CN111525804A - 直流/直流变换系统 - Google Patents

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Abstract

本公开提供一种直流/直流变换系统，包括多个开关变换支路，每个所述开关变换支路均包括：原边电路，输入端并联有输入电容；变压器，原边绕组耦接于所述原边电路；副边电路，耦接于所述变压器的副边绕组；其中，所述多个开关变换支路的所述原边电路的输入端串联形成系统输入端；所述多个开关变换支路的所述副边电路的输出端串联形成系统输出端，所述系统输出端并联有滤波电路。本公开实施例提供的直流/直流变换系统可以应用于高压输入、大电流输出的场景，并具有较低的元器件要求、较小的体积和较低的EMI干扰。

Description

直流/直流变换系统
技术领域
本公开涉及电源技术领域，具体而言，涉及一种能够提供高功率的小体积直流/直流变换系统。
背景技术
板载直流/直流电源模块在电话通信、数据中心、超级计算机等领域得到广泛使用。随着固网和移动通信的快速发展，对板载直流/直流电源模块输出功率和效率的要求越来越高。为提高效率，输入母线的电压由原来的48V向380V甚至800V等更高电压过渡；为增大输出功率，相关技术往往并联开关元器件或并联开关变换器。当输入电压高至800V，现存元器件无法满足要求或者成本很高时，上述方法将不再适用。
图1所示为各开关变换支路原边输入串联、副边输出串联的直流/直流变换系统。该系统中输出电感Lout1和输出电容Cout1构成一个滤波电路，输出电感Lout2和输出电容Cout2构成另一个滤波电路，这两个滤波电路的滤波参数较大，导致磁性元件体积大，虽然具有较大的输出功率，但是电路体积大、成本高。
图2所示为各开关变换支路原边输入并联、副边输出串联的直流/直流变换系统，对应位置的开关元件驱动信号相位相差90度，该方案能够解决图1所示技术中滤波电路参数较大、滤波器磁性元件体积大等问题，但对于高输入电压的应用，需要选择耐压高的开关器件，耐压高的开关器件成本高，在成本上并不是最优选择。
因此，需要一种直流直流变换系统，满足高压输入，大功率输出、小体积并且成本低的解决方案。
需要说明的是，在上述背景技术部分公开的信息仅用于加强对本公开的背景的理解，因此可以包括不构成对本领域普通技术人员已知的现有技术的信息。
发明内容
本公开的目的在于提供一种直流/直流变换系统，用于至少在一定程度上克服由于相关技术的限制和缺陷而导致的直流/直流变换系统难以同时保证实现大输出功率、低成本高压输入和小体积的问题。
根据本公开的一个方面，提供一种直流/直流变换系统，包括：
多个开关变换支路，每个所述开关变换支路均包括：
原边电路，输入端并联有输入电容；
变压器，原边绕组耦接于所述原边电路；
副边电路，耦接于所述变压器的副边绕组；
其中，所述多个开关变换支路的所述原边电路的输入端串联形成系统输入端；所述多个开关变换支路的所述副边电路的输出端串联形成系统输出端，所述系统输出端并联有滤波电路。
在本公开的一种示例性实施例中，所述原边电路包括全桥电路或半桥电路。
在本公开的一种示例性实施例中，在任意两个相邻的所述原边电路中，对应位置的开关元件的驱动信号相位差为180deg/S，S为所述多个开关变换支路的数量。
在本公开的一种示例性实施例中，多个所述原边电路的多个开关元件的驱动信号的占空比相同，占空比范围为5％～50％。
在本公开的一种示例性实施例中，当所述占空比为1/S或1/(2S)时，所述系统输出端的输出电流纹波为零。
在本公开的一种示例性实施例中，所述副边电路包括由二极管桥臂形成的全桥电路。
在本公开的一种示例性实施例中，所述开关变换支路包括正激电路。
在本公开的一种示例性实施例中，在任意两个相邻的所述原边电路中，对应位置的主开关元件的驱动信号相位差为360deg/S，其中S为所述多个开关变换支路的数量。
在本公开的一种示例性实施例中，多个所述原边电路的多个开关元件的驱动信号的占空比相同，占空比范围为5％～95％。
