TWI737129B - 直流/直流變換系統 - Google Patents

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Abstract

本案提供一種直流/直流變換系統，包括多個開關變換支路，每個開關變換支路均包括：原邊電路，其輸入端並聯有輸入電容；變壓器，其原邊繞組耦接於原邊電路；副邊電路，耦接於變壓器的副邊繞組；其中，多個開關變換支路的原邊電路的輸入端串聯形成系統輸入端；多個開關變換支路的副邊電路的輸出端串聯形成系統輸出端，系統輸出端並聯有濾波電路。本案實施例提供的直流/直流變換系統可以應用於高壓輸入、大電流輸出的場景，並具有較低的元器件要求、較小的體積和較低的EMI干擾。

Description

直流/直流變換系統
本案係關於電源技術領域，尤指一種能夠提供高功率的小體積直流/直流變換系統。
板載直流/直流電源模組在電話通信、數據中心、超級計算機等領域得到廣泛使用。隨著固網和移動通信的快速發展，對板載直流/直流電源模組輸出功率和效率的要求越來越高。為提高效率，輸入母線的電壓由原來的48V向380V甚至800V等更高電壓過渡；為增大輸出功率，相關技術往往並聯開關元器件或並聯開關變換器。當輸入電壓高至800V，現存元器件無法滿足要求或者成本很高時，上述方法將不再適用。
第1圖所示為各開關變換支路原邊輸入串聯、副邊輸出串聯的直流/直流變換系統。該系統中輸出電感Lout1和輸出電容 Cout1構成一個濾波電路，輸出電感Lout2和輸出電容Cout2構成另一個濾波電路，這兩個濾波電路的濾波參數較大，導致磁性元件體積大，雖然具有較大的輸出功率，但是電路體積大、成本高。
第2圖所示為各開關變換支路原邊輸入並聯、副邊輸出串聯的直流/直流變換系統，對應位置的開關元件驅動信號相位相差90度，該現有技術能夠解決第1圖所示技術中濾波電路參數較大、濾波器磁性元件體積大等問題，但對於高輸入電壓的應用，需要選擇耐壓高的開關器件，耐壓高的開關器件成本高，在成本上並不是最優選擇。
因此，如何發展一種可改善上述習知技術缺失並滿足高壓輸入，大功率輸出、小體積並且成本低的直流/直流變換系統，實為目前迫切之需求。
需要說明的是，在上述背景技術部分公開的資訊僅用於加強對本案的背景的理解，因此可以包括不構成對本領域具通常知識者已知的現有技術的資訊。
本案的目的在於提供一種直流/直流變換系統，用於至少在一定程度上克服由於現有技術的限制和缺陷而導致的直流/直流變換系統難以同時保證實現大輸出功率、低成本高壓輸入和小體積的問題。
根據本案的一個方面，提供一種直流/直流變換系統，包括： 多個開關變換支路，每個開關變換支路均包括： 原邊電路，其輸入端並聯有輸入電容； 變壓器，其原邊繞組耦接於原邊電路； 副邊電路，耦接於變壓器的副邊繞組； 其中，多個開關變換支路的原邊電路的輸入端串聯形成系統輸入端；多個開關變換支路的副邊電路的輸出端串聯形成系統輸出端，系統輸出端並聯有濾波電路。
在本案的一種示例性實施例中，原邊電路包括全橋電路或半橋電路。
在本案的一種示例性實施例中，在任意兩個相鄰的原邊電路中，對應位置的開關元件的驅動信號相位差為180deg/S，S為多個開關變換支路的數量。
在本案的一種示例性實施例中，多個原邊電路的多個開關元件的驅動信號的占空比相同，占空比範圍為5%~50%。
在本案的一種示例性實施例中，當占空比為1/S或1/（2S）時，系統輸出端的輸出電流紋波為零。
在本案的一種示例性實施例中，副邊電路包括由二極體橋臂形成的全橋電路。
