CN107466441B - 逆变器的控制装置 - Google Patents

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Abstract

能够在无需使维持电压型逆变器所采用的矢量模式的期间延长得长于本来应维持的期间的情况下进行电流检测，由此避免输出失真以及开关损耗的增大。第1电压指令组(V**)在第1区间中对应于如下的开关信号(Sup,Svp,Swp,Sun,Svn,Swn)，其中，所述第1区间包含电压型逆变器的一对电流路径各自的上臂侧开关在载波(C5)的一个周期中导通的总计期间分别为零且相等的时刻，所述开关信号(Sup,Svp,Swp,Sun,Svn,Swn)使得全部电流路径的上臂侧开关在该一个周期中不导通的期间与该一对电流路径的上臂侧开关均不导通而其它上臂侧开关导通的一对期间相邻且夹在该一对期间之间。

Description

逆变器的控制装置
技术领域
本发明涉及控制逆变器的技术。
背景技术
作为从交流电源直接得到交流输出电压的方式，已知有通过以矩阵变流器为代表的直接型交流电力变换装置实现的方式。对于直接型交流电力变换装置，可以期待小型化及高效率化，因此，作为第二代的电力变换装置受到关注。但是，矩阵变流器由于主电路结构及调制方法的特殊性而还在普及。
对此，提出有如下采用了间接方式的调制方式，即，使用目前作为主流的间接型变换装置，利用直流链路将AC/DC变流器(以下，简称作“变流器”)与DC/AC逆变器(以下，简称作“逆变器”)连接起来(例如非专利文献1)。
关于间接方式，通过适于民生用个人计算机的调制方式(例如专利文献1)、主电路的简单化(例如专利文献2)等的技术开发而已经作为空调机而得到实用化(例如非专利文献2)。此外，还探讨了通过并用附加了充电电路的有源缓冲器来将该间接方式应用于单相设备(例如非专利文献3、专利文献3)。
另一方面，对于间接型变换装置，为了简化电流传感器，应用如下的方式：利用分流电阻等通过直流链路对电流进行检测，并根据逆变器电路的开关模式对相电流进行检测。为了应用本方式，需要将开关模式保持得比电流检测的迟滞和死区时间(dead time)期间中的任何一个均要长。
在本来应采用的开关模式较短的情况下，提出有延长并维持该开关模式以进行电流检测的技术。为了减少由于这样的延长而在输出中产生的失真，还提出有利用其它矢量模式(vector pattern)对对应于开关模式的矢量模式进行校正的技术(例如专利文献4)。
在直接型变换装置中，利用电流型变换器的指令电压的中间相来分割载波的一个周期。并且，在该分割而成的各个期间中采用相同的开关模式。由此，还提出有如下技术方案：在分割而成的期间中的较长的期间对电流进行检测(例如专利文献5)。
另外，举出专利文献6作为公开有与本申请相关联的技术的文献。
在先技术文献
专利文献
专利文献1:日本特许第4135026号公报
专利文献2:日本特许第4049189号公报
专利文献3:日本特开2011-193678号公报
专利文献4:日本特开平3-230767号公报
专利文献5:日本特许第5167869号公报
专利文献6:日本特开2013-93992号公报
非专利文献
非专利文献1:L.Wei,T.A.Lipo,“A Novel Matrix Converter Topology withSimple Commutation",IEEE IAS2001,voL9,pp.1749-1754(2001)
非专利文献2:藤田、榊原、松野、「エアコン用三相インダイレクトマトリックスコンバータの開発と実用化」、電気学会、半導体電力変換/自動車/家電·民生合同研究会資料,2012(20),31-36ページ，SPC-12-174/VT-12-025/HCA-12-059
非专利文献3:大沼、伊東、「充電回路を付加したアクティブバッファ付き単相三相電力変換器の回路構成と制御法」、平成22年電気学会全大、4-057(2010)
发明内容
发明要解决的课题
分割而成的期间可能会存在缩短到载波的周期的一半的情况。因此，在专利文献4所示的方式中，在延长要测定电流的开关模式的情况下，存在维持该开关模式的期间成为本来应维持的期间的两倍的情况。这除了会导致高速区域的输出失真的增大外，还会使采用用于进行对该延长的校正的矢量模式的期间倍增。后者会导致逆变器的开关次数的增加，从而使其开关损耗增大。
本发明是为了解决这样的问题而完成的，其目的在于，能够在相比于本来应维持的期间无需使维持矢量模式的期间延长的情况下进行电流检测，由此避免输出失真以及开关损耗的增大。
用于解决课题的手段
本发明的逆变器的控制装置(6)控制将直流电压(Vdc)转换成三相交流电压(Vu，Vv，Vw)的电压型逆变器(4)。
所述电压型逆变器(4)具有三个电流路径，该三个电流路径彼此并联地连接在施加有所述直流电压的第1直流母线与第2直流母线(LH,LL)之间，所述第1直流母线(LH)的电位高于所述第2直流母线(LL)的电位。所述电流路径分别具有：连接点(Pu,Pv,Pw)；上臂侧开关(Qup,Qvp,Qwp)，它们连接于所述第1直流母线与所述连接点之间，在导通时，使电流从所述第1直流母线流向所述连接点；下臂侧开关(Qun,Qvn,Qwn)，它们连接于所述连接点与所述第2直流母线之间，在导通时，使电流从所述连接点流向所述第2直流母线；上臂侧二极管(Dup,Dvp,Dwp)，它们与所述上臂侧开关分别反向并联连接；以及下臂侧二极管(Dun,Dvn,Dwn)，它们与所述下臂侧开关分别反向并联连接。
并且，该控制装置的第1方式具有：开关信号生成部(38)，其根据包含在第1电压指令组和第2电压指令组中的多个电压指令与三角波(C5，C6)之间的比较而生成开关信号(Sup,Svp,Swp,Sun,Svn,Swn)，所述开关信号(Sup,Svp,Swp,Sun,Svn,Swn)使得在所述三角波的一个周期(T0)中任意一个所述上臂侧开关维持导通/不导通，并使所述上臂侧开关和所述下臂侧开关在各个所述电流路径中彼此排他地导通；和电压指令生成部(34)，其生成所述第1电压指令组和第2电压指令组。
在所述一个周期中，所述三角波呈现两次最小值(Cmin)、一次第1极大值(Cmax1)以及一次第2极大值(Cmax2)。
所述第1电压指令组在第1区间中对应于如下的所述开关信号，其中，所述第1区间包含一对所述电流路径各自的所述上臂侧开关(Qwp,Qvp)在所述一个周期中导通的总计期间分别为零且相等的时刻(0°)，所述开关信号使得全部所述电流路径中的所述上臂侧开关在所述一个周期中不导通的期间(V0)与该一对所述电流路径的所述上臂侧开关均不导通而其它所述上臂侧开关导通的一对期间(V4)相邻且夹在该一对期间(V4)之间。
所述第2电压指令组在第2区间中对应于如下的所述开关信号，其中，所述第2区间与所述第1区间彼此排斥，且包含一对所述电流路径各自的所述上臂侧开关(Qvp,Qup)在所述一个周期中导通的总计期间分别为非零且相等的时刻(60°)，所述开关信号使得全部所述电流路径中的所述上臂侧开关在所述一个周期中导通的期间(V7)与该一对所述电流路径的所述上臂侧开关都导通而其它所述上臂侧开关不导通的一对期间(V6)相邻且夹在该一对期间(V6)之间。
优选的是，所述控制装置还具有信号波生成部(32)，该信号波生成部(32)输出第1信号波组(Vu1*,Vv1*,Vw1*)和第2信号波组(Vu2＊，Vv2＊，Vw2＊)，所述第1信号波组(Vu1＊，Vv1＊，Vw1＊)和第2信号波组(Vu2＊，Vv2＊，Vw2＊)都包含第1信号波(Vu1＊，Vu2＊)、第2信号波(Vv1＊，Vv2＊)以及第3信号波(Vw1＊，Vw2＊)，所述第1信号波(Vu1＊，Vu2＊)表示第1所述电流路径中所述上臂侧开关(Qup)在所述一个周期中导通的总计期间与所述一个周期的比率，所述第2信号波(Vv1＊，Vv2＊)表示第2所述电流路径中所述上臂侧开关(Qvp)在所述一个周期中导通的总计期间与所述一个周期的比率，所述第3信号波(Vw1＊，Vw2＊)表示第3所述电流路径中所述上臂侧开关(Qwp)在所述一个周期中导通的总计期间与所述一个周期的比率。
所述电压指令生成部根据所述第1信号波组和所述第2信号波组，分别生成所述第1电压指令组和所述第2电压指令组。包含在所述第2信号波组中的所述第1信号波至第3信号波分别取从1中减去如下值而得到的值：所述值使得包含在所述第2信号波组中的所述第1信号波至第3信号波的相位与包含在所述第1信号波组中的所述第1信号波至第3信号波的相位错开180度。
发明的效果
根据本发明的逆变器的控制装置，能够在无需使维持矢量模式的期间相比于本来应维持的期间延长的情况下进行电流检测，由此避免输出失真以及开关损耗的增大。
根据以下的详细说明和附图，本发明的目的、特征、方式以及优点变得更加清楚。
附图说明
图1是示出控制装置和作为其控制对象的直接型交流电力变换装置的第1结构的电路图。
图2是例示出控制装置的结构的框图。
图3是示出信号波组的曲线图。
图4是示出信号波组的曲线图。
图5是对第1实施方式进行说明的曲线图。
图6是对第1实施方式进行说明的曲线图。
图7是示出控制装置和作为其控制对象的直接型交流电力变换装置的第2结构的电路图。
图8是示意性地示出整流电压、升压电压和直流电压之间的关系的框图。
图9是示出直接型交流电力变换装置的等效电路的电路图。
图10是例示出控制装置的结构的框图。
图11是对第2实施方式进行说明的曲线图。
图12是对第2实施方式进行说明的曲线图。
具体实施方式
第1实施方式。
A.直接型交流电力变换装置的第1结构。
图1是示出将要在第1实施方式中进行说明的控制装置6、以及作为控制装置6的控制对象的直接型交流电力变换装置100的结构的电路图。