在本公开的一种示例性实施例中，当所述占空比为1/S时，所述系统输出端的输出电流纹波为零。
在本公开的一种示例性实施例中，其中两个或任意两个相邻的所述开关变换支路的输出端直接串联。
在本公开的一种示例性实施例中，其中两个或任意两个相邻的所述开关变换支路的输出端通过电感串联。
在本公开的一种示例性实施例中，所述滤波电路仅包括电容。
在本公开的一种示例性实施例中，所述滤波电路包括电感与电容。
在本公开的一种示例性实施例中，每一所述开关变换支路均包括均压电路，所述均压电路并联于所述输入电容。
在本公开的一种示例性实施例中，所述均压电路包括：
均压绕组，与其它所述开关变换支路中的所述变压器磁耦合；
二极管，耦接于所述均压绕组与所述输入电容之间。
在本公开的一种示例性实施例中，还包括均压控制模块，所述均压控制模块设置为：比较每一所述输入电容的电压和输入参考电压，以分别获得对应的第一误差信号；比较所述直流/直流变换系统的输出电压和输出参考电压，以获得第二误差信号；以及，根据所述第一误差信号和所述第二误差信号对应调整所述原边电路的开关元件驱动信号的占空比。
在本公开的一种示例性实施例中，所述均压控制模块还设置为：对所述第一误差信号进行比例积分运算以获得第一调节信号；对所述第二误差信号进行比例积分运算以获得第二调节信号；比较所述第一调节信号和所述第二调节以获得第三误差信号；对所述第三误差信号进行比例积分运算以得到第三调节信号；将所述第三调节信号和对应的载波信号相比较以获得比较结果，根据所述比较结果对应调整所述原边电路的所述开关元件驱动信号的所述占空比。
在本公开的一种示例性实施例中，所述均压控制模块还设置为：对所述第一误差信号进行比例积分运算以获得第一调节信号；对所述第二误差信号进行比例积分运算以获得第二调节信号；将所述第一调节信号和对应的载波信号相叠加以获得第三调节信号；将所述第三调节信号和所述第二调节信号相比较以获得比较结果，根据所述比较结果对应调整所述原边电路的所述开关元件驱动信号的所述占空比。
本公开提供的直流/直流变换系统通过将多个开关变换支路的输入端串联、输出端串联，并仅使用一个输出端滤波电路，能够应用于高压输入、大功率输出的场景，并降低对元器件、变压器的要求，减小变压器体积，减小EMI干扰。
应当理解的是，以上的一般描述和后文的细节描述仅是示例性和解释性的，并不能限制本公开。
附图说明
此处的附图被并入说明书中并构成本说明书的一部分，示出了符合本公开的实施例，并与说明书一起用于解释本公开的原理。显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本公开的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是相关技术中原边输入串联、副边输出串联的直流/直流变换系统示意图。
图2是相关技术中原边输入并联、副边输出串联的直流/直流变换系统示意图。
图3是本公开提供的直流/直流变换系统的示意图。
图4是本公开第一实施例的示意图。
图5是图4所示实施例的控制时序图。
图6是本公开第二实施例的示意图。
图7是本公开第三实施例的示意图。
图8为图7所示实施例的控制时序示意图(D<0.25)。
图9为图7所示实施例的控制时序示意图(D＝0.25)。
图10A和图10B是本公开第四实施例的示意图。
图11是本公开第五实施例的示意图。
图12是本公开第六实施例的示意图。
图13是本公开第七实施例的示意图。
图14A～图14C是本公开第八实施例的示意图。
具体实施方式
现在将参考附图更全面地描述示例实施方式。然而，示例实施方式能够以多种形式实施，且不应被理解为限于在此阐述的范例；相反，提供这些实施方式使得本公开将更加全面和完整，并将示例实施方式的构思全面地传达给本领域的技术人员。所描述的特征、结构或特性可以以任何合适的方式结合在一个或更多实施方式中。在下面的描述中，提供许多具体细节从而给出对本公开的实施方式的充分理解。然而，本领域技术人员将意识到，可以实践本公开的技术方案而省略所述特定细节中的一个或更多，或者可以采用其它的方法、组元、装置、步骤等。在其它情况下，不详细示出或描述公知技术方案以避免喧宾夺主而使得本公开的各方面变得模糊。
