出范围，但其也有很多缺点，例如使噪音的频谱增加，增加了控制电磁干扰的难度，同时使电压滤波更复杂并降低了磁感应器件利用率。而工作频率提高使功率因数下降并产生环流降低工作效率。最优控制具有良好的鲁棒性，当稳态运行点发生变化时，控制器仍然有良好的响应速度。其缺点是需要测量系统所有的状态变量，性能效果依赖于对被控系统的准确建模，同时其结构也过于复杂。在实际工程应用中，采用较多的是定频控制，在确定系统输入输出范围的前提下，通过建立稳态运行模型，忽略高频分量的影响近似的带线性化的状态方程，最终确定以移相角或占空比为控制量的开环或闭环控制器。尽管定频控制有很多优点，但是从实现软开关的角度，该控制方法为了保证谐振变换器能在较大范围内实现软开关，必须使谐振变换器运行在较高的开关频率下，损耗较大。

中国专利CN201310301554.0提出了一种LLC谐振变换器轻负载控制方法及装置。该方法通过判断负载进行选择控制方法，轻载时进行定频脉宽控制；非轻载时进行变频控制，可以解决零电压的环境丧失问题。但是其没有实现完全的定频控制，并且相对来说定频频率比较高，损耗较大。

发明内容

发明目的：为了克服现有技术中存在的不足，本发明提供一种用于LCC谐振DC-DC变换器的不对称混合控制方法，在保证输出功率范围的同时，可以在更大的范围实现开关管ZVS控制并且保持较低的开关频率，提高了效率。

技术方案：为实现上述目的，本发明采用的技术方案为：

一种用于LCC谐振DC-DC变换器的混合控制方法，通过采集变换器的输入电压V_i、输出电压V_o和输出电流i_o获得反馈信号：当变换器的目标输出电压小于额定输出电压V_oN的一半时，变换器采用定频移相控制模式进行控制；否则，变换器采用定频不对称电压控制模式进行控制；其中，额定输出电压V_oN取决于LCC谐振DC-DC变换器的输入电压V_i和负载情况。采用定频不对称电压控制模式虽然可以保证以较低的频率实现零电压开关，但是该控制模式下的输出电压范围有限，不能输出对应实时条件下额定输出电压的一半及以下；当需要输出电压在对应实时条件下额定输出电压的一半及以上时，切换到定频移相控制模式，定频移相控制模式实现零电压开关没有定频不对称电压控制模式宽松，但是输出电压范围较大。

优选的，所述变换器的输入电压V_i通过电压传感器采集获得，负载情况根据变换器的输出电压V_o和输出电流i_o计算获得，额定输出电压V_oN根据主电路参数、输入电压、负载情况和开关频率计算获得，其中，K为变压器变比，θ为一个开关周期内副边整流桥的导通角，H(s)为开关管桥臂到输出之间的传递函数。

优选的，所述定频移相控制模式和定频不对称电压控制模式中，采用的开关频率根据初始负载情况和主电路参数计算获得，并相对计算值保留设计裕量，设计裕量需确保定频不对称电压控制模式在任意控制角情况下均能实现开关管的零电压开关。通过理论分析可知，在固定负载情况和输入电压的情况下，定频移相控制模式在任意情况下都对应着一个最低开关频率以保证开关管能实现零电压开关；因此选取其中最大的开关频率，并保持一定裕量，可以保证在定频不对称电压控制模式下的任意控制角，开关管均能实现零电压开关。

为了保证控制模式切换的稳定性，设置一个切换区间防止干扰造成控制模式之间的错误切换，造成系统不稳定，具体方式为：所述定频移相控制模式和定频不对称电压控制模式之间的切换存在缓冲区：当变换器从定频移相控制模式进入缓冲区时，在缓冲区采用定频移相控制模式；当变换器从定频不对称电压控制模式进入缓冲区时，在缓冲区采用定频不对称电压控制模式；缓冲区的区间范围为0.45V_oN～0.55V_oN，即：当变换器需要从定频移相控制模式变换到定频不对称电压控制模式时，首先从定频移相控制模式进入缓冲区，当变换器的目标输出电压大于0.55V_oN时则从缓冲区变换到定频不对称电压控制模式，当变换器的目标输出电压小于0.45V_oN时则返回定频移相控制模式；当变换器需要从定频不对称电压控制模式变换到定频移相控制模式时，首先从定频不对称电压控制模式进入缓冲区，当变换器的目标输出电压小于0.45V_oN时则从缓冲区变换到定频移相控制模式，当变换器的目标输出电压大于0.55V_oN时则返回定频不对称电压控制模式。

由于系统存在不确定性和测量准确性的问题，计算得到的额定输出电压可能并不是十分准确，因此在某一控制模式输出极限的情况下仍不能达到目标电压，则应该切换另一种控制方式，具体方式为：在定频移相控制模式下，如果移相角在90°时仍然不能使输出电压V_o达到目标输出电压，则将变换器强制转换到定频不对称电压控制模式进行控制；在定频不对称电压控制模式下，如果控制角在0°时仍然不能使输出电压V_o达到目标输出电压，则将变换器强制转换到定频移相控制模式进行控制。