在此所例示的直接型交流电力变换装置100是间接矩阵变流器，具有进行AC/DC转换的电流型变流器2、进行DC/AC转换的电压型逆变器4、以及将电流型变流器2与电压型逆变器4连接起来的直流链路7。
电流型变流器2与电压型逆变器4通过作为直流链路7发挥功能的直流母线LH，LL连接起来。由于作为直流电压的链路电压Vdc的差，直流母线LH的电位高于直流母线LL的电位。
如非专利文献2中提出的那样，也可以在直流母线LL，LH之间设置钳位电路。
电流型变流器2具有三个输入端Pr，Ps，Pt。输入端Pr，Ps，Pt与例如三相交流电源1连接，按照每相输入三相交流电压Vr，Vs，Vt。电流型变流器2对从输入端Pr，Ps，Pt提供的线电流ir，is，it按被划分为第1期间、第2期间的周期进行换流后，向直流母线LH，LL间输出链路电流Idc。即，电流型变流器2具有将三相交流转换为直流的功能。在以下内容中，以线电流ir，is，it从输入端Pr，Ps，Pt朝向电压型逆变器4的方向作为正向进行说明。
第1期间是如下这样的期间：将在输入端Pr，Ps，Pt中的、施加有呈最大相的交流电压和呈最小相的交流电压的一对中流过的电流作为链路电流Idc提供至直流母线LH，LL间的期间。
第2期间是如下这样的期间：将在输入端Pr，Ps，Pt中的、施加有呈中间相的交流电压和呈最小相的交流电压的一对中流过的电流作为链路电流Idc提供至直流母线LH，LL间。
电流型变流器2具有开关Qxp，Qxn(其中，x代表r，s，t。以下相同)。开关Qxp设置在输入端Px与直流母线LH之间。开关Qxn设置在输入端Px与直流母线LL之间。
开关Qxp，Qxn均具有反向阻断能力，在图1中，将上述开关Qxp，Qxn例示为RB-IGBT(Reverse Blocking IGBT，逆阻IGBT)。或者，也可以通过绝缘栅双极晶体管(IGBT)与二极管的串联连接来实现上述开关。
开关Qxp，Qxn分别被输入开关信号Sxp，Sxn。与开关信号Sxp的激活/不激活对应地而导通/不导通开关Qxp，并且，与开关信号Sxn的激活/不激活对应地而导通/不导通开关Qxn。
电压型逆变器4具有连接点Pu，Pv，Pw。电压型逆变器4利用基于脉冲宽度调制的开关模式对链路电压Vdc进行开关，从连接点Pu，Pv，Pw输出三相电压Vu，Vv，Vw。
电压型逆变器4具有三个电流路径，该三个电流路径彼此并联地连接在施加有链路电压Vdc的直流母线LH，LL之间。
第1电流路径具有连接点Pu、上臂侧的开关Qup、以及下臂侧的开关Qun。第2电流路径具有连接点Pv、上臂侧的开关Qvp、以及下臂侧的开关Qvn。第3电流路径具有连接点Pw、上臂侧的开关Qwp、以及下臂侧的开关Qwn。
在开关Qup，Qvp，Qwp导通时，使电流从直流母线LH分别流向连接点Pu，Pv，Pw。在开关Qun，Qvn，Qwn导通时，使电流分别从连接点Pu，Pv，Pw流向直流母线LH。从连接点Pu，Pv，Pw对三相负载5施加三相电压Vu，Vv，Vw，并输出三相电流iu，iv，iw。
另外，在以下内容中，以采用三相马达作为三相负载5的情况为例进行说明。
上臂侧的二极管Dup，Dvp，Dwp分别与开关Qup，Qvp，Qwp反向并联连接。下臂侧的二极管Dun，Dvn，Dwn分别与开关Qun，Qvn，Qwn反向并联连接。另外，“反向并联”是指，两个元件并联连接且两个元件的导通方向彼此相反的情况。
开关Qyp，Qyn分别被输入开关信号Syp，Syn(其中，y代表u，v，w，以下相同)。与开关信号Syp的激活/不激活对应地而导通/不导通开关Qyp，并且，与开关信号Syn的激活/不激活对应地而导通/不导通开关Qyn。其中，在相同的电流路径中，开关Qyp与开关Qyn彼此排他地导通。
控制装置6根据三相电流iu，iv，iw、电压Vr(或电压Vs，Vt，或线间电压)、以及针对三相负载5的旋转角频率的指令值即旋转角速度指令ω＊而生成开关信号Sxp，Sxn，Syp，Syn。
在例如专利文献1、2、5以及非专利文献2等中，基于开关信号Sxp，Sxn，Syp，Syn的电流型变流器2的动作是公知的，因此，省略详细的说明。其中，对作为各实施方式的说明前提的部分简单地进行说明。
现在，假定电压Vt为最小相、电压Vr，Vs分别为最大相和中间相的情况。根据相电压波形的对称性，利用相顺序的交替、以及开关Qxp，Qxn的相的交替而使这样的假定不失一般性。
并且，在这样进行假定的情况下，线间电压(Vr-Vt)，(Vs-Vt)均为正，将上述线间电压(Vr-Vt)，(Vs-Vt)选择性地作为链路电压Vdc输出。通过在如下两种状态之间进行选择来实现这样的选择性的输出：开关Qrp，Qtn接通(on)而开关Qrn，Qtp断开(off)的第1状态、以及开关Qtn，Qsp接通而开关Qtp，Qsn断开的第2状态。维持第1状态的期间是上述第1期间，维持第2状态的期间是上述第2期间。并且，将第1状态和第2状态之间的切换与伴随电压Vr，Vs，Vt中的最大相、中间相、最小相的替换的换流一同理解为电流型变流器2的换流。
通过以高于三相交流电压Vr，Vs，Vt的频率(以下，也称作“电源频率”)的频率对第1状态和第2状态进行切换(即，电流型变流器2进行换流)，能够得到虽然包含以电源频率的6倍频率变动的脉动但却是直流电压的链路电压Vdc。
可以根据锯齿波、通流比drt，dst(＝1-drt)来确定这样的换流的定时。当设锯齿波的周期为T0，最大值为1，最小值为0时，第1期间的长度被确定为期间drt·T0，第2期间的长度被确定为dst·T0。由此，锯齿波在等于通流比的一方、例如锯齿波逐渐上升后又急剧下降时的通流比dst的时刻，电流型变流器2进行换流。该情况下，优选如何选定通流比drt，dst，在例如专利文献1中是公知的，因此在此省略说明，但是，由于在专利文献1中例示的是锯齿波逐渐下降后又急剧上升的情况，因此，例示出在锯齿波等于通流比drt的时刻的换流。在本实施方式中，以锯齿波逐渐上升后又急剧下降的情况为例进行说明，但是，可知的是，对于锯齿波逐渐下降后又急剧上升的情况，只要替换通流比来考虑，也能够应用该说明。
此外，可知的是，即使在锯齿波的最大值、最小值取值1，0的情况以外，通过对通流比drt，dst进行适当的线性处理，也能够将换流的定时归结于上述的说明。
图2是例示出控制装置6的结构的框图。控制装置6具有变流器控制部20、逆变器控制部30、调制率计算部40、以及无传感器矢量控制部50。
变流器控制部20具有电源相位检测部21、通流比生成部22、比较器23、电流型门逻辑转换部24、以及载波生成部25。
电源相位检测部21例如检测电压Vr，检测施加给输入端Pr，Ps，Pt的三相交流电压的相位角θ，输出至通流比生成部22。
通流比生成部22输出基于接收到的相位角θ的通流比dac，dbc。通流比dac，dbc是将上述通流比drt，dst一般化进行示出，在电压Vr，Vs，Vt分别为最大相、中间相、最小相的情况下，标号a，b，c分别与标号r，s，t相当。
载波生成部25生成作为上述锯齿波的载波C4。比较器23输出通过比较载波C4和通流比dac，dbc而得到的结果，电流型门逻辑转换部24根据该结果而生成开关信号Srp，Ssp，Stp，Srn，Ssn，Stn。
逆变器控制部30具有信号波生成部32、电压指令生成部34、载波生成部35、比较器36、以及逻辑运算部38。
信号波生成部32根据从调制率计算部40接收到的调制率ks和相位角φ而生成电压型逆变器4的信号波组V1＊，V2＊。调制率ks是链路电压Vdc的波高值与电压Vr，Vs，Vt的波高值之比。相位角φ例如为电压Vu的相位，是对于三相负载5来说的电角。在“B.信号波组的说明”中对信号波组V1＊，V2＊进行说明。
电压指令生成部34根据信号波组V1＊，V2＊中的任意一方和通流比dac，dbc生成电压指令组V＊＊。电压指令组V＊＊包含6个电压指令(还有时其中的两个相等)，用于得到上述电压指令的运算根据实施方式的不同而不同，因此，在各个实施方式中进行说明。
载波生成部35生成载波C5。关于载波C5的形状，在后面进行叙述。其中，载波C5的周期等于载波C4的周期T0。
在比较器36中，对电压指令组V＊＊所包含的电压指令与载波C5进行比较，然后由逻辑运算部38运算比较的结果。逻辑运算部38利用该运算而生成开关信号Syp，Syn。即，逻辑运算部38作为开关信号生成部发挥功能。
调制率计算部40从无传感器矢量控制部50接收d轴电压指令Vd＊和q轴电压指令Vq＊，计算调制率ks和相位角φ，并将上述计算调制率ks和相位角φ输出至信号波生成部32。
无传感器矢量控制部50根据三相电流iu，iv，iw计算马达的旋转角速度ω，根据上述值和从外部输入的旋转角速度指令ω＊而生成d轴电压指令Vd＊和q轴电压指令Vq＊。
逻辑运算部38、调制率计算部40、无传感器矢量控制部50的功能及其结构也是公知技术，因此，在此省略其详细的说明。
控制装置6构成为包含微型计算机和存储装置。微型计算机执行程序中所记述的各个处理步骤(换言之为流程)。上述存储装置例如能够由ROM(Read Only Memory：只读存储器)、RAM(Random Access Memory：随机存取存储器)、可改写的非易失性存储器(EPROM(Erasable Programmable ROM)等)等各种存储装置中的1个或多个构成。该存储装置用于存储各种信息及数据等，还存储微型计算机执行的程序，此外，还提供用于执行程序的操作区域。另外，微型计算机还可以理解为作为对应于程序中所记述的各个处理步骤的各种单元发挥功能，或者还可以理解为实现对应于各个处理步骤的各种功能。此外，控制装置6不限于此，还可以通过硬件来实现由控制装置6执行的各种流程、或者要实现的各种单元或各种功能的一部分或全部。
B.信号波组的说明.