此外，附图仅为本公开的示意性图解，图中相同的附图标记表示相同或类似的部分，因而将省略对它们的重复描述。附图中所示的一些方框图是功能实体，不一定必须与物理或逻辑上独立的实体相对应。可以采用软件形式来实现这些功能实体，或在一个或多个硬件模块或集成电路中实现这些功能实体，或在不同网络和/或处理器装置和/或微控制器装置中实现这些功能实体。
下面结合附图对本公开示例实施方式进行详细说明。
图3是本公开提供的直流/直流变换系统的示意图。如图3所示，直流/直流变换系统包含多个开关变换支路，以包括两个开关变换支路的直流/直流变换系统300为例，第一开关变换支路31包括：
原边电路311，输入端并联有输入电容C1；
变压器313，原边绕组耦接于原边电路311；
副边电路312，耦接于变压器313的副边绕组。
第二开关变换支路32同样包括：
原边电路321，输入端并联有输入电容C2；
变压器323，原边绕组耦接于原边电路321；
副边电路322，耦接于变压器323的副边绕组。
其中，多个开关变换支路的原边电路的输入端串联形成系统输入端；多个开关变换支路的副边电路的输出端串联形成系统输出端，系统输出端并联有滤波电路33。需要说明的是，图3仅为示例，本公开并不限定开关变换支路的数量，也不限定开关变换支路的种类。开关变换支路中的开关元件可由双极性接面型晶体管(Bipolar JunctionTransistor，BJT)、金属氧化物半导体场效晶体管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，MOSFET)或是其他适当的半导体组件实现。
图4是图3所示直流/直流变换系统的一个实施例。
参考图4，在图4所示实施例中，两个开关变换支路31和32在原副边同时串联。第一支路31的原边电路311的输入端与输入电容C1并联，第二支路32的原边电路321的输入端与输入电容C2并联，输入电容C1和输入电容C2串联形成直流/直流变换系统的输入端，耦接于输入电压Vin。第一支路31的副边电路312和第二支路32的副边电路322的输出端串联，形成直流/直流变换系统的系统输出端，输出滤波电路33并联在该系统输出端。
图4所示实施例中，原边电路311和321为全桥电路，每个全桥电路均包括两个桥臂，每个桥臂包括两个耦接的开关元件。两个支路31和32对应位置的开关元件的驱动信号的相位相差90度。
图5是图4所示实施例的控制时序图。
参考图5，以占空比D<0.25为例，在第一支路31中，开关元件M2和开关元件M4的驱动信号相位相同，开关元件M1和开关元件M3的驱动信号相位相同，开关元件M1和开关元件M2的驱动信号相位差为180deg；在第二支路32中，开关元件M6和开关元件M8的驱动信号相位相同，开关元件M5和开关元件M7的驱动信号相位相同，开关元件M5和开关元件M6的驱动信号相位差为180deg，开关元件M2与开关元件M6的驱动信号相位差为90deg。
E点对应滤波电路输入端的电压波形，该电压波形为频率较高的脉冲电压。E点脉动电压的频率为单一支路频率的2倍，与图1所示的直流/直流变换系统相比，本实施例的技术方案不仅使原本的两滤波电路减少为一个，同时大大减小了这一个滤波器的体积。
另一方面，与图2所示的直流/直流变换系统相比，在相同的输入电压和输出电压下，由于在本实施例中两支路的原边电路的输入端串联，两支路中原边电路的开关元件M1～M8和输入电容C1、C2的额定电压可以降低到图2中对应开关元件和电容的额定电压的1/2甚至更低，则开关元件导通电阻也相应降低，开关元件的漏源极电压降低，可以提高变换器的效率，降低变换器的EMI，减少元器件的的成本；并且由于原边电路的输入端串联，每一支路的原边电路的输入电压下降，原副边之间的电压差降低，变压器绕组间电压差降低，漏感减小，对应的安规距离减小，易于设计和制造，尤其是在高压应用场合，可以大大减小变压器的体积。