优选的，定频不对称电压控制模式的具体控制方式为：在任意时刻，开关管整流桥的一个桥臂的开关信号占空比恒定为50％，另一个桥臂的开关信号占空比可变(该桥臂上一个开关信号的占空比变化范围在0～180°之间，另一个开关信号的占空比变化范围在180～360°之间)，将该可变的占空比称为定频不对称电压控制模式的控制角(或者控制量)；开关管整流桥中斜对角的两个开关管信号的相位相同，同一桥臂上的两个开关管信号相反。

优选的，定频移相控制模式下，移相角在90～180°范围内，从而保证变换器能够平稳地从定频移相控制模式切换到定频不对称电压控制模式。

优选的，定频移相控制模式中的移相角和定频不对称电压控制模式中的控制角根据输出电压反馈，通过PI、PID或模糊逻辑控制器的电压环进行控制，具有结构简单、可靠性高等优点。

有益效果：本发明提供的用于LCC谐振DC-DC变换器的混合控制方法，相对于现有技术，具有如下优点：1、对于不同负载情况，不对称移相控制实现ZVS所需的开关频率要小于移相控制；当输入电压变化时，不对称移相控制具有更低的损耗；因此，该控制方法可以在更小的开关频率下实现开关管的软开通，损耗较小；2、采用单纯不对称电压控制作为控制方法虽然可以在实现软开关的同时降低开关频率，减小损耗，但是系统的功率输出范围有限；本发明采用两种控制方法相互切换的控制策略，当需要输出低功率时，控制模式切换成定频移相控制，扩大了系统的功率输出范围。

附图说明

图1为本发明的LCC谐振DC-DC变换器的主电路示意图；

图2为本发明的LCC谐振DC-DC变换器的交流等效图；

图3为本发明的控制原理框图；

图4为本发明的控制模式切换的缓冲区示意图；

图5为本发明的控制模式选择流程图；

图6为本发明的不对称控制模式开关信号示意图；

图7为移相控制和不对称电压控制模式下控制角与实现ZVS所需的最低开关频率示意图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作更进一步的说明。

本发明主要用于LCC谐振DC-DC变换器的控制，现以具体谐振为例说明本发明。如图1所示，本实施例中选用的LCC谐振变换器为全桥LCC谐振变换器如图1所示，包括：输入直流电压V_i、开关管整流桥、谐振网络、高频变压器Tr、整流电路、滤波电容C_o和负载R_L；开关管整流桥由IGBT开关管S1-S4构成，二极管D1-D4和寄生电容C1-C4与IGBT开关管S1-S4反并联；谐振网络由串联谐振电容Cs、并联谐振电容Cp和谐振电感Ls组成；高频变压器Tr的变比为1:K；的整流电路由二极管D5-D8组成。我们对主电路参数进行集成，采用基波近似等效法可以得到LCC谐振DC/DC简化电路，如图2所示。

本发明通过采集变换器的输入电压V_i、输出电压V_o和输出电流i_o获得反馈信号：当变换器的目标输出电压小于额定输出电压V_oN的一半时，变换器采用定频移相控制模式进行控制；否则，变换器采用定频不对称电压控制模式进行控制；其中，额定输出电压V_oN取决于LCC谐振DC-DC变换器的输入电压V_i和负载情况。主要判断流程如图3所示，整个控制器由FPGA作为核心，通过Verilog语言实现。

所述变换器的输入电压V_i通过电压传感器采集获得，负载情况根据变换器的输出电压V_o和输出电流i_o计算获得，额定输出电压V_oN根据主电路参数、输入电压、负载情况和开关频率计算获得：

其中，K为变压器变比，θ为一个开关周期内副边整流桥的导通角，H(s)为开关管桥臂到输出之间的传递函数，f_s为开关频率。

所述定频移相控制模式和定频不对称电压控制模式之间的切换存在缓冲区：当变换器从定频移相控制模式进入缓冲区时，在缓冲区采用定频移相控制模式；当变换器从定频不对称电压控制模式进入缓冲区时，在缓冲区采用定频不对称电压控制模式；缓冲区的区间范围为0.45V_oN～0.55V_oN，即：当变换器需要从定频移相控制模式变换到定频不对称电压控制模式时，首先从定频移相控制模式进入缓冲区，当变换器的目标输出电压大于0.55V_oN时则从缓冲区变换到定频不对称电压控制模式，当变换器的目标输出电压小于0.45V_oN时则返回定频移相控制模式；当变换器需要从定频不对称电压控制模式变换到定频移相控制模式时，首先从定频不对称电压控制模式进入缓冲区，当变换器的目标输出电压小于0.45V_oN时则从缓冲区变换到定频移相控制模式，当变换器的目标输出电压大于0.55V_oN时则返回定频不对称电压控制模式。

在定频移相控制模式下，如果移相角在90°时仍然不能使输出电压V_o达到目标输出电压，则将变换器强制转换到定频不对称电压控制模式进行控制；在定频不对称电压控制模式下，如果控制角在0°时仍然不能使输出电压V_o达到目标输出电压，则将变换器强制转换到定频移相控制模式进行控制。