图3和图4是分别示出在全部的实施方式中共同被采用的信号波组V1＊，V2＊的曲线图。在图3和图4中，横轴均采用了相位角φ。
信号波组V1＊包含信号波Vu1＊，Vv1＊，Vw1＊，信号波组V2＊包含信号波Vu2＊，Vv2＊，Vw2＊。
信号波Vu1＊，Vu2＊均表示开关Qup在载波C4的周期T0导通的总计期间与周期T0的比率。信号波Vv1＊，Vv2＊均表示开关Qvp在载波C4的周期T0导通的总计期间与周期T0的比率。信号波Vw1＊，Vw2＊均表示开关Qwp在载波C4的周期T0导通的总计期间与周期T0的比率。
换而言之，在将根据信号波组V1＊而生成的电压指令组V＊＊中所包含的电压指令与载波C5进行比较的情况下，开关Qyp在载波C4的一个周期中导通的长度的总计为Vy1＊·T0。在将根据信号波组V2＊而生成的电压指令组V＊＊中所包含的电压指令与载波C5进行比较的情况下，开关Qyp在载波C4的一个周期中导通的长度的总计为Vy2＊·T0。
用信号波Vu1＊减去信号波Vv1＊而得到的值等于用信号波Vu2＊减去信号波Vv2＊而得到的值，并且，用信号波Vv1＊减去信号波Vw1＊而得到的值等于用信号波Vv2＊减去信号波Vw2＊而得到的值。由此，关于由电压型逆变器4在载波C4的一个周期中采用的开关模式的总计长度，如果去除链路电流Idc为零的开关模式，则不涉及到电压指令组V＊＊中所包含的电压指令是根据信号波组V1＊而生成的、还是根据信号波组V2＊而生成的。
为了之后的说明而导入对应于开关模式的单位电压矢量Vg。其中，在该记载中，值g是通过如下方式得到的值：对U相、V相、W相分别分配值4，2，1，当对应于各个值的上臂导通时，对所分配的值进行合计而得的值，并且，值g取0～7的整数。
单位电压矢量V4例如表示开关Qup，Qvn，Qwn导通而开关Qun，Qvp，Qwp不导通的开关模式。此外，单位电压矢量V6表示开关Qup，Qvp，Qwn导通而开关Qun，Qvn，Qwp不导通的开关模式。此外，单位电压矢量V0表示开关Qun，Qvn，Qwn导通而开关Qup，Qvp，Qwp不导通的开关模式。此外，单位电压矢量V7表示开关Qup，Qvp，Qwp导通而开关Qun，Qvn，Qwn不导通的开关模式。
单位电压矢量V0，V7均表示链路电流Idc为零的开关模式，上述单位电压矢量V0，V7被称作零电压矢量。
在以下内容中，用所谓的二相调制方式对使直接型交流电力变换装置100进行动作的情况进行处理。在二相调制方式中，在载波C5的一个周期(其长度等于载波C4的周期T0)中，维持任意一个电流路径中的开关Qyp的导通或不导通。
关于信号波组V1＊，例如，在0≤φ≤π/3中设定下式(1)～(3)(例如参照专利文献1)。同样地，在π/3≤φ≤2π/3中设定下式(4)～(6)。其中，期间τ0，τ2，τ4，τ6分别表示在载波C4的一个周期中取单位电压矢量V0，V4，V6的总计期间。
τ0/T0＝1-ks·sin(φ+π/3)…(1)
τ4/T0＝ks·sin(π/3-φ)…(2)
τ6/T0＝ks·sin(φ)…(3)
τ0/T0＝1-ks·sin(φ)…(4)
τ2/T0＝ks·sin(φ-π/3)…(5)
τ6/T0＝1-ks·sin(φ+π/3)…(6)。
由此，参照图3，在0≤φ≤2π/3，信号波组V1＊是通过下式(7)～(9)设定的。该情况下，第3电流路径中的上臂侧的开关Qwp在载波C5的一个周期中维持不导通。
Vu1＊＝ks·sin(φ+π/3)…(7)
Vv1＊＝ks·sin(φ)…(8)
Vw1＊＝0…(9)。
同样地，在2π/3≤φ≤4π/3，信号波组V1＊是通过下式(10)～(12)设定的。该情况下，第1电流路径中的上臂侧的开关Qup在载波C5的一个周期中维持不导通。
Vu1＊＝0…(10)
Vv1＊＝ks·sin(φ-π/3)…(11)
Vw1＊＝-ks·sin(φ+π/3)…(12)。
同样地，在4π/3≤φ≤2π，信号波组V1＊是通过下式(13)～(15)设定的。该情况下，第2电流路径中的上臂侧的开关Qvp在载波C5的一个周期中维持不导通。
Vu1＊＝-ks·sin(φ-π/3)…(13)
Vv1＊＝0…(14)
Vw1＊＝-ks·sin(φ)…(15)。
在如上所述那样采用信号波组V1＊的情况下，在-π/3≤φ≤π/3中，参照图4，信号波组V2＊是通过下式(16)～(18)设定的。其中，在图4中，期间τ7示出在载波C4的一个周期中取零电压矢量V7的总计期间。该情况下，第1电流路径中的上臂侧的开关Qup在载波C5的一个周期中维持导通。
Vu2＊＝1…(16)
Vv2＊＝1-ks·sin(φ-π/3)…(17)
Vw2＊＝1-ks·sin(φ+π/3)…(18)。
可知：在0≤φ≤π/3，下式成立，信号波组V2＊与信号波组V1＊同样，期间τ4，τ6被设定为满足公式(2)，(3)。
Vu2＊-Vv2＊＝ks·sin(φ-π/3)＝τ4/T0…(19)
Vv2＊-Vw2＊＝ks·sin(φ-π/3)+ks·sin(φ+π/3)＝2·ks·sin(φ)·cos(π/3)＝ks·sin(φ)＝τ6/T0…(20)。
同样地，在π/3≤φ≤π，信号波组V2＊是通过下式(21)～(23)设定的。该情况下，第2电流路径中的上臂侧的开关Qvp在载波C5的一个周期中维持导通。
Vu2＊＝1-ks·sin(φ-π/3)…(21)
Vv2＊＝1…(22)
Vw2＊＝1-ks·sin(φ)…(23)。
同样地，在π≤φ≤5π/3，信号波组V2＊是分别通过下式(24)～(26)设定的。该情况下，第3电流路径中的上臂侧的开关Qwp在载波C5的一个周期中维持导通。
Vu2＊＝1+ks·sin(φ+π/3)…(24)
Vv2＊＝1+ks·sin(φ)…(25)
Vw2＊＝1…(26)。
根据图3与图4之间的比较、以及公式(7)～(15)与公式(16)～(18)、公式(21)～(26)之间的比较，可知：包含在信号波组V2＊中的信号波Vu2＊，Vv2＊，Vw2＊取从1中减去如下值而得到的值：所述值使得包含在信号波组V2＊中的信号波Vu2＊，Vv2＊，Vw2＊的相位与包含在信号波组V1＊中的信号波Vu1＊，Vv1＊，Vw1＊的相位错开180度。
C.电压指令组的说明.