需要说明的是，本公开不限定支路的副边电路的电路拓扑。图6是本公开第二实施例的示意图。在图6中，各支路的副边电路可以包括由二极管组成的桥臂，图5所示的原边电路的开关元件控制方式也可以应用在一个或多个支路的副边电路为二极管的电路拓扑结构中，不再赘述。
图7是本公开第三实施例的示意图。
图8为图7所示实施例的控制时序示意图(D<0.25)。
参考图7，与图4的不同之处在于，图4中的各支路的副边电路的输出端直接串联，图7中的各支路的副边电路通过电感串联，开关元件控制方式及对应波形如图8所示。
参考图8，仍以占空比D<0.25为例，在第一支路中，开关元件M2和开关元件M4的驱动信号相位相同，开关元件M1和开关元件M3的驱动信号相位相同，开关元件M1和开关元件M2的驱动信号相位差为180deg；在第二支路中，开关元件M6和开关元件M8的驱动信号相位相同，开关元件M5和开关元件M7的驱动信号相位相同，开关元件M5和开关元件M6的驱动信号相位差为180deg，开关元件M2与开关元件M6相位差为90deg。
此时，E点电压波形接近直流电压波形，因此输出滤波电路的体积可进一步减小，如图7所示，输出滤波电路可以为电容滤波电路，但本发明不限于此，也可以为感容滤波电路。在图7所示实施例中，副边电路的输出端通过电感串联连接，电感两端的电压为零或较小，流过电感绕组电流的纹波小，流过各变压器原副边绕组的电流纹波小，元器件的导通损耗和变压器的铜损减少；纹波电流小、高频分量少和趋肤效应弱，系统内部导通电流导体部分的铜损减小。纹波电流小可有效减小原边开关元件的关断损耗，减小输出滤波电路体积，使系统具有更好的的EMI特性。
图9为图7所示实施例的控制时序示意图(D＝0.25)。
在该实施例中，当占空比D＝0.25时，各支路变压器副边绕组上的耦合电压幅值和周期相同，两组变压器副边绕组的电压在时间上互补，使得滤波电感两端的电压值为零，由此，各变压器原副边绕组中流过零纹波电流，该电流不含高频分量，趋肤效应弱，AC损耗为0，可以大幅度减少元器件的导通损耗、原边开关元件的关断损耗和变压器的铜损。另一方面，零纹波电流使得电路设计里可以移除电感，仅使用线路中的杂散电感和较小的输入输出电容滤除控制死区的纹波即可。在另一些实施例中，图7所示的实施例的占空比D＝0.5时,也有上述规律，不再赘述。
前述实施例所示的拓扑虽然可以解决高压输入的问题，但在实际应用中，由于原副边电路的开关元件均为串联连接，会受到输入电容、开关元件结电容、开关元件的导通时间差、变压器的漏感和线路寄生电阻等影响，各支路的电压容易出现不均衡，可能会损坏开关元件，导致输出异常。因此，本公开实施例还提供了一种增加均压措施的技术方案，通过增加均压电路或者均压控制模块来控制各支路的电压均衡。
图10A和图10B是本公开第四实施例的示意图。
在图10A所示实施例中，各支路的原边电路均为全桥电路，各输入电容均并联于一个均压电路，每个均压电路均包括磁耦合于其他支路中的变压器的均压绕组和耦接于该均压绕组和输入电容之间的二极管。
以两支路电路为例，第一支路31还包括第一均压电路314，第一均压电路314包括：
均压绕组T5，与第二均压电路32中的变压器323磁耦合；
二极管D1，耦接于均压绕组T5与输入电容C1之间。
第二支路32还包括第二均压电路324，第二均压电路324包括：
均压绕组T6，与第一均压支路31中的变压器313磁耦合；
二极管D2，耦接于均压绕组T6与输入电容C2之间。
如图10A所示，第一均压电路314在二极管D1正向导通时为输入电容C1充电，始终保持输入电容C1的高电位点与第一均压电路的高电位点连接。同理，第二均压电路324在二极管D2正向导通时为输入电容C2充电，始终保持输入电容C2的高电位点与第二均压支路的高电位点连接。此外，均压电路的二极管和绕组连接也可有其它方式，如图10B所示的三种均压电路都可使用，只要保持均压电路的高电位点与其对应的输入电容的高电位端连接即可。本领域技术人员可以根据实际情况自行设置各均压电路的连接方式。