在本案的一種示例性實施例中，開關變換支路包括正激電路。
在本案的一種示例性實施例中，在任意兩個相鄰的原邊電路中，對應位置的主開關元件的驅動信號的相位差為360deg/S，其中S為多個開關變換支路的數量。
在本案的一種示例性實施例中，多個原邊電路的多個開關元件的驅動信號的占空比相同，占空比範圍為5%~95%。
在本案的一種示例性實施例中，當占空比為1/S時，系統輸出端的輸出電流紋波為零。
在本案的一種示例性實施例中，其中兩個或任意兩個相鄰的開關變換支路的輸出端直接串聯。
在本案的一種示例性實施例中，其中兩個或任意兩個相鄰的開關變換支路的輸出端通過電感串聯。
在本案的一種示例性實施例中，濾波電路僅包括電容。
在本案的一種示例性實施例中，濾波電路包括電感與電容。
在本案的一種示例性實施例中，每一開關變換支路均包括均壓電路，均壓電路並聯於輸入電容。
在本案的一種示例性實施例中，均壓電路包括： 均壓繞組，與其它開關變換支路中的變壓器磁耦合； 二極體，耦接於均壓繞組與輸入電容之間。
在本案的一種示例性實施例中，還包括均壓控制模組，均壓控制模組設置為：比較每一輸入電容的電壓和輸入參考電壓，以分別獲得對應的第一誤差信號；比較直流/直流變換系統的輸出電壓和輸出參考電壓，以獲得第二誤差信號；以及，根據第一誤差信號和第二誤差信號對應調整原邊電路的開關元件驅動信號的占空比。
在本案的一種示例性實施例中，均壓控制模組還設置為：對第一誤差信號進行比例積分運算以獲得第一調節信號；對第二誤差信號進行比例積分運算以獲得第二調節信號；比較第一調節信號和第二調節以獲得第三誤差信號；對第三誤差信號進行比例積分運算以得到第三調節信號；將第三調節信號和對應的載波信號相比較以獲得比較結果，根據比較結果對應調整原邊電路的開關元件驅動信號的占空比。
在本案的一種示例性實施例中，均壓控制模組還設置為：對第一誤差信號進行比例積分運算以獲得第一調節信號；對第二誤差信號進行比例積分運算以獲得第二調節信號；將第一調節信號和對應的載波信號相疊加以獲得第三調節信號；將第三調節信號和第二調節信號相比較以獲得比較結果，根據比較結果對應調整原邊電路的開關元件驅動信號的占空比。
本案提供的直流/直流變換系統通過將多個開關變換支路的輸入端串聯、輸出端串聯，並僅使用一個輸出端濾波電路，能夠應用於高壓輸入、大功率輸出的場景，並降低對元器件、變壓器的要求，減小變壓器體積，減小EMI (Electromagnetic Interference) 干擾。
應當理解的是，以上的一般描述和後文的細節描述僅是示例性和解釋性的，並不能限制本案。
體現本案特徵與優點的典型實施例將在後段的說明中結合圖式詳細敘述。應理解的是本案能夠在不同的態樣上具有各種的變化，其皆不脫離本案的範圍，且其中的說明及圖式在本質上當作說明之用，而非架構於限制本案。
此外，圖式僅為本案的示意性圖解，圖中相同的元件標號表示相同或類似的部分，因而將省略對它們的重複描述。圖式中所示的一些方框圖是功能實體，不一定必須與物理或邏輯上獨立的實體相對應。可以採用軟體形式來實現這些功能實體，或在一個或多個硬體模組或積體電路中實現這些功能實體，或在不同網路和/或處理器裝置和/或微控制器裝置中實現這些功能實體。
下面結合圖式對本案示例實施方式進行詳細說明。