图5和图6均为如下曲线图：该曲线图示出在0≤φ≤π/3通过比较载波C5与电压指令组V＊＊来决定开关信号Sup，Svp，Swp的激活/不激活的情况。其中，还同时标记了决定电流型变流器2的换流的载波C4和通流比dst。此外，还同时标记了电流型变流器2的信号波Vr＊，Vs＊，Vt＊、线电流ir，is，it、链路电流Idc。
通过将信号波Vr＊，Vs＊，Vt＊设定为电压型的梯形波，从而根据两个电压矢量来进行电流型变流器2的换流。由此，在载波C4等于通流比的一方、例如通流比dst的时刻，电流型变流器2进行换流。如专利文献1所示，这样的电流型变流器2的换流是通过进行电流型门转换而得到的电流型变流器2的开关模式而实现的。
另外，在图5和图6中，对于没有通过电压型逆变器4的动作而流过链路电流Idc、线电流ir，is，it的区域施加阴影线来示出。
此外，载波C5是三角波，在一个周期中呈现两次最小值Cmin、各呈现一次第1极大值Cmax1和第2极大值Cmax2。
载波C5被划分为在长度drt·T0的第1期间中连续的C5r部分以及在长度dst·T0的第2期间中连续的C5s部分。
C5r，C5s部分分别为对称三角波，均取最小值Cmin。C5r部分取第1极大值Cmax1，C5s部分取第2极大值Cmax2。(Cmax1-Cmin)：(Cmax2-Cmin)＝drt：dst。在此，可以导入变动幅度ΔD，使得Cmax1-Cmin＝ΔD·drt，Cmax2-Cmin＝ΔD·dst。即，ΔD＝Cmax1+Cmax2-2·Cmin。
其中，在图5和图6中，在这两个图的任何一个图中均例示了ΔD＝1，Cmin＝0的情况，第1极大值Cmax1作为通流比drt出现，第2极大值Cmax2作为通流比dst出现。
载波C5在从第2期间转移至第1期间的第1时刻和从第1期间转移至第2期间的第2时刻取最小值Cmin，在第1时刻和第2时刻，C5r，C5s部分连续。具体而言，载波C5在第2时刻取最小值Cmin后，在C5s部分增大，当达到第2极大值Cmax2时，载波C5减少而在第1时刻取该最小值Cmin。然后，载波C5在C5r部分继续增大直到取第1极大值Cmax1为止。载波C5在C5r部分取第1极大值Cmax1后减少，当达到第2时刻时，取最小值Cmin。
首先，根据信号波组V1＊生成在图5所示的情况下采用的电压指令组V＊＊。具体而言，电压指令组V＊＊包含以下6个电压指令：
第1电压指令；Cmax1-ΔD·drt·Vu1＊
＝(Cmax1-Cmin)+Cmin-ΔD·drt·Vu1＊
＝Cmin+ΔD·drt(1-Vu1＊)
第2电压指令；Cmax1-ΔD·drt·Vv1＊、
＝(Cmax1-Cmin)+Cmin-ΔD·drt·Vv1＊
＝Cmin+ΔD·drt(1-Vv1＊)
第3电压指令；Cmax1-ΔD·drt·Vw1＊、
＝(Cmax1-Cmin)+Cmin-ΔD·drt·Vw1＊
＝Cmin+ΔD·drt(1-Vw1＊)、
第4电压指令；Cmin+ΔD·dst·(1-Vu1＊)、
第5电压指令；Cmin+ΔD·dst·(1-Vv1＊)、
第6电压指令；Cmin+ΔD·dst·(1-Vw1＊)。
如上所述采用的通流比drt，dst为零或为正，变动幅度ΔD为正，因此，ΔD·drt，ΔD·dst均非负。
在0≤φ≤π/3，如公式(9)所示，Vw1＊＝0，因此，第3电压指令Cmax1-ΔD·drt·Vw1＊等于第1极大值Cmax1，第6电压指令Cmin+ΔD·dst·(1-Vw1)等于第2极大值Cmax2(图5中例示了ΔD＝1，Cmin＝0的情况，第3电压指令、第6电压指令分别取通流比drt，dst)。
并且，当C5r部分大于第1电压指令Cmax1-ΔD·drt·Vu1＊时、C5s部分大于第4电压指令Cmin+ΔD·dst·(1-Vu1＊)时，激活开关信号Sup，使开关Qup导通。当C5r部分大于第2电压指令Cmax1-ΔD·drt·Vv1＊时、C5s部分大于第5电压指令Cmin+ΔD·dst·(1-Vv1＊)时，激活开关信号Svp，使开关Qvp导通。当C5r部分大于第3电压指令Cmax1-ΔD·drt·Vw1＊时、C5s部分大于第6电压指令Cmin+ΔD·dst·(1-Vw1＊)时，激活开关信号Swp，使开关Qwp导通。
利用公式(27)来计算开关信号Sy激活的期间。
[{Cmax1-(Cmax1-ΔD·drt·Vy1＊)}+{Cmax2-(Cmin+ΔD·dst·(1-Vy1＊))}]×T0/ΔD＝Vy1＊·T0…(27)。
由此，如上所述那样确定电压指令组V＊＊，通过电压指令组V＊＊与载波C5之间的比较来如上所述那样设定开关信号Syp，由此得到通过信号波组V1＊设定的开关Qyp的总计导通期间。
另外，在0≤φ≤π/3，如公式(9)所示，Vw1＊＝0，因此，第3电压指令为drt，第6电压指令为dst，开关信号Swp维持不激活。
为了方便，将这样得到的二相调制方式称作第1二相调制方式。
在第1二相调制方式中，电流型变流器2进行换流的定时(载波C5取最小值Cmin的第1时刻和第2时刻)包含在电压型逆变器4的动作采用零电压矢量V0的期间中。由此实现了当电流型变流器2的链路电流Idc为零时进行换流的所谓的零电流开关。这在避免该换流时的开关损耗方面是优选的。
取得在载波C5的一个周期中采用单位电压矢量V6的期间作为分别在第1期间和第2期间中连续的期间。由此，在采用单位电压矢量V6的期间中，容易取得为了测定链路电流Idc所需的期间。
但是，参照图3和公式(2)，在相位角φ不足60°处但接近60°时，长度τ4/T0变短。而且，参照图5，采用单位电压矢量V4的期间被分别划分为第1期间和第2期间这两个期间。由此，采用单位电压矢量V4的期间难以取得为了测定链路电流Idc所需的长度。
同样地，当在保持相位角φ大于60°的状态下接近60°时，长度τ2/T0变短，采用单位电压矢量V2的期间难以取得为了测定链路电流Idc所需的长度。
因此，在本实施方式中，在相位角φ不足60°且接近60°的情况下，采用根据信号波组V2＊生成的电压指令组作为电压指令组V＊＊(参照图6)。具体而言，电压指令组V＊＊包含以下6个电压指令：
第1电压指令；Cmin+ΔD·drt·(1-Vu2＊)、
第2电压指令；Cmin+ΔD·drt·(1-Vv2＊)、
第3电压指令；Cmin+ΔD·drt·(1-Vw2＊)、
第4电压指令；Cmin+ΔD·dst·(1-Vu2＊)、
第5电压指令；Cmin+ΔD·dst·(1-Vv2＊)、
第6电压指令；Cmin+ΔD·dst·(1-Vw2＊)。
另外，在0≤φ≤π/3，如公式(16)所示，Vu2＊＝1，因此，得到第1电压指令Cmin、第4电压指令Cmin(图6中例示了ΔD＝1，Cmin＝0的情况，上述值等于0)。
并且，当C5r部分大于第1电压指令Cmin+ΔD·drt·(1-Vu2＊)时、C5s部分大于第4电压指令Cmin+ΔD·dst·(1-Vu2＊)时，激活开关信号Sup，使开关Qup导通。当C5r部分大于第2电压指令Cmin+ΔD·drt·(1-Vv2＊)时、C5s部分大于第5电压指令Cmin+ΔD·dst·(1-Vv2＊)时，激活开关信号Svp，使开关Qvp导通。当C5r部分大于第3电压指令Cmin+ΔD·drt·(1-Vw2＊)时、C5s部分大于第6电压指令Cmin+ΔD·dst·(1-Vw2＊)时，激活开关信号Swp，使开关Qwp导通。
利用公式(28)来计算开关信号Sy激活的期间。
[{Cmax1-(Cmin+ΔD·drt·(1-Vy2＊))}+{Cmax2-(Cmin+ΔD·dst·(1-Vy2＊))}]×T0/ΔD＝Vy2＊·T0…(28)。
由此，如上所述那样确定电压指令组V＊＊，通过电压指令组V＊＊与载波C5之间的比较来如上所述那样设定开关信号Syp，由此得到通过信号波组V2＊设定的开关Qyp的总计导通期间。
另外，在0≤φ≤π/3，如上所述，第1电压指令Cmin+ΔD·drt·(1-Vu2＊)和第4电压指令Cmin+ΔD·dst·(1-Vu2＊)分别等于最小值Cmin，因此，开关信号Sup维持激活。
为了方便，将这样得到的二相调制方式称作第2二相调制方式。
在第1二相调制方式和第2二相调制方式中，取得分别通过信号波组V1＊和信号波组V2＊设定的开关的总计导通期间。并且，如在“B.信号波组的说明”中在0≤φ≤π/3所例示的那样，除了采用零电压矢量V0，V7的情况外，由电压型逆变器4在载波C4的一个周期中采用的开关模式的总计长度被设定为在信号波组V1＊和信号波组V2＊中均相等。由此，在第1二相调制方式和第2二相调制方式中，除了链路电流Idc为零的情况外，采用单位电压矢量的总计期间没有不同。
在链路电流Idc为零的情况下，进行采用零电压矢量V0，V7的期间中、根据检测信号检测链路电流Idc的电路的偏移量的补偿等。但是，该检测中的漂移的时间常数相对于载波周期非常大。由此，只要在可确保能够检测零电压矢量的期间的定时适当地进行链路电流Idc的检测以及偏移量的补偿即可。
并且，在第2二相调制方式中，取得采用单位电压矢量V4的期间作为分别在第1时刻和第2时刻连续的期间。由此，易于得到在采用单位电压矢量V4的期间中为了测定链路电流Idc所需的期间。
另一方面，采用单位电压矢量V6的期间被分别划分为第1期间和第2期间这两个期间。由此，采用单位电压矢量V4的期间难以取得为了测定链路电流Idc所需的长度。
由此，优选的是，在期间τ4变短的60°附近，采用第2二相调制方式，在期间τ6变短的0°附近，采用第1二相调制方式。
这是利用了如下原理：无论哪种二相调制方式，除了零电压矢量V0，V7以外，只采用单位电压矢量V4，V6这两种。即，在第1二相调制方式中，在载波C5的一个周期中，出现两次的采用零电压矢量V0的期间与采用单位电压矢量V4的期间相邻且夹在该采用单位电压矢量V4的期间之间，采用单位电压矢量V6的期间则在该一个周期的剩余的期间产生。由此，在载波C5的一个周期中，仅划分出两个采用单位电压矢量V6的期间即可。
另一方面，在第2二相调制方式中，在载波C5的一个周期中，出现两次的采用零电压矢量V7的期间与采用单位电压矢量V6的期间相邻且夹在该采用单位电压矢量V6的期间之间，采用单位电压矢量V4的期间则在剩余的期间产生。由此，在载波C5的一个周期中，仅划分出两个采用单位电压矢量V4的期间即可。
一般性地叙述上述内容如下：
(i)在如下第1区间采用第1二相调制方式中采用的电压指令组V＊＊，其中，所述第1区间包含一对电流路径各自的上臂侧开关(在上述例示、即0≤φ≤π/3的情况下为开关Qwp，Qvp)在载波C5的一个周期中导通的总计期间分别为非零且相等的时刻(在上述例示中，信号波Vv1＊，Vw1＊均为零的相位角φ＝0°)；
(ii)全部电流路径的上臂侧开关Qup，Qwp，Qvp在该一个周期中不导通的期间(采用零电压矢量V0的期间)与该一对电流路径的上臂侧开关(在上述例示中为开关Qwp，Qvp)均不导通而其它上臂侧开关(在上述例示中为Qup)导通的一对期间(在上述例示中为采用单位电压矢量V4的期间)相邻且夹在该一对期间之间；
(iii)在如下第2区间采用第2二相调制方式中采用的电压指令组V＊＊，其中，所述第2区间包含一对电流路径中各自的上臂侧开关(在上述例示中为开关Qup，Qvp)在载波C5的一个周期中导通的总计期间分别为非零且相等的时刻(在上述例示中，信号波Vu2＊，Vv2＊均相等且为零的相位角φ＝60°)；
(iv)全部电流路径的上臂侧开关Qup，Qwp，Qvp在该一个周期中导通的期间(采用零电压矢量V7的期间)与该一对电流路径的上臂侧开关(在上述例示中为开关Qup，Qvp)均导通而其它上臂侧开关(在上述例示中为Qwp)不导通的一对期间(在上述例示中为采用单位电压矢量V6的期间)相邻且夹在该一对期间之间；
(v)并且，对应于在上述(i)～(iv)进行说明的电压指令组来决定开关信号Syp，Syn。即，在第1区间中，根据在第1二相调制方式中采用的电压指令组V＊＊与作为三角波的载波C5之间的比较生成开关信号Syp，Syn，由此得到(ii)的开关模式。在第2区间中，根据在第2二相调制方式中采用的电压指令组V＊＊与作为三角波的载波C5之间的比较生成开关信号Syp，Syn，由此得到(iv)的开关模式。
另外，可以与电流检测所需的长度对应地适当决定第1区间的长度和第2区间的长度。但是，第1区间与第2区间之间当然必须排斥。
这样，通过根据相位角φ而分开使用第1二相调制方式或第2二相调制方式，能够在无需将维持矢量模式的期间延长得长于本来应维持的期间的情况下进行电流检测。由此，还能够在无需进行电压矢量的补偿的情况下避免输出失真以及开关损耗的增大。
另外，根据波形的对称性可知：在0≤φ≤π/3以外，对于能够取相位角φ的其它范围，也可以利用上述(i)～(v)进行说明。
第2实施方式.