图11是本公开第五实施例的示意图。本公开的技术方案不仅可以应用于全桥电路拓扑结构，还可以应用于半桥电路拓扑结构，如图11所示，开关变换支路的原边电路为半桥开关变换电路。
类似于图4的开关元件的控制方式，在图11所示拓扑结构中，开关元件的控制方式为：开关元件M1与开关元件M4的驱动信号相位差为180deg，开关元件M5与开关元件M8的驱动信号相位差为180deg，开关元件M1和开关元件M5的驱动信号相位差为90deg
在本公开的再一些实施例中，直流/直流变换系统还可包含S个开关变换支路，S为大于等于2的整数，在任意两个相邻的原边电路，也即两个相邻的半桥开关变换电路中，对应位置的开关元件的驱动信号相位差为180deg/S；并且，当各副边电路通过电感串联且驱动信号的占空比为1/S或1/(2S)时，系统输出端的输出电流纹波为零，此时，E点电压波形接近直流电压波形，因此输出滤波电路的体积可进一步减小，可以为电容滤波电路，但本发明不限于此，也可以为感容滤波电路。。
进一步地，在图11中，各支路的原边电路配有均压电路。第一支路111的原边电路含有两个串联的电容C3和C4，电容C3和C4也会由于第一支路111的输入电容C1、开关元件结电容、开关元件的导通时间差、变压器的漏感和线路寄生电阻等的影响导致电压不均，第一支路111的均压绕组T6耦合于第二支路112的变压器1123，与四个二极管D1、D3、D4、D5形成一桥式整流电路，作为第一支路111的第一均压电路1114，该整流电路并联在第一支路输入电容C1的两端。当二极管导通时，第一均压电路1114的高电位点与输入电容C1的高电位端连接。第二支路112的原理相同，于此不再赘述。
图12是本公开第六实施例的示意图。本公开的技术方案也可以应用在正激电路中，如图12所示，开关变换支路为正激电路。
在图12所示拓扑结构中，开关元件的控制方式为：主开关元件M1与箝位开关元件M4的驱动信号互补，主开关元件M5与箝位开关元件M2的驱动信号互补，主开关元件M1和主开关元件M5的驱动信号相位差为180deg。
在本公开的另一些实施例中，当直流/直流变换系统包含S个正激变换支路时，S为大于等于2的整数，在任意两个相邻的原边电路中，对应位置的开关元件的驱动信号相位差为360deg/S。在如图12所示的实施例中，S＝2，对应位置的开关元件的驱动信号相位差为360deg/2即180deg。进一步地，当各副边电路通过电感串联且驱动信号的占空比为1/S时，系统输出端的输出电流纹波为零，此时，E点电压波形接近直流电压波形，因此输出滤波电路的体积可进一步减小，可以为电容滤波电路，但本发明不限于此，也可以为感容滤波电路。
进一步地，在图12中，第一支路121的原边电路配有第一均压电路1214，第二支路122的原边电路包含第二均压电路1224，于此不再赘述。
图13是本公开第七实施例的示意图。如图13所示，三个全桥开关变换支路131、132、133在原副边同时串联。
和图4的相同部分不再赘述，不同之处在于，任意两个相邻的原边电路的对应位置的开关元件的驱动信号的相位差为60度。
在本公开的另一些实施例中，当直流/直流变换系统包含S个全桥开关变换支路时，S为大于等于2的整数，在任意两个相邻的所述原边电路中，对应位置的开关元件的驱动信号相位差为180deg/S，在图13所示实施例中，S＝3，对应位置的开关元件的驱动信号相位差为180deg/3即60deg。此时，如果各副边电路通过电感串联且驱动信号的占空比为1/S或1/(2S)，系统输出端的输出电流纹波为零，E点电压波形接近直流电压波形，输出滤波电路的体积可进一步减小，可以为电容滤波电路，但本发明不限于此，也可以为感容滤波电路。
