CN102084582A - 直接型变换装置及其控制方法 - Google Patents

Abstract

在具有变流器和两个逆变器的直接型变换装置中，降低共模电流。变流器(3)的输出电压提供给一对直流电源线(L1、L2)。逆变器(4、5)在直流电源线(L1、L2)之间并联连接。在一个逆变器(4)根据第1零矢量进行工作且另一个逆变器(5)根据第2零矢量进行工作时，进行变流器(3)的换流。第1零矢量和所述第2零矢量互不相同。例如，一个逆变器(4)的上臂侧开关元件(Sup1，Svp1，Swp1)和另一个逆变器(5)的下臂侧开关元件(Sun2，Svn2，Swn2)全部非导通，一个逆变器(4)的下臂侧开关元件(Sun1，Svn1，Swn1)和另一个逆变器(5)的上臂侧开关元件(Sup2，Svp2，Swp2)全部导通。

Description

直接型变换装置及其控制方法

技术领域

本发明涉及直接型变换装置，尤其涉及具有变流器和多个逆变器的直接型变换装置。

背景技术

在所谓间接型交流电力变换装置中，在变流器与逆变器之间的所谓直流环节中设有大型的电容器。该电容器承担对商用频率带来的电压脉动进行平滑化的功能。这种技术例如已经在后面叙述的专利文献1中公开。在该文献中公开了将压缩机用逆变器部和风扇用逆变器部与平滑电容器并联连接，由此使两个逆变器部的电源共用的内容。在该技术中，由两个逆变器共用直流电压，所以根据随压缩机负载变动的直流电压，对风扇控制进行校正。

另一方面，在直接型交流电力变换装置中不需要大型的电容器和/或电抗器。因此，这种变换装置有望实现小型化，在近年来作为下一代的电力变换装置受到关注。例如，在后面叙述的专利文献2中，针对一个变流器连接一个逆变器。并且介绍了在使该逆变器根据零矢量进行工作实现所谓零电流的状态时，使变流器换流的技术(以下简称为“变流器在零电流的换流”)。另外，也介绍了能够由变流器和逆变器共用载波的技术。

关于直接型交流电力变换装置还提出了如下技术，针对一个变流器连接多个逆变器来进行运转，以便增大输出电力容量。这种技术例如已经在后面叙述的非专利文献1中公开。在该文献中，能够将电流型整流器理解为变流器，将DC/DC变流器理解为逆变器。并且，DC/DC变流器和电压型逆变器并联连接。在该文献公开的技术中披露了如下内容，使电流型整流器在所谓零矢量时换流，所以能够在与基于电流型整流器的工作的载波同步的一个载波中，遵照脉冲宽度调制来控制多个逆变器。

另外，基于提高输出电力容量的观点提出了如下技术，针对一个LC滤波器并联连接多个矩阵变流器，再与一个负载并联连接(参照后面叙述的专利文献3及非专利文献2)。

另外，后面叙述的非专利文献3提及了遵照脉冲宽度调制而控制的逆变器的共模电压。

另外，后面叙述的专利文献4公开了后面叙述的经三相调制后的波形。

先行技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开平9-224393号公报

专利文献2：日本特开2007-312589号公报

专利文献3：日本特开2005-65356号公报

专利文献4：日本特公平6-81514号公报

非专利文献

非专利文献1：加藤、伊東，「异压形AC/DC/AC直接形電力変换器の波形改善」，平成19年電気学会全国大会，2007/3/15～17，第四分冊，4-098

非专利文献2：綾野、稻葉、小笠原，「セツト並列マトリツクスコンバ一タによるEMI低減効果」，電気学会論文誌D，平成20年，vol.128，No.3，P.184～192

非专利文献3：小笠原、藤田、赤木，「電圧形PWMインバ一タが発生する高周波漏れ電流のモデリングと理論解析」，電気学会論文誌D，平成7年，vol.115，No1，P.77～83

在专利文献1公开的技术中，由于两个逆变器是不同步的，所以不易产生共模电流集中流过。与此相对，在非专利文献2公开的技术中，使多个逆变器同步进行控制。因此，如果多个逆变器的调制率接近，则导致在基于零矢量进行工作的期间中，产生共模电流的定时集中。这成为容易使泄漏电流在特定的运转区域突出的问题。

发明内容

本发明的目的在于提供如下技术，在具有变流器和两个逆变器的直接型变换装置中，在两个逆变器都基于零矢量进行工作时使变流器换流，并且降低共模电流，避免泄漏电流的突出。

本发明的直接型变换装置的控制方法，用于对直接型变换装置进行控制，所述直接型变换装置具有：变流器(3)，其对多相交流电压(Vr、Vs、Vt)进行整流，将其输出给一对直流电源线(L1、L2)；以及第1逆变器(4)和第2逆变器(5)，它们在所述一对直流电源线之间彼此并联连接，且均按照遵循瞬时空间矢量控制的脉冲宽度调制进行工作。