D.直接型交流电力变换装置的第2结构.
图7是示出将要在第2实施方式中进行说明的控制装置8、以及作为控制装置8的控制对象的直接型交流电力变换装置200的结构的电路图。
在此例示的直接型交流电力变换装置200具有：整流电路12，其进行单相全波整流；电力缓冲电路9；电压型逆变器4，其进行DC/AC转换；以及直流链路7，其将整流电路12和电力缓冲电路9与电压型逆变器4连接起来。上述结构本身在专利文献3及非专利文献3等中是公知的。
整流电路12的输入侧与单相交流电源10连接。整流电路12和电力缓冲电路9与电压型逆变器4通过作为直流链路7发挥功能的直流母线LH，LL彼此并联地连接起来。直流母线LH施加了高于直流母线LL的电位。
整流电路12具有构成桥电路的二极管D21～D24。整流电路12对从单相交流电源10输入的单相交流电压Vin进行单相全波整流而将其转换为整流电压Vrec(＝|Vin|)，并将该整流电压输出至直流母线LH，LL之间。整流电路12从单相交流电源10输入电流irec。
电压型逆变器4的结构和动作与第1实施方式中的结构和动作相同，因此，在此省略说明。
电力缓冲电路9具有电容器90、放电电路91和充电电路92，与直流母线LH，LL之间交换电力。充电电路92对整流电压Vrec进行升压后对电容器90进行充电。放电电路91使电容器90放电。
放电电路91包含二极管D92以及与该二极管D92反向并联连接的晶体管(在此为绝缘栅双极晶体管：以下略记为“IGBT”)Sc。晶体管Sc相对于电容器90在直流母线LH侧，且与电容器90一起串联连接在直流母线LH，LL之间。可以将晶体管Sc和二极管D92汇总成一个开关Sc来理解。利用开关Sc的导通而使电容器90放电从而将电力传递至直流母线LH，LL间。根据来自控制装置6的信号SSc来控制开关Sc的开闭。
充电电路92例如包含二极管D90、电抗线圈L9以及晶体管(在此为IGBT)Sl。二极管D90具有阴极和阳极，该阴极连接于开关Sc与电容器90之间。关于上述结构，已知有所谓的升压斩波器。晶体管Sc与二极管D91反向并联连接，可以将二者汇总成一个开关Sl来理解。
利用充电电路92对电容器90进行充电，在电容器90产生高于整流电压Vrec的两端电压Vc(以下也称作“升压电压Vc”)。即，电力缓冲电路9是否作为升压电路发挥功能，升压电压Vc是否有助于链路电压Vdc由开关Sc决定。
更具体来说，当开关Sc不导通时，采用整流电压Vrec作为链路电压Vdc。当开关Sc导通时，升压电压Vc高于整流电压Vrec，因此，采用升压电压Vc作为链路电压Vdc。
图8是特别着眼于电压而示意性地示出整流电压Vrec和升压电压Vc与链路电压Vdc之间的关系的框图。整流电路12根据单相交流电压Vin生成整流电压Vrec，并将整流电压Vrec传送至开关S91的一端91a和充电电路92。充电电路92将电容器90充电至升压电压Vc，并将升压电压Vc传送至开关S91的另一端91b。开关S91的公共端91c将链路电压Vdc输出至电压型逆变器4。
在开关S91，公共端91c与开关S91的一端91a连接对应于开关Sc不导通的情况，公共端91c与开关S91的另一端91b连接对应于开关Sc导通的情况。这样，链路电压Vdc能够排他地采用整流电压Vrec或升压电压Vc。
图9是示出图7所示的电路的、特别着眼于电流的等效电路的电路图。在该等效电路中，电流irec1被等效地表示为当开关Srec导通时经由该开关Srec的电流irec1。同样地，放电电流ic被等效地表示为当开关Sc导通时经由该开关Sc的电流。
此外，在电压型逆变器4中，当连接点Pu，Pv，Pw与直流母线LH，LL中的任意一方共同连接时经由电压型逆变器4流向负载3的电流也被等效地表示为当开关Sz导通时经由该开关Sz流过的零相电流iz。此外，在图9中，示出构成充电电路92的电抗线圈L9、二极管D90和开关Sl，并标记有在电抗线圈L9中流过的电流il。
在这样得到的等效电路中，分别导入开关Srec，Sc，Sz导通的占空比drec，dc，dz，drec+dc+dz＝1成立。其中，0≤drec≤1，0≤dc≤1，0≤dz≤1。
链路电流Idc是分别在开关Srec，Sc，Sz中流通的电流irec1，ic，iz的总和。此外，电流irec1，ic，iz分别由链路电流Idc乘以占空比drec，dc，dz得到，上述电流irec1，ic，iz是开关Srec，Sc，Sz的开关周期中的平均值。
占空比drec是整流电路12设定能够使电流在电压型逆变器4中流过的期间的占空比，因此被称作整流占空比drec。此外，占空比dc是电容器90进行放电的占空比，因此被称作放电占空比dc。此外，占空比dz是在电压型逆变器4中与其输出的电压无关地必须使零相电流iz流过的占空比，因此被称作零占空比dz。
另外，利用基于充电占空比dl的信号SSl的激活而导通开关Sl，通过使电流Il流过电抗线圈L9而将能量蓄积在电抗线圈L9中。通过使开关Sl不导通从而经由二极管D90使电容器90充电。换而言之，使电容器90充电的占空比与充电占空比dl互补。
在专利文献3、非专利文献3中详细叙述了这样的结构的电力缓冲电路9的动作以及图9所示的等效电路、上述各种占空比的具体设定的一例，因此，在此省略详细的说明。
但是，根据图7的结构以及采用升压电压Vc作为链路电压Vdc仅在开关Sc导通时的情况可知的是，(等效的)开关Srec本身不是能动地发挥功能，而是根据开关Sc的动作而被动地发挥功能。由此，可以将基于电压的观点而示意性地示出的图8的开关S91与基于电流的观点而等效地示出的图9的开关Sc，Sz汇总去理解。
即，可以看出：在开关S91中，其公共端91c与一端91b连接的占空比等于放电占空比dc，公共端91c与另一端91a连接的占空比等于整流占空比drec与零占空比dz之和。
另外，附带说一下如下情况：在专利文献3、非专利文献3中，考虑到对应于零占空比dz不流过电流irec1，ic的情况而使用了链路电压Vdc的平均值，与使用开关S91进行了说明的瞬时性的链路电压Vdc不同。
图10是例示出控制装置8的结构的框图。控制装置8具有变流器控制部80、逆变器控制部30、调制率计算部40、以及无传感器矢量控制部50。逆变器控制部30、调制率计算部40、无传感器矢量控制部50的结构和动作与控制装置6的结构和动作相同，因此，除了电压指令生成部34的动作外，在此省略详细的说明。对电压指令生成部34的动作之后进行说明。
另外，载波生成部35输出载波C6后传送给比较器36。关于载波C6的形状，在后面进行叙述。其中，载波C6的周期等于载波C4的周期T0。比较器36与第1实施方式同样地动作。
变流器控制部80具有电流分配率生成部81、加法器82、比较器83和载波生成部85。
电流分配率生成部81根据各个量，生成整流占空比drec、放电占空比dc、零占空比dz以及充电占空比dl，并输出上述占空比。作为该各个量，例如例示出升压电压Vc的指令值Vc＊、链路电流Idc的指令值Idc＊、单相交流电压Vin的旋转角速度ω和波高值Vm、电流irec的波高值Im。
加法器82输出整流占空比drec与零占空比dz之和。该和在比较器83中与载波C4进行比较，该进行比较的结果被采用作信号SSc。比较器83进而比较充电占空比dl与载波C4，该进行比较的结果被用作信号SSl。
载波C4是由载波生成部85生成的。与第1实施方式同样，对于载波C4，采用周期T0、最小值0、最大值1且逐渐上升后又急剧下降的锯齿波。即，载波生成部85可以采用与载波生成部25相同的结构。在本实施方式中，以锯齿波逐渐上升后又急剧下降的情况为例进行说明，但是，可知的是，对于锯齿波逐渐下降后又急剧上升的情况，只要考虑替换放电占空比dc与整流占空比drec与零占空比dz之和，也能够应用该说明。
电压指令生成部34被输入放电占空比dc和零占空比dz。如上所述，具有drec+dc+dz＝1的关系，因此，也可以将整流占空比drec输入电压指令生成部34来代替零占空比dz。
控制装置8也与控制装置6同样，构成为包含微型计算机和存储装置。微型计算机执行程序中所记述的各个处理步骤(换言之为流程)。微型计算机还可以理解为作为对应于程序中所记述的各个处理步骤的各种单元发挥功能，或者还可以理解为实现对应于各个处理步骤的各种功能。此外，控制装置8不限于此，还可以通过硬件来实现由控制装置8执行的各种流程、或者要实现的各种单元或各种功能的一部分或全部。
E.电压指令组的说明.