在图13所示的拓扑结构下，每个支路设置了多个均压电路来实现电压的均衡。在第一支路131中，两个均压电路1311和1312来构成一个均压模块，其中第一均压电路1311的均压绕组T7与第二支路132的变压器T3/T4耦合，第二均压电路1312的均压绕组T10与第三支路的变压器T5/T6耦合，两个均压电路并联构成一均压模块，并且并联在第一支路131的输入电容C1的两端。这种均压模块中均压电路个数的设置方式是为了保证其他各支路的变压器都被耦合到，因此在S个支路构成的电路中，每个支路均设置(S-1)个均压电路，该(S-1)个均压电路中的绕组一一耦合于其余所有支路的变压器绕组以达到均压的目的。
在本公开的另一些实施例中，直流/直流变换系统还包括均压控制模块，用以比较每一输入电容的电压和输入参考电压以获得对应的第一误差信号，比较直流/直流变换系统的输出电压和输出参考电压以获得第二误差信号，以及，根据第一误差信号和第二误差信号对应调整原边电路的开关元件的占空比。
图14A～图14C是本公开第八实施例的示意图。图14A～图14C所示为通过均压控制模块实现各支路电压均衡的技术方案示意图。
参考图14A，以两支路正激电路串联为例，采样第一支路141的输入电容C1上的电压VA为VinsenseA，采样第二支路142的输入电容C2上的电压VB为VinsenseB，采样输出电容Cout上的电压为Voutsense。
参考图14B，在一种均压控制模块中，可以首先将输入电容的电压VinsenseA和VinsenseB分别与输入参考电压Vin-ref进行比较以分别获得对应的第一误差信号，并将输出电压Voutsense与输出参考电压Vout-ref相比较，以获得第二误差信号，并对获得的第一误差信号和第二误差信号分别进行比例积分运算以获得第一调节信号和第二调节信号，比较第一调节信号和第二调节以获得第三误差信号；对第三误差信号进行比例积分运算以得到第三调节信号；将第三调节信号和对应的载波信号相比较以获得比较结果，根据比较结果对应调整与输入电容并联的原边电路中开关元件驱动信号的占空比。以图14A所示的串联的正激电路为例，在图14B所示的均压控制模块中，载波信号，也即三角波A与三角波B，两者的相位差为180deg，开关信号PWM-A经驱动器放大后用于驱动第一支路141的主开关元件M1，开关信号PWM-B经驱动器放大后用于驱动第二支路142的主开关元件M5。
参考图14C，在另一种均压控制模块中，可以首先将输入电压VinsenseA和VinsenseB分别与输入参考电压Vin-ref相比较，以分别获得对应的第一误差信号，并将输出电压Voutsense与输出参考电压Vout-ref相比较以获得第二误差信号，并将获得的第一误差信号和第二误差信号分别进行经比例积分运算以获得第一调节信号和第二调节信号，将第一调节信号和对应的载波信号相叠加以获得第三调节信号，将第三调节信号和第二调节信号相比较以获得比较结果，根据比较结果对应调整与输入电容并联的原边电路中开关元件驱动信号的占空比。以图14A所示的串联的正激电路为例，图14C所示的均压控制模块中，三角波A与三角波B的相位差为180deg，PWM-A经驱动器放大后用于驱动第一支路141的主开关元件M1，PWM-B经驱动器放大后用于驱动第二支路142的主开关元件M5。
图14B和图14C仅为均压控制模块的示例性实施例，在以上启发下，本领域技术人员还可以采用其他均压控制模块实现直流/直流变换系统各支路的电压均衡，本公开不以此为限。
综上所述，本公开提供的技术方案通过将两个开关变换支路中的原边电路串联、副边电路串联，并使用同一个输出滤波电路，既可以实现高压输入，也可以实现高功率输出，同时还可以降低对元器件的要求，降低电路体积，进而降低成本、改善EMI指标。此外，通过增加均压电路或均压控制模块，可以有效改善支路串联带来的弊端，提高电路效率。
本领域技术人员在考虑说明书及实践这里公开的发明后，将容易想到本公开的其它实施方案。本申请旨在涵盖本公开的任何变型、用途或者适应性变化，这些变型、用途或者适应性变化遵循本公开的一般性原理并包括本公开未公开的本技术领域中的公知常识或惯用技术手段。说明书和实施例仅被视为示例性的，本公开的真正范围和构思由权利要求指出。

Claims (19)

1.一种直流/直流变换系统，其特征在于，包括：
