JP6144709B2

JP6144709B2 - 変圧装置

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Publication number: JP6144709B2
Application number: JP2015043565A
Authority: JP
Inventors: 英章中幡; 信夫志賀; 弘津　研一; 研一弘津; 大平　孝; 孝大平; 恭平山田
Original assignee: Toyohashi University of Technology NUC; Sumitomo Electric Industries Ltd
Current assignee: Toyohashi University of Technology NUC; Sumitomo Electric Industries Ltd
Priority date: 2015-03-05
Filing date: 2015-03-05
Publication date: 2017-06-07
Anticipated expiration: 2033-08-29
Also published as: JP2015112017A

Description

本発明は、変圧装置に関する。

商用交流の送配電系統には、変圧器が用いられる。需要家の直近では、例えば６６００Ｖ（５０Ｈｚ又は６０Ｈｚ）を、２００Ｖに変圧する柱上トランスが用いられる（非特許文献１参照。）。このような柱上トランスは、導線となる太いコイルが鉄心に巻回されており、相応の重量がある。また、さらに絶縁油やケースを含めると、例えば直径４０ｃｍ、高さ８０ｃｍのタイプでは２００ｋｇ程度の重量がある。

一方、次世代の電力システムであるスマートグリッドの実現に向け、ＳＳＴ（Solid-State Transformer）の研究が行われている。ＳＳＴには、高周波トランスが用いられる（例えば、非特許文献２参照。）。

中部電力ホームページ、「柱上変圧器」、［online］、［平成２５年７月１９日検索］、インターネット<URL:http://www.chuden.co.jp/e-museum/guide/3floor/exhibit_c23.html> Falcones, S.: et al., Power and Energy Society General Meeting, 2010 IEEE, pp. 1-8, Minneapolis, July 2010

従来の柱上トランスは重く、従って、取り扱いが容易ではない。また、その外形寸法を収めるに足る大きな取付スペースが、柱上に必要である。
一方、高周波トランスは、寄生容量の影響が回避できず、設計上の困難性がある。

かかる従来の問題点に鑑み、本発明は、小型軽量で、従来のトランスのような磁気結合や電磁誘導、相互インダクタンス用のコイルや鉄心等を必要としない画期的な次世代の変圧装置を提供することを目的とする。

本発明は、周波数ｆの交流電源と、抵抗値Ｒの負荷との間に設けられる、分布定数型の変圧装置であって、周波数ｆにおける波長をλとして、前記交流電源に接続され、長さλ／４の２本の平行な電路で特性インピーダンスがＺ _Ｃ１の分布定数回路を構成する第１変換器と、前記第１変換器と前記負荷との間に設けられ、長さλ／４の２本の平行な電路で特性インピーダンスがＺ _Ｃ２の分布定数回路を構成する第２変換器と、前記第１変換器の出力端での２本の電路と、前記第２変換器の入力端での２本の電路とをそれぞれ互いに繋ぐ２本の接続電路によって構成される接続部分と、を備え、前記第１変換器の入力端から見た入力インピーダンスＺ _ｉｎが、Ｚ _ｉｎ＝（Ｚ _Ｃ１ ^２／Ｚ _Ｃ２ ^２）・Ｒである。

本発明の変圧装置を電力用の変圧器として用いることにより、コイルや鉄心等を含む従来のトランスは不要となる。従って、変圧器の飛躍的な小型軽量化及び、それに伴う低コスト化を実現することができる。

分布定数回路による変圧装置を示す接続図である。他の構成による変圧装置を示す回路図である。（ａ）は、図２における４つのスイッチのうち、上側にある２つのスイッチがオンで、下側にある２つのスイッチがオフであるときの、実体接続の状態を示す回路図である。（ｂ）は、（ａ）と同じ回路図を、階段状に書き換えた回路図である。（ａ）は、図２における４つのスイッチのうち、下側にある２つのスイッチがオンで、上側にある２つのスイッチがオフであるときの、実体接続の状態を示す回路図である。また、（ｂ）は、（ａ）と同じ回路図を、階段状に書き換えた回路図である。図２の変圧装置に対する入力電圧及び入力電流をそれぞれ表す波形図である。図２の変圧装置における、変圧の中間段階での電圧及び電流をそれぞれ表す波形図である。図２の変圧装置からの出力電圧及び出力電流をそれぞれ表す波形図である。図１に示した変圧装置と、図２の変圧装置とを、組み合わせた回路図である。

［実施形態の要旨］
本発明の実施形態の要旨としては、少なくとも以下のものが含まれる。

（１）これは、周波数ｆの交流電源と、抵抗値Ｒの負荷との間に設けられる、分布定数型の変圧装置であって、周波数ｆにおける波長をλとして、前記交流電源に接続される、長さλ／４の第１変換器と、前記第１変換器の終端と前記負荷との間に設けられる、長さλ／４の第２変換器と、を備えているものである。