图11和图12均为如下曲线图：该曲线图示出在0≤φ≤π/3中通过比较载波C6与电压指令组V＊＊来决定开关信号Sup，Svp，Swp的激活/不激活的情况。其中，还同时标记了图9所示的(等效的)开关Srec，Sz和放电电路13的开关Sc的动作、以及决定上述动作的载波C4以及两个占空比。
通过曲线图的高/低来分别示出开关Srec，Sc，Sz的接通/断开(on/off)。利用整流占空比drec、放电占空比dc、零占空比dz的比来分割载波C4的周期T0。
如上所述，整流占空比drec是被动地由放电占空比dc、零占空比dz决定的。因此，采用放电占空比dc作为载波C4的比较对象。
图11和图12分别对应于第1实施方式所示的图5和图6。即，图11示出在期间τ6变短的0°附近采用的第3二相调制方式的动作。图12示出在期间τ4变短的60°附近采用的第4二相调制方式的动作。
载波C6是三角波，在载波C6的一个周期中呈现两次最小值Cmin、各呈现一次第1极大值Cmax1和第2极大值Cmax2。
载波C6被划分为在长度(1-dc)·T0的第1期间中连续的C6r部分以及在长度dc·T0的第2期间中连续的C6c部分。
C6r，C6s部分分别为对称三角波，均取最小值Cmin。C6r部分取第1极大值Cmax1，C6c部分取第2极大值Cmax2。(Cmax1-Cmin)：(Cmax2-Cmin)＝(1-dc)：dc。在此，可以与第1实施方式同样地导入变动幅度ΔD，使得Cmax1-Cmin＝ΔD·(drt+dz)＝ΔD·(1-dc)，Cmax2-Cmin＝ΔD·dc。即，ΔD＝Cmax1+Cmax2-2·Cmin。
其中，在图11和图12中，在这两个图的任何一个图中均例示了ΔD＝1，Cmin＝0的情况，第1极大值Cmax1作为值(1-dc)出现，第2极大值Cmax2作为放电占空比dc出现。值(1-dc)是开关Sc不导通的占空比，等于整流占空比drec与零占空比dz之和。以后，值(1-dc)也被称作放电辅助占空比。
载波C6在从第2期间转移至第1期间的第1时刻和从第1期间转移至第2期间的第2时刻取最小值Cmin，在第1时刻和第2时刻，C6r，C6s部分连续。具体而言，载波C6在第2时刻取最小值Cmin后，在C6c部分增大，当达到第2极大值Cmax2时，载波C6减少而在第1时刻取该最小值Cmin。然后，载波C6在C6r部分继续增大直到取第1极大值Cmax1为止。载波C6在C6r部分取第1极大值Cmax1后减少，当达到第2时刻时，取最小值Cmin。
第3二相调制方式也与第1二相调制方式同样，在载波C6的一个周期中，出现两次的采用零电压矢量V0的期间与采用单位电压矢量V4的期间相邻且夹在该采用单位电压矢量V4的期间之间，采用单位电压矢量V6的期间则在该一个周期的剩余的期间产生。由此，采用单位电压矢量V6的期间在载波C6的一个周期中仅被划分成两个即可。
第4二相调制方式也与第2二相调制方式同样，在载波C6的一个周期中，出现两次的采用零电压矢量V7的期间与采用单位电压矢量V6的期间相邻且夹在该采用单位电压矢量V6的期间之间，采用单位电压矢量V4的期间则在该一个周期的剩余的期间产生。由此，采用单位电压矢量V4的期间在载波C6的一个周期中仅被划分成两个即可。
以下，对如上所述那样配置单位电压矢量、为了得到上述的(i)～(iv)所需的电压指令组V＊＊、以及第3二相调制方式(参照图11)和第4二相调制方式(参照图12)分别详细地进行叙述。
图11是关于采用第3二相调制方式的曲线图，示出在0≤φ≤π/3通过比较载波C6与电压指令组V＊＊来决定开关信号Sup，Svp，Swp的激活/不激活的情况。其中，还同时标记了载波C4以及放电占空比dc和值(dc+dz/2+drec)，(dc+dz/2)。
周期T0被期间tc(＝dc·T0)，trec(＝drec·T0)、一对期间tz/2(＝dz·T0/2)分割。即，载波C4小于等于放电占空比dc的期间为期间tc，载波C4大于等于值(dc+dz/2)而成为小于等于值(dc+dz/2+drec)的期间为期间trec。载波C4大于等于放电占空比dc且小于等于值(dc+dz/2)的期间和载波C4大于等于值(dc+dz/2+drec)的期间作为一对期间tz/2而存在。
在第3二相调制方式中，期间tc对应于针对直接型交流电力变换装置100的电流型变流器2进行了说明的第2期间。期间trec和一对期间tz/2一并对应于针对电流型变流器2进行了说明的第1期间。考虑到这样的对应，针对电流型变流器2进行了说明的第1状态对应于开关Sc不导通的状态，第2状态对应于开关Sc导通的状态。由此能够了解到在第1期间与第2期间的边界对是否采用升压电压Vc作为链路电压Vdc进行切换。
如上所述，这样的切换的定时由载波C4和放电占空比dc决定。关于优选如何设定该放电占空比dc，在专利文献3和非专利文献3中是公知的，因此，在此省略说明。
由于在相位角φ不足60°且接近0°的情况下采用第3二相调制方式，因此，采用根据信号波组V1＊生成的电压指令组作为电压指令组V＊＊。具体而言，电压指令组V＊＊与第1二相调制类似，包含下述6个电压指令：
第1电压指令；Cmax1-ΔD·(1-dz-dc)·Vu1＊
＝Cmax1-ΔD·drec·Vu1＊
＝(Cmax1-Cmin)+Cmin-ΔD·drec·Vu1＊
＝Cmin+ΔD·{dz+drec(1-Vu1＊)}、
第2电压指令；Cmax1-ΔD·(1-dz-dc)·Vv1＊
＝Cmax1-ΔD·drec·Vv1＊
＝(Cmax1-Cmin)+Cmin-ΔD·drec·Vv1＊
＝Cmin+ΔD·{dz+drec(1-Vv1＊)}、
第3电压指令；Cmax1-ΔD·(1-dz-dc)·Vw1＊
＝Cmax1-ΔD·drec·Vw1＊
＝(Cmax1-Cmin)+Cmin-ΔD·drec·Vw1＊
＝Cmin+ΔD·{dz+drec(1-Vw1＊)}、
第4电压指令；Cmin+ΔD·dc·(1-Vu1＊)、
第5电压指令；Cmin+ΔD·dc·(1-Vv1＊)、
第6电压指令；Cmin+ΔD·dc·(1-Vw1＊)。
另外，在0≤φ≤π/3，如公式(9)所示，Vw1＊＝0，因此，第3电压指令等于第1极大值Cmax1，第6电压指令等于第2极大值Cmax2(图11中例示了Cmax1＝1-dc，Cmax2＝dc的情况，因此，第3电压指令、第6电压指令分别作为放电辅助占空比(1-dc)、放电占空比dc而出现)。
并且，当C6r部分大于第1电压指令Cmax1-ΔD·(1-dz-dc)·Vu1＊时、C6c部分大于第4电压指令Cmin+ΔD·dc·(1-Vu1＊)时，激活开关信号Sup，使开关Qup导通。当C6r部分大于第2电压指令Cmax1-ΔD·(1-dz-dc)·Vv1＊时、C6c部分大于第5电压指令Cmin+ΔD·dc·(1-Vv1＊)时，激活开关信号Svp，使开关Qvp导通。当C6r部分大于第3电压指令Cmax1-ΔD·(1-dz-dc)·Vw1＊时、C6c部分大于第6电压指令Cmin+ΔD·dc·(1-Vw1＊)时，激活开关信号Swp，使开关Qwp导通。在此，以不使用整流占空比drec的形式示出电压指令组V＊＊是因为，参照图10，整流占空比没有输入到电压指令生成部34中。
根据上述的用等式示出的第1电压指令至第6电压指令的关系可知的是，能够在不使用零占空比dz的情况下示出电压指令组V＊＊。
利用公式(31)来计算开关信号Sy激活的期间。
[{Cmax1-(Cmax1-ΔD·(1-dz-dc)·Vy1＊)}+{Cmax2-(Cmin+ΔD·dc·(1-Vy1＊))}]×T0/ΔD＝(1-dz)·Vy1＊·T0…(31)。
由此，如上所述那样确定电压指令组V＊＊，通过电压指令组V＊＊与载波C6之间的比较来如上所述那样设定开关信号Syp，由此得到通过信号波组V1＊设定的开关Qyp的总计导通期间的(1-dz)倍。
在此，鉴于在对应于零占空比dz的一对期间tz/2中没有对电压型逆变器4提供电流(参照图9)且电压型逆变器4没有利用链路电压Vdc的情况，在第3二相调制方式中所决定的开关Qyp的导通期间为通过信号波组V1＊设定的该导通期间的(1-dz)倍不存在什么问题。
另外，在0≤φ≤π/3，如公式(9)所示，Vw1＊＝0，因此，开关信号Swp维持不激活。