多个开关变换支路，每个所述开关变换支路均包括：
原边电路，输入端并联有输入电容；
变压器，原边绕组耦接于所述原边电路；
副边电路，耦接于所述变压器的副边绕组；
其中，所述多个开关变换支路的所述原边电路的输入端串联形成系统输入端；所述多个开关变换支路的所述副边电路的输出端串联形成系统输出端，所述系统输出端并联有滤波电路。
2.如权利要求1所述的直流/直流变换系统，其特征在于，所述原边电路包括全桥电路或半桥电路。
3.如权利要求2所述的直流/直流变换系统，其特征在于，在任意两个相邻的所述原边电路中，对应位置的开关元件的驱动信号相位差为180deg/S，S为所述多个开关变换支路的数量。
4.如权利要求3所述的直流/直流变换系统，其特征在于，多个所述原边电路的多个所述开关元件的所述驱动信号的占空比相同，且所述占空比范围为5％～50％。
5.如权利要求4所述的直流/直流变换系统，其特征在于，所述占空比为1/S或1/(2S)。
6.如权利要求1或2所述的直流/直流变换系统，其特征在于，所述副边电路包括由二极管桥臂形成的全桥电路。
7.如权利要求1所述的直流/直流变换系统，其特征在于，所述开关变换支路包括正激电路。
8.如权利要求7所述的直流/直流变换系统，其特征在于，在任意两个相邻的所述原边电路中，对应位置的主开关元件的驱动信号相位差为360deg/S，其中S为所述多个开关变换支路的数量。
9.如权利要求8所述的直流/直流变换系统，其特征在于，多个所述原边电路的多个所述开关元件的所述驱动信号的占空比相同，且所述占空比范围为5％～95％。
10.如权利要求9所述的直流/直流变换系统，其特征在于，所述占空比为1/S。
11.如权利要求1所述的直流/直流变换系统，其特征在于，其中两个或任意两个相邻的所述开关变换支路的输出端直接串联。
12.如权利要求1所述的直流/直流变换系统，其特征在于，其中两个或任意两个相邻的所述开关变换支路的输出端通过电感串联。
13.如权利要求5、10或12中任一项所述的直流/直流变换系统，其特征在于，所述滤波电路仅包括电容。
14.如权利要求1所述的直流/直流变换系统，其特征在于，所述滤波电路包括电感与电容。
15.如权利要求1所述的直流/直流变换系统，其特征在于，每一所述开关变换支路均包括均压电路，所述均压电路并联于所述输入电容。
16.如权利要求16所述的直流/直流变换系统，其特征在于，所述均压电路包括：
均压绕组，与其它所述开关变换支路中的所述变压器磁耦合；
二极管，耦接于所述均压绕组与所述输入电容之间。
17.如权利要求1所述的直流/直流变换系统，其特征在于，还包括均压控制模块，所述均压控制模块设置为：
比较每一所述输入电容的电压和输入参考电压，以获得对应的第一误差信号；
比较所述直流/直流变换系统的输出电压和输出参考电压，以获得第二误差信号；以及，
根据所述第一误差信号和所述第二误差信号对应调整所述原边电路的开关元件驱动信号的占空比。
18.如权利要求17所述的直流/直流变换系统，其特征在于，所述均压控制模块还设置为：
对所述第一误差信号进行比例积分运算以获得第一调节信号；
对所述第二误差信号进行比例积分运算以获得第二调节信号；
比较所述第一调节信号和第二调节以获得第三误差信号；
对所述第三误差信号进行比例积分运算以得到第三调节信号；
比较所述第三调节信号和对应的载波信号以获得比较结果，根据所述比较结果对应调整所述原边电路的所述开关元件驱动信号的所述占空比。
19.如权利要求17所述的直流/直流变换系统，其特征在于，所述均压控制模块还设置为：
对所述第一误差信号进行比例积分运算以获得第一调节信号；
对所述第二误差信号进行比例积分运算以获得第二调节信号；
将所述第一调节信号和对应的载波信号相叠加以获得第三调节信号；
将所述第三调节信号和所述第二调节信号相比较以获得比较结果，根据所述比较结果对应调整所述原边电路的所述开关元件驱动信号的所述占空比。
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