第3圖是本案提供的直流/直流變換系統的示意圖。如第3圖所示，直流/直流變換系統包含多個開關變換支路，以包括兩個開關變換支路的直流/直流變換系統為例，第一開關變換支路31包括： 原邊電路311，其輸入端並聯有輸入電容C1； 變壓器313，其原邊繞組耦接於原邊電路311； 副邊電路312，耦接於變壓器313的副邊繞組。 第二開關變換支路32同樣包括： 原邊電路321，其輸入端並聯有輸入電容C2； 變壓器323，其原邊繞組耦接於原邊電路321； 副邊電路322，耦接於變壓器323的副邊繞組。 其中，多個開關變換支路的原邊電路的輸入端串聯形成系統輸入端；多個開關變換支路的副邊電路的輸出端串聯形成系統輸出端，系統輸出端並聯有濾波電路33。需要說明的是，第3圖僅為示例，本案並不限定開關變換支路的數量，也不限定開關變換支路的種類。開關變換支路中的開關元件可由雙極性接面型電晶體(Bipolar Junction Transistor，BJT)、金屬氧化物半導體場效電晶體(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，MOSFET)或是其他適當的半導體元件實現。
第4圖是第3圖所示直流/直流變換系統的一個實施例。
參考第4圖，在第4圖所示實施例中，兩個開關變換支路31和32在原副邊同時串聯。第一開關變換支路31的原邊電路311的輸入端與輸入電容C1並聯，第二開關變換支路32的原邊電路321的輸入端與輸入電容C2並聯，輸入電容C1和輸入電容C2串聯形成直流/直流變換系統的輸入端，耦接於輸入電壓Vin。第一開關變換支路31的副邊電路312和第二開關變換支路32的副邊電路322的輸出端串聯，形成直流/直流變換系統的系統輸出端，輸出濾波電路33並聯在該系統輸出端。
第4圖所示實施例中，原邊電路311和321為全橋電路，每個全橋電路均包括兩個橋臂，每個橋臂包括兩個耦接的開關元件。兩個支路31和32對應位置的開關元件的驅動信號的相位相差90度。
第5圖是第4圖所示實施例的控制時序圖。
參考第5圖，以占空比D>0.25為例，在第一開關變換支路31中，開關元件M2和開關元件M4的驅動信號相位相同，開關元件M1和開關元件M3的驅動信號相位相同，開關元件M1和開關元件M2的驅動信號相位差為180deg；在第二開關變換支路32中，開關元件M6和開關元件M8的驅動信號相位相同，開關元件M5和開關元件M7的驅動信號相位相同，開關元件M5和開關元件M6的驅動信號相位差為180deg，開關元件M2與開關元件M6的驅動信號相位差為90deg。
E點對應濾波電路輸入端的電壓波形，該電壓波形為頻率較高的脈衝電壓。E點脈動電壓的頻率為單一支路頻率的2倍，與第1圖所示的直流/直流變換系統相比，本實施例的技術方案不僅使原本的兩濾波電路減少為一個，同時大大減小了這一個濾波器的體積。
另一方面，與第2圖所示的直流/直流變換系統相比，在相同的輸入電壓和輸出電壓下，由於在本實施例中兩支路的原邊電路的輸入端串聯，兩支路中原邊電路的開關元件M1~M8和輸入電容C1、C2的額定電壓可以降低到第2圖中對應開關元件和電容的額定電壓的1/2甚至更低，則開關元件導通電阻也相應降低，開關元件的漏源極電壓降低，可以提高變換器的效率，降低變換器的EMI，減少元器件的的成本；並且由於原邊電路的輸入端串聯，每一支路的原邊電路的輸入電壓下降，原副邊之間的電壓差降低，變壓器繞組間電壓差降低，漏感減小，對應的安規距離減小，易於設計和製造，尤其是在高壓應用場合，可以大大減小變壓器的體積。
需要說明的是，本案不限定支路的副邊電路的電路拓撲。第6圖是本案第二實施例的示意圖。在第6圖中，各支路的副邊電路可以包括由二極體組成的橋臂，第5圖所示的原邊電路的開關元件控制方式也可以應用在一個或多個支路的副邊電路為二極體的電路拓撲結構中，不再贅述。