如上所述那样，第3二相调制方式与第1二相调制方式同样，取得采用单位电压矢量V6的期间作为分别在第1期间和第2期间中连续的期间。由此，易于得到在采用单位电压矢量V6的期间中为了测定链路电流Idc所需的期间。
图12是关于采用第4二相调制方式的曲线图，示出在0≤φ≤π/3中通过比较载波C6与电压指令组V＊＊来决定开关信号Sup，Svp，Swp的激活/不激活的情况。其中，还同时标记了载波C4以及放电占空比dc和值(1-drec/2)，(dc+drec/2)。
在第4二相调制方式中，周期T0被期间tc(＝dc·T0)，一对期间trec/2(＝drec·T0/2)、期间tz(＝dz·T0)分割。期间tc是载波C4小于等于放电占空比dc的期间，与在第3二相调制方式中采用的期间tc相同。另一方面，载波C4大于等于值(dc+drec/2)且小于等于值(1-drec/2)的期间为期间tz。载波C4大于等于放电占空比dc且小于等于值(dc+drec/2)的期间和载波C4大于等于值(1-drec/2)的期间作为一对期间trec/2而存在。
在第4二相调制方式中，期间tc也对应于针对直接型交流电力变换装置100的电流型变流器2进行了说明的第2期间，但是，对应于第1期间的是期间tz和一对期间trec/2的汇总。考虑到这样的对应，对电流型变流器2进行了说明的第1状态对应于开关Sc不导通的状态，第2状态对应于开关Sc导通的状态。由此，在第4二相调制方式中，也能够掌握在第1期间与第2期间的边界切换是否采用升压电压Vc作为链路电压Vdc。
由于在相位角φ不足60°且接近60°的情况下采用第4二相调制方式，因此，采用根据信号波组V2＊生成的电压指令组作为电压指令组V＊＊。具体而言，电压指令组V＊＊包含下述6个电压指令：
第1电压指令；Cmin+ΔD·drec·(1-Vu2＊)
＝Cmin+ΔD·(1-dc-dz)·(1-Vu2＊)、
第2电压指令；Cmin+ΔD·drec·(1-Vv2＊)
＝Cmin+ΔD·(1-dc-dz)·(1-Vv2＊)、
第3电压指令；Cmin+ΔD·drec·(1-Vw2＊)
＝Cmin+ΔD·(1-dc-dz)·(1-Vw2＊)、
第4电压指令；Cmin+ΔD·dc·(1-Vu2＊)、
第5电压指令；Cmin+ΔD·dc·(1-Vv2＊)、
第6电压指令；Cmin+ΔD·dc·(1-Vw2＊)。
并且，当C6r部分大于第1电压指令Cmin+ΔD·(1-dc-dz)·(1-Vu2＊)时、C6c部分大于第4电压指令Cmin+ΔD·dc·(1-Vu2＊)时，激活开关信号Sup，使开关Qup导通。当C6r部分大于第2电压指令Cmin+ΔD·(1-dc-dz)·(1-Vv2＊)时、C6c部分大于第5电压指令Cmin+ΔD·dc·(1-Vv2＊)时，激活开关信号Svp，使开关Qvp导通。当C6r部分大于第3电压指令Cmin+ΔD·(1-dc-dz)·(1-Vw2＊)时、C6c部分大于第6电压指令Cmin+ΔD·dc·(1-Vw2＊)时，激活开关信号Svp，使开关Qvp导通。在此，以不使用整流占空比drec的形式示出电压指令组V＊＊是因为，参照图10，整流占空比drec没有输入到电压指令生成部34中。
根据上述的用等式示出的第1电压指令至第6电压指令的关系可知：能够在不使用零占空比dz的情况下示出电压指令组V＊＊。
利用公式(32)来计算开关信号Sy激活的期间。
[{Cmax1-(Cmin+ΔD·(1-dc-dz)·(1-Vy2＊))}+{Cmax2―(Cmin+ΔD·dc·(1-Vy2＊))}]×T0/ΔD＝[(1-dz)Vy2＊+dz]·T0…(32)。
由此，如上所述那样确定电压指令组V＊＊，通过电压指令组V＊＊与载波C6之间的比较来如上所述那样设定开关信号Syp，由此得到通过信号波组V2＊设定的开关Qyp的总计导通期间的(1-dz)倍与期间tz之和。
在此，鉴于在对应于零占空比dz的期间tz中没有对电压型逆变器4提供电流(参照图9)且电压型逆变器4没有利用链路电压Vdc的情况，在第4二相调制方式中所决定的开关Qyp的导通期间如上所述那样与通过信号波组V2＊设定的该导通期间不同，这一点没有问题。
另外，在0≤φ≤π/3，如公式(16)所示，Vu2＊＝1，因此，第1电压指令和第4电压指令均等于值Cmin(图12中例示了Cmin＝0的情况，因此，上述值等于0)，开关信号Sup维持激活。
如上所述那样，第4二相调制方式与第2二相调制方式同样，取得采用单位电压矢量V4的期间作为分别在第1时刻和第2时刻连续的期间。由此，易于得到在采用单位电压矢量V4的期间中为了测定链路电流Idc所需的期间。
通过如上所述那样设定电压指令组V＊＊，能够满足上述(i)～(iv)。
在第3二相调制方式中，开关Sc切换的定时包含在电压型逆变器4的动作采用零电压矢量V0的期间中。这在避免开关Sc的开关损耗的方面是优选的。
F.第1二相调制方式～第4二相调制方式之间的比较.
第1实施方式中说明的第1二相调制方式～第2二相调制方式用在具有电流型变流器2作为链路电压Vdc的提供源的直接型交流电力变换装置100中。第2实施方式中说明的第3二相调制方式～第4二相调制方式用在具有整流电路12和电力缓冲电路9作为链路电压Vdc的提供源的直接型交流电力变换装置200中。由此，第1二相调制方式～第2二相调制方式与第3二相调制方式～第4二相调制方式之间虽然电压指令组V＊＊有所不同，但是，可以用共同的概念来表示。以下，通过比较其共同点和不同点来进行叙述。
(f-1)第1二相调制方式和第3二相调制方式.
在第1二相调制方式中与电压指令组V＊＊进行比较的载波C5、和在第3二相调制方式中与电压指令组V＊＊进行比较的载波C6均为三角波，每一个周期呈现两次最小值Cmin、一次第1极大值(Cmax1)、一次第2极大值(Cmax2)，在这些方面是共同的。
这两个二相调制方式中，第1电压指令、第2电压指令、第3电压指令取从第1极大值Cmax1中减去信号波组V1＊的信号波Vy1＊与第1乘数之积而得到的值，在这一点是共同的。在此，第1乘数在第1二相调制方式中为ΔD·drt，而在第3二相调制方式中为ΔD·drec，非负。
此外，这两个二相调制方式中，第4电压指令、第5电压指令、第6电压指令取值(1-Vy1＊)与第2乘数之积加上最小值Cmin而得到的值，在这一点是共同的，其中，所述值(1-Vy1＊)是从1中减去信号波组V1＊的信号波Vy1＊而得到的值。在此，第2乘数在第1二相调制方式中为ΔD·dst，而在第3二相调制方式中为ΔD·dc，非负。
并且，这两个二相调制方式在下述方面也是共同的，即，当载波C5(或载波C6)大于第1电压指令时、大于第4电压指令时，开关信号Sup激活。关于开关信号Svp，Swp也相同。
其中，在第1二相调制方式中，第1乘数ΔD·drt与第2乘数ΔD·dst之和等于变动幅度ΔD(＝Cmax1+Cmax2-2·Cmin)，另一方面，在第3二相调制方式中，第1乘数ΔD·drec与第2乘数ΔD·dc之和小于等于变动幅度ΔD。这是因为，零占空比dz非负，如果零占空比dz为零，则在第3二相调制方式中，第1乘数ΔD·drec与第2乘数ΔD·dc之和也等于变动幅度ΔD。
(f-2)第2二相调制方式和第4二相调制方式.
在这两个二相调制方式中采用的载波C5，C6的共同性如(f-1)中所叙述的那样。
这两个二相调制方式中，第1电压指令、第2电压指令、第3电压指令取值(1-Vy2＊)与第1乘数之积加上最小值Cmin而得到的值，在这一点是共同的，其中，所述值(1-Vy2＊)是从1中减去信号波组V2＊的信号波Vy2＊而得到的值。
此外，这两个二相调制方式中，第4电压指令、第5电压指令、第6电压指令取值(1-Vy2＊)与第2乘数之积加上最小值而得到的值，在这一点是共同的。
在此，第2二相调制方式中的第1乘数和第2乘数与第1二相调制方式中的第1乘数和第2乘数相同，第4二相调制方式中的第1乘数和第2乘数与第3二相调制方式中的第1乘数和第2乘数相同。
并且，关于第2二相调制方式和第4二相调制方式中的开关信号Sup，Svp，Swp的激活的共同性以及关于第1乘数与第2乘数之和的不同点也与第1二相调制方式和第3二相调制方式中的该共同性和不同点相同。
(f-3)其它.