上記のような変圧装置では、第１変換器のインピーダンスをＺ_ｃ１、第２変換器のインピーダンスをＺ_ｃ２とすると、入力インピーダンスＺ_ｉｎは、
Ｚ_ｉｎ＝（Ｚ_ｃ１ ^２／Ｚ_ｃ２ ^２）・Ｒ＝ｋ・Ｒ
となる。ここで、ｋは定数となる。入力インピーダンスＺ_ｉｎは、負荷の抵抗値Ｒに比例し、これにより、負荷の抵抗値に関わらず、入力電圧に比例した出力電圧が得られる。すなわち、一定の変圧比（１／ｋ）^１／２で入力電圧を出力電圧に変換する変圧装置が得られる。この変圧装置は、分布定数回路を２段階に接続したものである。従って、従来の変圧器のような巻線や鉄心等を必要としない画期的な形態となり、変圧器の軽量化及び、それに伴う低コスト化を実現することができる。さらに、高周波トランスで課題となる寄生容量、漏れ磁界発生の問題も解消され、低損失な変圧器を実現できる。

（２）また、変圧装置は、スイッチングを行う回路と、当該回路内に介挿された（１）の変圧装置とを含むものであってもよい。
この場合、高周波でスイッチングを行っている環境を利用して分布定数型の変圧装置を活用することができる。

（３）また、（１）の変圧装置において、前記第１変換器及び前記第２変換器は、ケーブルによって構成することが可能である。
この場合、ケーブルの特性インピーダンスを、第１変換器及び第２変換器のそれぞれのインピーダンスとすることができる。

（４）また、（３）の変圧装置において、前記ケーブルは、配電線の電力ケーブルと一体化するようにしてもよい。
この場合、電力ケーブルを変圧装置として利用することができる。

（５）また、（３）又は（４）の変圧装置において、前記交流電源の周波数は、少なくとも１ＭＨｚであることが望ましい。
この場合、例えば周波数が１０ＭＨｚであればλ／４が数ｍとなり、ケーブルでの実現が現実的に容易になる。また、１ＭＨｚであればλ／４が数十ｍとなるが、配電線の電力ケーブルと一体化すれば実現が可能である。

［実施形態の詳細］
＜分布定数回路による変圧装置＞
次に、本発明の一実施形態に係る分布定数回路による変圧装置について説明する。

《基本構成》
図１は、分布定数回路による変圧装置１００を示す接続図である。図において、変圧装置１００を構成するのは、第１変換器１０１と，その終端に接続された第２変換器１０２である。第１変換器１０１及び第２変換器１０２としては、例えば金属シース付きの単心ケーブル（ＣＶ）を用いることができる。前段の第１変換器１０１は、入力される電源の周波数ｆに対してλ／４の長さを有する（λは波長）。また、第１変換器１０１の終端に接続される後段の第２変換器１０２も、入力される電源の周波数ｆに対してλ／４の長さを有する。

ここで、第１変換器１０１及び第２変換器１０２のそれぞれの特性インピーダンスをＺ_ｃ１及びＺ_ｃ２、第１変換器１０１の入力端から見た入力インピーダンスをＺ_ｉｎ、第２変換器１０２の入力端から見た入力インピーダンスをＺ_ｉｎ’とすると、
Ｚ_ｉｎ＝Ｚ_ｃ１ ^２／Ｚ_ｉｎ’、Ｚ_ｉｎ’＝Ｚ_ｃ２ ^２／Ｒであるから、
Ｚ_ｉｎ＝Ｚ_ｃ１ ^２／（Ｚ_ｃ２ ^２／Ｒ）
＝（Ｚ_ｃ１ ^２／Ｚ_ｃ２ ^２）Ｒ
となる。（Ｚ_ｃ１ ^２／Ｚ_ｃ２ ^２）は定数であるから、これを定数ｋと置くと、
Ｚ_ｉｎ＝ｋ・Ｒ
となる。

また、変圧装置１００全体としての、入力電圧をＶ_ｉｎ、入力電力をＰ_ｉｎ、出力電力をＰ_ｏｕｔ、出力電圧をＶ_ｏｕｔとすると、Ｐ_ｉｎ＝Ｖ_ｉｎ ^２／Ｚ_ｉｎ、Ｐ_ｏｕｔ＝Ｖ_ｏｕｔ ^２／Ｒである。ここで、Ｐ_ｉｎ＝Ｐ_ｏｕｔであるから、以下の関係が得られる。
Ｖ_ｉｎ ^２／Ｚ_ｉｎ＝Ｖ_ｏｕｔ ^２／Ｒ
となる。これを変形すると、
（Ｖ_ｏｕｔ ^２／Ｖ_ｉｎ ^２）＝Ｒ／Ｚ_ｉｎ＝ｋ
となる。従って、
（Ｖ_ｏｕｔ／Ｖ_ｉｎ）＝ｋ^１／２
となり、一定の変圧比ｋ^１／２が得られる。