第7圖是本案第三實施例的示意圖。
第8圖為第7圖所示實施例的控制時序示意圖(D>0.25)。
參考第7圖，與第4圖的不同之處在於，第4圖中的各支路的副邊電路的輸出端直接串聯，第7圖中的各支路的副邊電路通過電感串聯，開關元件控制方式及對應波形如第8圖所示。
參考第8圖，仍以占空比D>0.25為例，在第一開關變換支路中，開關元件M2和開關元件M4的驅動信號相位相同，開關元件M1和開關元件M3的驅動信號相位相同，開關元件M1和開關元件M2的驅動信號相位差為180deg；在第二開關變換支路中，開關元件M6和開關元件M8的驅動信號相位相同，開關元件M5和開關元件M7的驅動信號相位相同，開關元件M5和開關元件M6的驅動信號相位差為180deg，開關元件M2與開關元件M6相位差為90deg。
此時，E點電壓波形接近直流電壓波形，因此輸出濾波電路的體積可進一步減小，如第7圖所示，輸出濾波電路可以為電容濾波電路，但本發明不限於此，也可以為感容濾波電路。在第7圖所示實施例中，副邊電路的輸出端通過電感串聯連接，電感兩端的電壓為零或較小，流過電感繞組電流的紋波小，流過各變壓器原副邊繞組的電流紋波小，元器件的導通損耗和變壓器的銅損減少；紋波電流小、高頻分量少和趨膚效應弱，系統內部導通電流導體部分的銅損減小。紋波電流小可有效減小原邊開關元件的關斷損耗，減小輸出濾波電路體積，使系統具有更好的的EMI特性。
第9圖為第7圖所示實施例的控制時序示意圖(D=0.25)。
在該實施例中，當占空比D= 0.25時，各支路變壓器副邊繞組上的耦合電壓幅值和週期相同，兩組變壓器副邊繞組的電壓在時間上互補，使得濾波電感兩端的電壓值為零，由此，各變壓器原副邊繞組中流過零紋波電流，該電流不含高頻分量，趨膚效應弱，AC損耗為0，可以大幅度減少元器件的導通損耗、原邊開關元件的關斷損耗和變壓器的銅損。另一方面，零紋波電流使得電路設計裡可以移除電感，僅使用線路中的雜散電感和較小的輸入輸出電容濾除控制死區的紋波即可。在另一些實施例中，第7圖所示的實施例的占空比D=0.5時，也有上述規律，不再贅述。
前述實施例所示的拓撲雖然可以解決高壓輸入的問題，但在實際應用中，由於原副邊電路的開關元件均為串聯連接，會受到輸入電容、開關元件結電容、開關元件的導通時間差、變壓器的漏感和線路寄生電阻等影響，各支路的電壓容易出現不均衡，可能會損壞開關元件，導致輸出異常。因此，本案實施例還提供了一種增加均壓措施的技術方案，通過增加均壓電路或者均壓控制模組來控制各支路的電壓均衡。
第10A圖和第10B圖是本公開案第四實施例的示意圖。
在第10A圖所示實施例中，各支路的原邊電路均為全橋電路，各輸入電容均並聯於一個均壓電路，每個均壓電路均包括磁耦合於其他支路中的變壓器的均壓繞組和耦接於該均壓繞組和輸入電容之間的二極體。
以兩支路電路為例，第一開關變換支路31還包括第一均壓電路314，第一均壓電路314包括： 均壓繞組T5，與第二開關變換支路32中的變壓器323磁耦合； 二極體D1，耦接於均壓繞組T5與輸入電容C1之間。 第二開關變換支路32還包括第二均壓電路324，第二均壓電路324包括： 均壓繞組T6，與第一開關變換支路31中的變壓器313磁耦合； 二極體D2，耦接於均壓繞組T6與輸入電容C2之間。 如第10A圖所示，第一均壓電路314在二極體D1正向導通時為輸入電容C1充電，始終保持輸入電容C1的高電位點與第一均壓電路314的高電位點連接。同理，第二均壓電路324在二極體D2正向導通時為輸入電容C2充電，始終保持輸入電容C2的高電位點與第二均壓電路324的高電位點連接。此外，均壓電路的二極體和繞組連接也可有其它方式，如第10B圖所示的三種均壓電路都可使用，只要保持均壓電路的高電位點與其對應的輸入電容的高電位端連接即可。本領域具通常知識者可以根據實際情況自行設置各均壓電路的連接方式。