并且，该第一方式在所述第1逆变器根据第1零矢量(V0)进行工作且所述第2逆变器根据第2零矢量(V7)进行工作时，进行所述变流器的换流，所述第1零矢量和所述第2零矢量互不相同。

本发明的直接型变换装置的控制方法的第二方式是在第一方式所述的直接型变换装置的控制方法中，所述第1逆变器(4)和所述第2逆变器(5)都具有并联连接在所述一对直流电源线(L1、L2)之间的多条电流路径，各条所述电流路径分别包括串联连接在所述一对直流电源线之间的一对开关元件(Sup1，Sun1；Svp1，Svn1；Swp1，Swn1；Sup2，Sun2；Svp2，Svn2；Swp2，Swn2)，从该一对开关元件之间的连接点获取输出。

当所述第1逆变器根据所述第1零矢量进行工作时，在所述第1逆变器的任一条所述电流路径中，所述一对直流电源线中的一条直流电源线(L1)侧的所述开关元件(Sup1，Svp1，Swp1)非导通，所述一对直流电源线的另一条直流电源线(L2)侧的所述开关元件(Sun1，Svn1，Swn1)导通。

当所述第2逆变器根据所述第2零矢量进行工作时，在所述第2逆变器的任一条所述电流路径中，所述一对直流电源线的所述一条直流电源线(L1)侧的所述开关元件(Sup2，Svp2，Swp2)导通，所述一对直流电源线的所述另一条直流电源线(L2)侧的所述开关元件(Sun2，Svn2，Swn21)非导通。

本发明的直接型变换装置的控制方法的第三方式是在第一方式或第二方式所述的直接型变换装置的控制方法中，在所述第1逆变器(4)的控制中采用的第1载波(C1)和在所述第2逆变器(5)的控制中采用的第2载波(C2)彼此相位相反且彼此最大值(dst+drt＝1)一致、彼此最小值(0)一致。并且，所述变流器(3)按照脉冲宽度调制进行工作，在所述变流器的控制中采用的载波(C1)与所述第1载波及所述第2载波同步，该载波(C1)的一个周期(ts)按照进行所述换流的定时以第1值(dst)和第2值(drt)进行内分，划分为第1期间(dst·ts)和第2期间(dst·ts)。

并且，在所述第1期间中，(i)在所述第1载波取值(drt+dst·(1-Vu1^*)，drt+dst·(1-Vv1^*)，drt+dst·(1-Vw1^*))的时刻，切换在所述第1逆变器的所述瞬时空间矢量控制中采用的矢量(V01，V41，V61)，所述第1载波所取的上述值是相对于所述第1载波在所述第1期间的开始点所取的值(drt)偏移了下述值(dst·(1-Vu1^*)，dst·(1-Vv1^*)，dst·(1-Vw1^*))的值，该偏移的值(dst·(1-Vu1^*)，dst·(1-Vv1^*)，dst·(1-Vw1^*))是1减针对所述第1逆变器的所述输出的指令值(Vu1^*，Vv1^*，Vw1^*)后的值乘以所述第1值而得到的值，(ii)在所述第2载波取值(dst·(1-Vu2^*)，dst·(1-Vv2^*)，dst·(1-Vw2^*))的时刻，切换在所述第2逆变器的所述瞬时空间矢量控制中采用的矢量(V42，V62，V72)，所述第2载波所取的上述值是相对于所述第2载波在所述第1期间的开始点所取的值(dst)偏移了下述值(dst·Vu2^*，dst·Vv2^*，dst·Vw2^*)的值，该偏移的值(dst·Vu2^*，dst·Vv2^*，dst·Vw2^*)是针对所述第2逆变器的所述输出的指令值(Vu2^*，Vv2^*，Vw2^*)乘以所述第1值而得到的值。

并且，在所述第2期间中，(iii)在所述第1载波取值(drt·Vu1^*，drt·Vv1^*，drt·Vw1^*)的时刻，切换在所述第1逆变器的所述瞬时空间矢量控制中采用的所述矢量，所述第1载波所取的上述值是相对于所述第1载波在所述第2期间的开始点所取的值(drt)偏移了下述值(drt·(1-Vu1^*)，drt·(1-Vv1^*)，drt·(1-Vw1^*))的值，该偏移的值(drt·(1-Vu1^*)，drt·(1-Vv1^*)，drt·(1-Vw1^*))是1减针对所述第1逆变器的所述输出的所述指令值(Vu1^*，Vv1^*，Vw1^*)后的值乘以所述第2值而得到的值，(iv)在所述第2载波取值(dst+drt·Vu2^*，dst+drt·Vv2^*，dst+drt·Vw2^*)的时刻，切换在所述第2逆变器的所述瞬时空间矢量控制中采用的矢量，所述第2载波所取的上述值是相对于所述第2载波在所述第2期间的开始点所取的值(dst)偏移了下述值(drt·Vu2^*，drt·Vv2^*，drt·Vw2^*)的值，该偏移的值(drt·Vu2^*，drt·Vv2^*，drt·Vw2^*)是针对所述第2逆变器的所述输出的指令值(Vu2^*，Vv2^*，Vw2^*)乘以所述第2值而得到的值。