このように、入力インピーダンスＺ_ｉｎは負荷の抵抗値Ｒに比例し、負荷変動に対して変圧比が一定となる。言い換えれば、負荷の抵抗値に関わらず、入力電圧に比例した出力電圧が得られる。すなわち、一定の変圧比（１／ｋ）^１／２＝Ｚ_ｃ２／Ｚ_ｃ１で、入力電圧を出力電圧に変換する変圧装置１００が得られる。また、変圧比は、Ｚ_ｃ２／Ｚ_ｃ１の値の選択により自由に設計可能である。
この変圧装置は、分布定数回路を２段階に接続したものである。従って、従来の変圧器のような巻線や鉄心等を必要としない画期的な形態となり、変圧器の軽量化及び、それに伴う低コスト化を実現することができる。さらに、高周波トランスで課題となる寄生容量、漏れ磁界発生の問題も解消され、低損失な変圧器を実現できる。

上記の変圧装置１００は、商用周波レベルの低周波でも理論的には可能であるが、現実的には、λ／４が非常に長くなるので、不向きである。しかし、１ＭＨｚではλ／４が数十ｍとなり、配電線の電力ケーブルと一体化すれば実現が可能である。さらに１０ＭＨｚでは、λ／４が数ｍとなるので、ケーブルでの実現が現実的に容易になる。

上述の、分布定数回路による変圧装置１００は、他の構成による変圧装置と組み合わせて使用することも可能である。例えば、他の構成による変圧装置としては、以下のものがある。

＜リアクタンス素子を用いたスイッチングによる変圧装置＞
図２は、かかる変圧装置１の一例を示す回路図である。図において、変圧装置１は、交流電源２と、負荷Ｒとの間に設けられている。変圧装置１は、一対のキャパシタＣ１，Ｃ２と、一対のインダクタＬ１，Ｌ２と、４つのスイッチＳ_ｒ１，Ｓ_ｒ２，Ｓ_ｂ１，Ｓ_ｂ２と、これらのスイッチＳ_ｒ１，Ｓ_ｒ２，Ｓ_ｂ１，Ｓ_ｂ２のオン／オフを制御するスイッチング制御部３とを備えている。スイッチング制御部３のスイッチング周波数は、例えば１ＭＨｚ程度である。なお、スイッチング周波数は１ＭＨｚ以上が好ましいが、１ＭＨｚ未満でも可能である。

スイッチＳ_ｒ１，Ｓ_ｒ２，Ｓ_ｂ１，Ｓ_ｂ２及びスイッチング制御部３により、変圧装置１の回路接続の状態を切り替えるスイッチ装置４が構成されている。スイッチＳ_ｒ１，Ｓ_ｒ２は互いに同期して動作し、また、スイッチＳ_ｂ１，Ｓ_ｂ２は互いに同期して動作する。そして、スイッチＳ_ｒ１，Ｓ_ｒ２のペアと、スイッチＳ_ｂ１，Ｓ_ｂ２のペアとは、排他的に交互にオンとなるよう動作する。スイッチＳ_ｒ１，Ｓ_ｒ２，Ｓ_ｂ１，Ｓ_ｂ２は、例えば、ＳｉＣ素子又はＧａＮ素子からなる半導体スイッチング素子である。ＳｉＣ素子又はＧａＮ素子は、例えばＳｉ素子に比べて、より高速なスイッチングが可能である。また、素子を多段に接続しなくても、充分な耐圧（例えば６ｋＶ／１個も可能）が得られる。

図２において、一対のキャパシタＣ１，Ｃ２は、接続点Ｐ１において互いに直列に接続されている。そして、その直列体の両端に、交流電源２が接続されている。一対のキャパシタＣ１，Ｃ２の直列体には入力電圧Ｖ_ｉｎが印加され、入力電流Ｉ_ｉｎが流れる。
また、一対のインダクタＬ１，Ｌ２は、接続点Ｐ２において互いに直列に接続されている。そして、その直列体の両端に、キャパシタＣ１，Ｃ２を介した入力電圧Ｖ_ｍが印加され、入力電流Ｉ_ｍが流れる。負荷Ｒには、スイッチＳ_ｒ２，Ｓ_ｂ２のいずれかがオンのとき電流が流れる。ここで、負荷Ｒに印加される電圧をＶ_ｏｕｔ、変圧装置１から負荷Ｒに流れる出力電流をＩ_ｏｕｔとする。