第11圖是本案第五實施例的示意圖。本案的技術方案不僅可以應用於全橋電路拓撲結構，還可以應用於半橋電路拓撲結構，如第11圖所示，開關變換支路的原邊電路為半橋開關變換電路。
類似於第4圖的開關元件的控制方式，在第11圖所示拓撲結構中，開關元件的控制方式為：開關元件M1與開關元件M4的驅動信號相位差為180deg，開關元件M5與開關元件M8的驅動信號相位差為180deg，開關元件M1和開關元件M5的驅動信號相位差為90deg。
在本案的再一些實施例中，直流/直流變換系統還可包含S個開關變換支路，S為大於等於2的整數，在任意兩個相鄰的原邊電路，也即兩個相鄰的半橋開關變換電路中，對應位置的開關元件的驅動信號相位差為180deg/S；並且，當各副邊電路通過電感串聯且驅動信號的占空比為1/S或1/（2S）時，系統輸出端的輸出電流紋波為零，此時，E點電壓波形接近直流電壓波形，因此輸出濾波電路的體積可進一步減小，可以為電容濾波電路，但本發明不限於此，也可以為感容濾波電路。
進一步地，在第11圖中，各支路的原邊電路配有均壓電路。第一開關變換支路111的原邊電路含有兩個串聯的電容C3和C4，電容C3和C4也會由於第一開關變換支路111的輸入電容C1、開關元件結電容、開關元件的導通時間差、變壓器的漏感和線路寄生電阻等的影響導致電壓不均，第一開關變換支路111的均壓繞組T6耦合於第二開關變換支路112的變壓器1123，與四個二極體D1、D3、D4、D5形成一橋式整流電路，作為第一開關變換支路111的第一均壓電路1114，該整流電路並聯在第一開關變換支路輸入電容C1的兩端。當二極體導通時，第一均壓電路1114的高電位點與輸入電容C1的高電位端連接。第二開關變換支路112的原理相同，於此不再贅述。
第12圖是本案第六實施例的示意圖。本案的技術方案也可以應用在正激電路中，如第12圖所示，開關變換支路為正激電路。
在第12圖所示拓撲結構中，開關元件的控制方式為：主開關元件M1與箝位元開關元件M4的驅動信號互補，主開關元件M5與箝位元開關元件M2的驅動信號互補，主開關元件M1和主開關元件M5的驅動信號相位差為180deg。
在本案的另一些實施例中，當直流/直流變換系統包含S個正激變換支路時，S為大於等於2的整數，在任意兩個相鄰的原邊電路中，對應位置的開關元件的驅動信號相位差為360deg/S。在如第12圖所示的實施例中，S=2，對應位置的開關元件的驅動信號相位差為360deg/2即180deg。進一步地，當各副邊電路通過電感串聯且驅動信號的占空比為1/S時，系統輸出端的輸出電流紋波為零，此時，E點電壓波形接近直流電壓波形，因此輸出濾波電路的體積可進一步減小，可以為電容濾波電路，但本發明不限於此，也可以為感容濾波電路。
進一步地，在第12圖中，第一開關變換支路121的原邊電路配有第一均壓電路1214，第二開關變換支路122的原邊電路包含第二均壓電路1224，於此不再贅述。
第13圖是本案第七實施例的示意圖。如第13圖所示，三個全橋開關變換支路131、132、133在原副邊同時串聯。和第4圖的相同部分不再贅述，不同之處在於，任意兩個相鄰的原邊電路的對應位置的開關元件的驅動信號的相位差為60度。