定频移相控制模式下，移相角在90～180°范围内，从而保证变换器能够平稳地从定频移相控制模式切换到定频不对称电压控制模式。定频不对称电压控制模式的具体控制方式为：在任意时刻，开关管整流桥的一个桥臂的开关信号占空比恒定为50％，另一个桥臂的开关信号占空比可变(该桥臂上一个开关信号的占空比变化范围在0～180°之间，另一个开关信号的占空比变化范围在180～360°之间)，将该可变的占空比称为定频不对称电压控制模式的控制角；开关管整流桥中斜对角的两个开关管信号的相位相同，同一桥臂上的两个开关管信号相反。

所述定频移相控制模式和定频不对称电压控制模式中，采用的开关频率根据初始负载情况和主电路参数计算获得，并相对计算值保留设计裕量，设计裕量需保定频不对称电压控制模式在任意控制角情况下均能实现开关管的ZVS开通；同时尽量选择较低的频率，以减小开关损耗。根据定频不对称电压控制模式下实现零电压开关的临界条件得：

Δφ＝φ₁-φ_v1＝0

其中：ω_n是开关角频率ω_s的标幺值，ω_o是谐振角频率；Q为品质因数，各个角度参考图6示意。

由以上式子可以画出临界条件下控制角与最低开关频率的关系如图7。从图中可以看出，存在一个最低开关频率可以使得在同一负载下，任意控制角都可以保证其零电压开通。将此开关频率加上一定裕量作为变换器的开关频率。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims

1.一种用于LCC谐振DC-DC变换器的混合控制方法，其特征在于：通过采集变换器的输入电压V_i、输出电压V_o和输出电流i_o获得反馈信号：当变换器的目标输出电压小于额定输出电压V_oN的一半时，变换器采用定频移相控制模式进行控制；否则，变换器采用定频不对称电压控制模式进行控制；其中，额定输出电压V_oN取决于LCC谐振DC-DC变换器的输入电压V_i和负载情况；

所述变换器的输入电压V_i通过电压传感器采集获得，负载情况根据变换器的输出电压V_o和输出电流i_o计算获得，额定输出电压V_oN根据主电路参数、输入电压、负载情况和开关频率计算获得，其中，K为变压器变比，θ为一个开关周期内副边整流桥的导通角，H(s)为开关管桥臂到输出之间的传递函数。

2.根据权利要求1所述的用于LCC谐振DC-DC变换器的混合控制方法，其特征在于：所述定频移相控制模式和定频不对称电压控制模式中，采用的开关频率根据初始负载情况和主电路参数计算获得，并相对计算值保留设计裕量，设计裕量需确保定频不对称电压控制模式在任意控制角情况下均能实现开关管的零电压开关。

3.根据权利要求1所述的用于LCC谐振DC-DC变换器的混合控制方法，其特征在于：所述定频移相控制模式和定频不对称电压控制模式之间的切换存在缓冲区：当变换器从定频移相控制模式进入缓冲区时，在缓冲区采用定频移相控制模式；当变换器从定频不对称电压控制模式进入缓冲区时，在缓冲区采用定频不对称电压控制模式；缓冲区的区间范围为0.45V_oN～0.55V_oN，即：当变换器需要从定频移相控制模式变换到定频不对称电压控制模式时，首先从定频移相控制模式进入缓冲区，当变换器的目标输出电压大于0.55V_oN时则从缓冲区变换到定频不对称电压控制模式，当变换器的目标输出电压小于0.45V_oN时则返回定频移相控制模式；当变换器需要从定频不对称电压控制模式变换到定频移相控制模式时，首先从定频不对称电压控制模式进入缓冲区，当变换器的目标输出电压小于0.45V_oN时则从缓冲区变换到定频移相控制模式，当变换器的目标输出电压大于0.55V_oN时则返回定频不对称电压控制模式。

4.根据权利要求1所述的用于LCC谐振DC-DC变换器的混合控制方法，其特征在于：在定频移相控制模式下，如果移相角在90°时仍然不能使输出电压V_o达到目标输出电压，则将变换器强制转换到定频不对称电压控制模式进行控制；在定频不对称电压控制模式下，如果控制角在0°时仍然不能使输出电压V_o达到目标输出电压，则将变换器强制转换到定频移相控制模式进行控制。

5.根据权利要求1所述的用于LCC谐振DC-DC变换器的混合控制方法，其特征在于：定频不对称电压控制模式的具体控制方式为：在任意时刻，开关管整流桥的一个桥臂的开关信号占空比恒定为50％，另一个桥臂的开关信号占空比可变，将该可变的占空比称为定频不对称电压控制模式的控制角；开关管整流桥中斜对角的两个开关管信号的相位相同，同一桥臂上的两个开关管信号相反。

6.根据权利要求1所述的用于LCC谐振DC-DC变换器的混合控制方法，其特征在于：定频移相控制模式下，移相角在90～180°范围内。