図３の（ａ）は、図２における４つのスイッチＳ_ｒ１，Ｓ_ｒ２，Ｓ_ｂ１，Ｓ_ｂ２のうち、上側にある２つのスイッチＳ_ｒ１，Ｓ_ｒ２がオンで、下側にある２つのスイッチＳ_ｂ１，Ｓ_ｂ２がオフであるときの、実体接続の状態を示す回路図である。なお、図２におけるスイッチ装置４の図示は省略している。また、図３の（ｂ）は、（ａ）と同じ回路図を、階段状に書き換えた回路図である。
一方、図４の（ａ）は、図２における４つのスイッチＳ_ｒ１，Ｓ_ｒ２，Ｓ_ｂ１，Ｓ_ｂ２のうち、下側にある２つのスイッチＳ_ｂ１，Ｓ_ｂ２がオンで、上側にある２つのスイッチＳ_ｒ１，Ｓ_ｒ２がオフであるときの、実体接続の状態を示す回路図である。また、図４の（ｂ）は、（ａ）と同じ回路図を、階段状に書き換えた回路図である。

図３，図４の状態を交互に繰り返すことにより、キャパシタＣ１，Ｃ２の直列体の接続点Ｐ１を介して取り出される電圧は、さらに、インダクタＬ１，Ｌ２の直列体の接続点Ｐ２を介して取り出される電圧となる。すなわち、キャパシタ側を前段とし、インダクタ側を後段とする変圧が行われる。ここで、入力電圧は１／４となって出力されるのではないかと推定される。そして、このことは、発明者らの実験によって確認されている。

図５は、上が、変圧装置１に対する入力電圧、下が、入力電流をそれぞれ表す波形図である。
図６は、変圧の中間段階での電圧Ｖ_ｍ、電流Ｉ_ｍをそれぞれ表す波形図である。これは実際には、スイッチングによるパルス列によって構成され、全体として図示のような波形となる。
また、図７は、上が、変圧装置１からの出力電圧、下が、出力電流をそれぞれ表す波形図である。図５，図７の対比により明らかなように、電圧は１／４に変圧され、それに伴って、電流は４倍となる。

＜組み合わせの例示＞
図８は、分布定数回路による変圧装置１００と、図２に示した変圧装置１とを、組み合わせた回路図である。図において、図２に示した変圧装置１におけるキャパシタ段と、インダクタ段との間に、変圧装置１００が介挿されている。このようにして、２種類の変圧装置１，１００の変圧機能を組み合わせることにより、変圧比の広範囲な設計が可能となる。

この場合、変圧装置１は、前述のように例えば１ＭＨｚでスイッチングを行う回路である。このような回路内に変圧装置１００を介挿することで、例えば１ＭＨｚの高周波でスイッチングを行っている環境を利用して分布定数型の変圧装置１００を活用することができる。
また、交流電源２が仮に直流電源に置き換わったとしても、変圧装置１００には、変圧装置１の前段のスイッチングによるスイッチング波形が入力されるので、使用可能である。

なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。

１変圧装置
２交流電源
３スイッチング制御部
４スイッチ装置
１００変圧装置
Ｃ１，Ｃ２キャパシタ
Ｌ１，Ｌ２インダクタ
Ｓ_ｂ１，Ｓ_ｂ２スイッチ
Ｓ_ｒ１，Ｓ_ｒ２スイッチ
Ｐ１，Ｐ２接続点
Ｒ負荷

Claims

周波数ｆの交流電源と、抵抗値Ｒの負荷との間に設けられる、分布定数型の変圧装置であって、周波数ｆにおける波長をλとして、
前記交流電源に接続され、長さλ／４の２本の平行な電路で特性インピーダンスがＺ _Ｃ１の分布定数回路を構成する第１変換器と、
前記第１変換器と前記負荷との間に設けられ、長さλ／４の２本の平行な電路で特性インピーダンスがＺ _Ｃ２の分布定数回路を構成する第２変換器と、
前記第１変換器の出力端での２本の電路と、前記第２変換器の入力端での２本の電路とをそれぞれ互いに繋ぐ２本の接続電路によって構成される接続部分と、
を備え、
前記第１変換器の入力端から見た入力インピーダンスＺ _ｉｎが、Ｚ _ｉｎ＝（Ｚ _Ｃ１ ^２／Ｚ _Ｃ２ ^２）・Ｒである変圧装置。
スイッチングを行う回路と、当該回路内に介挿された請求項１に記載の変圧装置とを含む変圧装置。
前記交流電源の周波数は、少なくとも１ＭＨｚである請求項１又は請求項２に記載の変圧装置。