在本案的另一些實施例中，當直流/直流變換系統包含S個全橋開關變換支路時，S為大於等於2的整數，在任意兩個相鄰的原邊電路中，對應位置的開關元件的驅動信號相位差為180deg/S，在第13圖所示實施例中，S=3，對應位置的開關元件的驅動信號相位差為180deg/3即60deg。此時，如果各副邊電路通過電感串聯且驅動信號的占空比為1/S或1/（2S），系統輸出端的輸出電流紋波為零，E點電壓波形接近直流電壓波形，輸出濾波電路的體積可進一步減小，可以為電容濾波電路，但本發明不限於此，也可以為感容濾波電路。
在第13圖所示的拓撲結構下，每個支路設置了多個均壓電路來實現電壓的均衡。在第一開關變換支路131中，兩個均壓電路1311和1312來構成一個均壓模組，其中第一均壓電路1311的均壓繞組T7與第二開關變換支路132的變壓器T3/T4耦合，第二均壓電路1312的均壓繞組T10與第三開關變換支路133的變壓器T5/T6耦合，兩個均壓電路並聯構成一均壓模組，並且並聯在第一開關變換支路131的輸入電容C1的兩端。這種均壓模組中均壓電路個數的設置方式是為了保證其他各支路的變壓器都被耦合到，因此在S個支路構成的電路中，每個支路均設置（S-1）個均壓電路，該（S-1）個均壓電路中的繞組一一耦合於其餘所有支路的變壓器繞組以達到均壓的目的。
在本案的另一些實施例中，直流/直流變換系統還包括均壓控制模組，用以比較每一輸入電容的電壓和輸入參考電壓以獲得對應的第一誤差信號，比較直流/直流變換系統的輸出電壓和輸出參考電壓以獲得第二誤差信號，以及，根據第一誤差信號和第二誤差信號對應調整原邊電路的開關元件的占空比。
第14A圖、第14B圖及第14C圖是本案第八實施例的示意圖。第14A圖、第14B圖及第14C圖所示為通過均壓控制模組實現各支路電壓均衡的技術方案示意圖。
參考第14A圖，以兩支路正激電路串聯為例，採樣第一開關變換支路141的輸入電容C1上的電壓VA為VinsenseA，採樣第二開關變換支路142的輸入電容C2上的電壓VB為VinsenseB，採樣輸出電容Cout上的電壓為Voutsense。
參考第14B圖，在一種均壓控制模組中，可以首先將輸入電容的電壓VinsenseA和VinsenseB分別與輸入參考電壓Vin-ref進行比較以分別獲得對應的第一誤差信號，並將輸出電壓Voutsense與輸出參考電壓Vout-ref相比較，以獲得第二誤差信號，並對獲得的第一誤差信號和第二誤差信號分別進行比例積分運算以獲得第一調節信號和第二調節信號，比較第一調節信號和第二調節以獲得第三誤差信號；對第三誤差信號進行比例積分運算以得到第三調節信號；將第三調節信號和對應的載波信號相比較以獲得比較結果，根據比較結果對應調整與輸入電容並聯的原邊電路中開關元件驅動信號的占空比。以第14A圖所示的串聯的正激電路為例，在第14B圖所示的均壓控制模組中，載波信號，也即三角波A與三角波B，兩者的相位差為180deg，開關信號PWM-A經驅動器放大後用於驅動第一開關變換支路141的主開關元件M1，開關信號PWM-B經驅動器放大後用於驅動第二開關變換支路142的主開關元件M5。
參考第14C圖，在另一種均壓控制模組中，可以首先將輸入電壓VinsenseA和VinsenseB分別與輸入參考電壓Vin-ref相比較，以分別獲得對應的第一誤差信號，並將輸出電壓Voutsense與輸出參考電壓Vout-ref相比較以獲得第二誤差信號，並將獲得的第一誤差信號和第二誤差信號分別進行經比例積分運算以獲得第一調節信號和第二調節信號，將第一調節信號和對應的載波信號相疊加以獲得第三調節信號，將第三調節信號和第二調節信號相比較以獲得比較結果，根據比較結果對應調整與輸入電容並聯的原邊電路中開關元件驅動信號的占空比。以第14A圖所示的串聯的正激電路為例，第14C圖所示的均壓控制模組中，三角波A與三角波B的相位差為180deg，PWM-A經驅動器放大後用於驅動第一開關變換支路141的主開關元件M1，PWM-B經驅動器放大後用於驅動第二開關變換支路142的主開關元件M5。