第1二相调制方式、第2二相调制方式中电流型变流器2进行换流的定时以及在第3二相调制方式、第4二相调制方式中开关Sc进行切换的定时均为载波C1，C5，C6取最小值Cmin时，在这一点是共同的。但是，如上所述，存在关于第1乘数与第2乘数之和的不同点。
虽然详细地说明了本发明，但是，上述说明在全部方面都是例示，本发明并不限于此。可以理解为，在不脱离本发明的范围的情况下能够想到未例示的无数变形例。

Claims (6)

1.一种逆变器的控制装置，该逆变器的控制装置是控制电压型逆变器的装置，该电压型逆变器将直流电压转换成三相交流电压，其中，
所述电压型逆变器具有三个电流路径，该三个电流路径彼此并联地连接在施加有所述直流电压的第1直流母线与第2直流母线之间，
所述第1直流母线的电位高于所述第2直流母线的电位，
所述电流路径分别具有：
连接点；
上臂侧开关，它们连接于所述第1直流母线与所述连接点之间，在导通时，使电流从所述第1直流母线流向所述连接点；
下臂侧开关，它们连接于所述连接点与所述第2直流母线之间，在导通时，使电流从所述连接点流向所述第2直流母线；
上臂侧二极管，它们与所述上臂侧开关分别反向并联连接；以及
下臂侧二极管，它们与所述下臂侧开关分别反向并联连接，
所述逆变器的控制装置具有：
开关信号生成部，其根据包含在第1电压指令组和第2电压指令组中的多个电压指令与三角波之间的比较而生成开关信号，所述开关信号使得在所述三角波的一个周期中任意一个所述上臂侧开关维持导通/不导通，并使所述上臂侧开关和所述下臂侧开关在各个所述电流路径中彼此排他地导通；和
电压指令生成部，其生成所述第1电压指令组和第2电压指令组，
在所述一个周期中，所述三角波呈现两次最小值、一次第1极大值以及一次第2极大值，
所述第1电压指令组在第1区间中对应于如下的所述开关信号，其中，所述第1区间包含一对所述电流路径各自的所述上臂侧开关在所述一个周期中导通的总计期间分别为零且相等的时刻，所述开关信号使得全部所述电流路径中的所述上臂侧开关在所述一个周期中不导通的期间与该一对所述电流路径的所述上臂侧开关均不导通而其它所述上臂侧开关导通的两个期间相邻、且夹在该一对所述电流路径的所述上臂侧开关均不导通而其它所述上臂侧开关导通的该两个期间之间,
所述第2电压指令组在第2区间中对应于如下的所述开关信号，其中，所述第2区间与所述第1区间彼此排斥，且包含一对所述电流路径各自的所述上臂侧开关在所述一个周期中导通的总计期间分别为非零且相等的时刻，所述开关信号使得全部所述电流路径中的所述上臂侧开关在所述一个周期中导通的期间与该一对所述电流路径的所述上臂侧开关都导通而其它所述上臂侧开关不导通的两个期间相邻、且夹在该一对所述电流路径的所述上臂侧开关都导通而其它所述上臂侧开关不导通的该两个期间之间。
2.根据权利要求1所述的逆变器的控制装置，其中，
所述逆变器的控制装置还具有信号波生成部，该信号波生成部输出第1信号波组和第2信号波组，所述第1信号波组和第2信号波组都包含第1信号波、第2信号波以及第3信号波，所述第1信号波表示第1所述电流路径中所述上臂侧开关在所述一个周期中导通的总计期间与所述一个周期的比率，所述第2信号波表示第2所述电流路径中所述上臂侧开关在所述一个周期中导通的总计期间与所述一个周期的比率，所述第3信号波表示第3所述电流路径中所述上臂侧开关在所述一个周期中导通的总计期间与所述一个周期的比率，
所述电压指令生成部根据所述第1信号波组和所述第2信号波组，分别生成所述第1电压指令组和所述第2电压指令组，
包含在所述第2信号波组中的所述第1信号波至第3信号波分别取从1中减去如下值而得到的值：所述值使得包含在所述第2信号波组中的所述第1信号波至第3信号波的相位与包含在所述第1信号波组中的所述第1信号波至第3信号波的相位错开180度。
3.根据权利要求2所述的逆变器的控制装置，其中，
包含在所述第1电压指令组中的所述多个电压指令是如下指令：
第1电压指令，其取从所述第1极大值中减去所述第1信号波组的所述第1信号波与第1乘数之积而得到的值；
第2电压指令，其取从所述第1极大值中减去所述第1信号波组的所述第2信号波与所述第1乘数之积而得到的值；
第3电压指令，其取从所述第1极大值中减去所述第1信号波组的所述第3信号波与所述第1乘数之积而得到的值；
第4电压指令，其取将第1值与第2乘数之积加上所述三角波的最小值而得到的值，所述第1值是从1中减去所述第1信号波组的所述第1信号波而得到的值；
第5电压指令，其取将第2值与所述第2乘数之积加上所述最小值而得到的值，所述第2值是从1中减去所述第1信号波组的所述第2信号波而得到的值；以及
第6电压指令，其取将第3值与所述第2乘数之积加上所述最小值而得到的值，所述第3值是从1中减去所述第1信号波组的所述第3信号波而得到的值，
所述开关信号在所述三角波从所述最小值开始经由所述第1极大值而再次达到所述最小值的第1期间内，当所述三角波大于所述第1电压指令时，使所述第1所述电流路径中的所述上臂侧开关导通，当所述三角波大于所述第2电压指令时，使所述第2所述电流路径中的所述上臂侧开关导通，当所述三角波大于所述第3电压指令时，使所述第3所述电流路径中的所述上臂侧开关导通，
所述开关信号在所述三角波从所述最小值开始经由所述第2极大值而再次达到所述最小值的第2期间内，当所述三角波大于所述第4电压指令时，使所述第1所述电流路径中的所述上臂侧开关导通，当所述三角波大于所述第5电压指令时，使所述第2所述电流路径中的所述上臂侧开关导通，当所述三角波大于所述第6电压指令时，使所述第3所述电流路径中的所述上臂侧开关导通，
所述第1乘数和所述第2乘数均非负，
所述第1乘数与所述第2乘数之和小于等于从所述第1极大值与所述第2极大值之和中减去所述最小值的两倍而得的值。
4.根据权利要求2所述的逆变器的控制装置，其中，
包含在所述第2电压指令组中的所述多个电压指令是如下指令：
第1电压指令，其取将第1值与第1乘数之积加上所述三角波的最小值而得到的值，所述第1值是从1中减去所述第2信号波组的所述第1信号波而得到的值；
第2电压指令，其取将第2值与所述第1乘数之积加上所述最小值而得到的值，所述第2值是从1中减去所述第2信号波组的所述第2信号波而得到的值；
第3电压指令，其取将第3值与所述第1乘数之积加上所述最小值而得到的值，所述第3值是从1中减去所述第2信号波组的所述第3信号波而得到的值；
第4电压指令，其取将第1值与第2乘数之积加上所述最小值而得到的值；
第5电压指令，其取将所述第2值与所述第2乘数之积加上所述最小值而得到的值；以及
第6电压指令，其取将所述第3值与所述第2乘数之积加上所述最小值而得到的值所述，
所述开关信号在所述三角波从所述最小值开始经由所述第1极大值而再次达到所述最小值的第1期间内，当所述三角波大于所述第1电压指令时，使所述第1所述电流路径中的所述上臂侧开关导通，当所述三角波大于所述第2电压指令时，使所述第2所述电流路径中的所述上臂侧开关导通，当所述三角波大于所述第3电压指令时，使所述第3所述电流路径中的所述上臂侧开关导通，
所述开关信号在所述三角波从所述最小值开始经由所述第2极大值而再次达到所述最小值的第2期间内，当所述三角波大于所述第4电压指令时，使所述第1所述电流路径中的所述上臂侧开关导通，当所述三角波大于所述第5电压指令时，使所述第2所述电流路径中的所述上臂侧开关导通，当所述三角波大于所述第6电压指令时，使所述第3所述电流路径中的所述上臂侧开关导通，
所述第1乘数和所述第2乘数均非负，
所述第1乘数与所述第2乘数之和小于等于从所述第1极大值与所述第2极大值之和中减去所述最小值的两倍而得到的值。
5.根据权利要求3或4所述的逆变器的控制装置，其中，
所述直流电压是通过当所述三角波取所述最小值时进行换流的电流型变流器而得到的，
所述第1乘数与所述第2乘数之和等于从所述第1极大值与所述第2极大值之和中减去所述最小值的两倍而得到的值。
6.根据权利要求3或4所述的逆变器的控制装置，其中，
所述直流电压是排他地采用整流电压或升压电压而得到的，所述整流电压从整流电路得到，所述升压电压从对所述整流电压进行升压的升压电路得到，
当所述三角波取所述最小值时，对是否将所述升压电压用作所述直流电压进行切换。
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Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6820825B2 (ja) * 2017-11-09 2021-01-27 三菱電機株式会社 半導体装置及びその駆動方法
US10797492B2 (en) * 2018-05-01 2020-10-06 Lear Corporation AC inverter pre-charge current limiting system
JP7436783B2 (ja) * 2019-09-30 2024-02-22 ダイキン工業株式会社 電力変換装置
JP6813074B1 (ja) * 2019-10-30 2021-01-13 株式会社明電舎 電力変換システム

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008048504A (ja) * 2006-08-11 2008-02-28 Denso Corp ３相回転機の制御装置
CN102084582A (zh) * 2008-07-01 2011-06-01 大金工业株式会社 直接型变换装置及其控制方法

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH03230767A (ja) 1990-02-01 1991-10-14 Toshiba Corp 三相ｐｗｍインバータ装置における相電流検出装置
JP4019979B2 (ja) * 2003-03-04 2007-12-12 富士電機ホールディングス株式会社 交流−交流電力変換装置
JP2005192335A (ja) * 2003-12-25 2005-07-14 Toyota Industries Corp インバータ装置およびモータ制御方法
WO2007123118A1 (ja) * 2006-04-20 2007-11-01 Daikin Industries, Ltd. 電力変換装置および電力変換装置の制御方法
JP4135026B2 (ja) 2006-04-20 2008-08-20 ダイキン工業株式会社 電力変換装置および電力変換装置の制御方法
JP4049189B2 (ja) 2006-04-24 2008-02-20 ダイキン工業株式会社 直接形交流電力変換装置
JP4301336B2 (ja) * 2007-10-24 2009-07-22 ダイキン工業株式会社 電力変換装置
JP5167869B2 (ja) 2008-03-04 2013-03-21 ダイキン工業株式会社 電力変換装置における状態量検出方法及び電力変換装置
JP5629885B2 (ja) * 2010-03-16 2014-11-26 ダイキン工業株式会社 単相／三相直接変換装置及びその制御方法
JP4877411B1 (ja) * 2010-09-30 2012-02-15 ダイキン工業株式会社 リンク電圧測定方法
JP5842534B2 (ja) 2011-10-26 2016-01-13 ダイキン工業株式会社 インバータ制御装置
JP5737445B2 (ja) * 2013-03-05 2015-06-17 ダイキン工業株式会社 電力変換器制御装置

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008048504A (ja) * 2006-08-11 2008-02-28 Denso Corp ３相回転機の制御装置
CN102084582A (zh) * 2008-07-01 2011-06-01 大金工业株式会社 直接型变换装置及其控制方法

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