第14B圖和第14C圖僅為均壓控制模組的示例性實施例，在以上啟發下，本領域具通常知識者還可以採用其他均壓控制模組實現直流/直流變換系統各支路的電壓均衡，本案不以此為限。
綜上所述，本案提供的技術方案通過將兩個開關變換支路中的原邊電路串聯、副邊電路串聯，並使用同一個輸出濾波電路，既可以實現高壓輸入，也可以實現高功率輸出，同時還可以降低對元器件的要求，降低電路體積，進而降低成本、改善EMI指標。此外，通過增加均壓電路或均壓控制模組，可以有效改善支路串聯帶來的弊端，提高電路效率。
須注意，上述僅是為說明本案而提出之較佳實施例，本案不限於所述之實施例，本案之範圍由如附專利申請範圍決定。且本案得由熟習此技術之人士任施匠思而為諸般修飾，然皆不脫如附專利申請範圍所欲保護者。
M1、M2、M3、M4、M5、M6、M7、M8:開關元件 C1、C2:輸入電容 C3、C4:電容 D1、D2、D3、D4、D5:二極體 T1、T2、T3、T4、T5、T6、T7、T8、T9、T10、T11、T12:繞組 Lout1、Lout2:輸出電感 Cout1、Cout2:輸出電容 31、111、121、131、141:第一開關變換支路 32、112、122、132、142:第二開關變換支路 33:濾波電路 133:第三開關變換支路 311、321:原邊電路 312、322:副邊電路 313、323、1123:變壓器 314、1114、1214、1311:第一均壓電路 324、1224、1312:第二均壓電路 PWM-A、PWM-B:開關信號 Vin-ref:輸入參考電壓 Vout-ref:輸出參考電壓 VinsenseA、VinsenseB:輸入電壓 Voutsense:輸出電壓 Vin:輸入電壓 VA、VB:電壓 A、B:三角波
第1圖是習知技術中原邊輸入串聯、副邊輸出串聯的直流/直流變換系統示意圖。
第2圖是習知技術中原邊輸入並聯、副邊輸出串聯的直流/直流變換系統示意圖。
第3圖是本案提供的直流/直流變換系統的示意圖。
第4圖是本案第一實施例的示意圖。
第5圖是第4圖所示實施例的控制時序圖。
第6圖是本案第二實施例的示意圖。
第7圖是本案第三實施例的示意圖。
第8圖為第7圖所示實施例的控制時序示意圖(D>0.25)。
第9圖為第7圖所示實施例的控制時序示意圖(D=0.25)。
第10A圖和第10B圖是本案第四實施例的示意圖。
第11圖是本案第五實施例的3示意圖。
第12圖是本案第六實施例的示意圖。
第13圖是本案第七實施例的示意圖。
第14A圖、第14B圖及第14C圖是本案第八實施例的示意圖。
T1、T2、T3、T4:繞組
C1、C2:輸入電容
31:第一開關變換支路
32:第二開關變換支路
311、321:原邊電路
312、322:副邊電路
313、323:變壓器
33:濾波電路
Vin:輸入電壓

Claims (17)

  1. 一種直流/直流變換系統，包括：多個開關變換支路，每個該開關變換支路均包括：一原邊電路，其輸入端並聯有一輸入電容；一變壓器，其原邊繞組耦接於該原邊電路；以及一副邊電路，耦接於該變壓器的一副邊繞組，其中，該多個開關變換支路的該原邊電路的輸入端串聯形成一系統輸入端；該多個開關變換支路的該副邊電路的輸出端串聯形成一系統輸出端，該系統輸出端並聯有一濾波電路，其中每一該開關變換支路均包括一均壓電路，該均壓電路並聯於該輸入電容，該均壓電路包括一均壓繞組及一二極體，該均壓繞組與其它該開關變換支路中的該變壓器磁耦合，該二極體耦接於該均壓繞組與該輸入電容之間。
  2. 如請求項1所述之直流/直流變換系統，其中該原邊電路包括一全橋電路或一半橋電路。
  3. 如請求項2所述之直流/直流變換系統，其中在任意兩個相鄰的該原邊電路中，對應位置的一開關元件的一驅動信號的相位差為180deg/S，S為該多個開關變換支路的數量。
  4. 如請求項3所述之直流/直流變換系統，其中多個該原邊電路的多個該開關元件的該驅動信號的一占空比相同，且該占空比範圍為5%~50%。
  5. 如請求項4所述之直流/直流變換系統，其中該占空比為1/S或1/(2S)。
  6. 如請求項1或2所述之直流/直流變換系統，其中該副邊電路包括由一二極體橋臂形成的一全橋電路。
  7. 如請求項1所述之直流/直流變換系統，其中該開關變換支路包括一正激電路。
  8. 如請求項7所述之直流/直流變換系統，其中在任意兩個相鄰的該原邊電路中，對應位置的一主開關元件的一驅動信號的相位差為360deg/S，其中S為該多個開關變換支路的數量。
  9. 如請求項8所述之直流/直流變換系統，其中多個該原邊電路的多個該開關元件的該驅動信號的一占空比相同，且該占空比範圍為5%~95%。
  10. 如請求項9所述之直流/直流變換系統，其中該占空比為1/S。
  11. 如請求項1所述之直流/直流變換系統，其中兩個或任意兩個相鄰的該開關變換支路的輸出端直接串聯。
  12. 如請求項1所述之直流/直流變換系統，其中兩個或任意兩個相鄰的該開關變換支路的輸出端通過電感串聯。
  13. 如請求項5、10或12中任一項所述之直流/直流變換系統，其中該濾波電路僅包括電容。
  14. 如請求項1所述之直流/直流變換系統，其中該濾波電路包括電感與電容。
  15. 如請求項1所述之直流/直流變換系統，還包括一均壓控制模組，該均壓控制模組設置為：比較每一該輸入電容的電壓和該輸入參考電壓，以獲得對應的一第一誤差 信號；比較該直流/直流變換系統的一輸出電壓和該輸出參考電壓，以獲得一第二誤差信號；以及，根據該第一誤差信號和該第二誤差信號對應調整該原邊電路的一開關元件驅動信號的一占空比。
  16. 如請求項15所述之直流/直流變換系統，其中該均壓控制模組還設置為：對該第一誤差信號進行比例積分運算以獲得一第一調節信號；對該第二誤差信號進行比例積分運算以獲得一第二調節信號；比較該第一調節信號和該第二調節以獲得一第三誤差信號；對該第三誤差信號進行比例積分運算以得到一第三調節信號；比較該第三調節信號和對應的一載波信號以獲得一比較結果，根據該比較結果對應調整該原邊電路的該開關元件驅動信號的該占空比。
  17. 如請求項15所述之直流/直流變換系統，其中該均壓控制模組還設置為：對該第一誤差信號進行比例積分運算以獲得一第一調節信號；對該第二誤差信號進行比例積分運算以獲得一第二調節信號；將該第一調節信號和對應的載波信號相疊加以獲得一第三調節信號；將該第三調節信號和該第二調節信號相比較以獲得一比較結果，根據該比較結果對應調整該原邊電路的該開關元件驅動信號的該占空比。
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