本发明的直接型变换装置的控制方法的第四方式是在第三方式所述的直接型变换装置的控制方法中，所述第1逆变器(4)及所述第2逆变器(5)的所述输出都是三相。并且，针对所述第1逆变器的所述输出的所述指令值(Vu1^*，Vv1^*，Vw1^*)是根据二相调制而确定的，所述二相调制使所述指令值中的任意一个指令值在相当于相位120度的期间中连续取所述第1载波(C1)的最小值。针对所述第2逆变器的所述输出的所述指令值(Vu2^*，Vv2^*，Vw2^*)是根据二相调制而确定的，所述二相调制使所述指令值中的任意一个指令值在相当于相位120度的期间中连续取所述第2载波(C2)的最大值。

本发明的直接型变换装置的控制方法的第五方式是在第三方式所述的直接型变换装置的控制方法中，所述第1逆变器(4)及所述第2逆变器(5)的所述输出都是三相。并且，针对所述第1逆变器的所述输出的所述指令值(Vu1^*，Vv1^*，Vw1^*)以及针对所述第2逆变器的所述输出的所述指令值(Vu2^*，Vv2^*，Vw2^*)是根据三相调制而确定的。

在本发明的直接型变换装置的第一方式中，所述直接型变换装置具有：变流器(3)，其对多相交流电压(Vr、Vs、Vt)进行整流，将其输出给一对直流电源线(L1、L2)；第1逆变器(4)和第2逆变器(5)，它们在所述一对直流电源线之间彼此并联连接；第1逆变器控制部(61)，其输出使所述第1逆变器按照遵循瞬时空间矢量控制的脉冲宽度调制进行工作的第1控制信号(Sup1^*，Sun1^*；Svp1^*，Svn1^*；Swp1^*，Swn1^*)；第2逆变器控制部(62)，其输出使所述第2逆变器按照遵循瞬时空间矢量控制的脉冲宽度调制进行工作的第2控制信号(Sup2^*，Sun2^*；Svp2^*，Svn2^*；Swp2^*，Swn2^*)以及变流器控制部(60)，其输出第3控制信号(Srp^*，Ssp^*，Stp^*，Srn^*，Ssn^*，Stn^*)，以便在所述第1逆变器根据第1零矢量(V0)进行工作且所述第2逆变器根据与所述第1零矢量不同的第2零矢量(V7)进行工作时使所述变流器进行换流。

本发明的直接型变换装置的第二方式是在第一方式所述的直接型变换装置中，所述第1逆变器(4)和所述第2逆变器(5)都具有并联连接在所述一对直流电源线(L1、L2)之间的多条电流路径，各条所述电流路径分别包括一对开关元件(Sup1，Sun1；Svp1，Svn1；Swp1，Swn1；Sup2，Sun2；Svp2，Svn2；Swp2，Swn2)，并从该一对开关元件之间的连接点获取输出，所述一对开关元件串联连接在所述一对直流电源线之间，由所述第1控制信号或者所述第2控制信号(Sup1^*，Sun1^*；Svp1^*，Svn1^*；Swp1^*，Swn1^*；Sup2^*，Sun2^*；Svp2^*，Svn2^*；Swp2^*，Swn2^*)控制导通。

并且，当所述第1逆变器根据所述第1零矢量进行工作时，在所述第1逆变器的任一条所述电流路径中，所述一对直流电源线中的一条直流电源线(L1)侧的所述开关元件(Sup1，Svp1，Swp1)非导通，所述一对直流电源线中的另一条直流电源线(L2)侧的所述开关元件(Sun1，Svn1，Swn1)导通。

并且，当所述第2逆变器根据所述第2零矢量进行工作时，在所述第2逆变器的任一条所述电流路径中，所述一对直流电源线中的所述一条直流电源线(L1)侧的所述开关元件(Sup2，Svp2，Swp2)导通，所述一对直流电源线中的所述另一条直流电源线(L2)侧的所述开关元件(Sun2，Svn2，Swn21)非导通。

本发明的直接型变换装置的第三方式是在第一方式或第二方式所述的直接型变换装置中，在所述第1逆变器(4)的控制中采用的第1载波(C1)和在所述第2逆变器(5)的控制中采用的第2载波(C2)彼此相位相反且彼此最大值(dst+drt＝1)一致、彼此最小值(0)一致。并且，所述变流器(3)按照脉冲宽度调制进行工作，在所述变流器的控制中采用的载波(C1)与所述第1载波及所述第2载波同步，该载波(C1)的一个周期(ts)按照进行所述换流的定时以第1值(dst)和第2值(drt)进行内分，划分为第1期间(dst·ts)和第2期间(dst·drt)。

并且，在所述第1期间中，(i)在所述第1载波取值(drt+dst·(1-Vu1^*)，drt+dst·(1-Vv1^*)，drt+dst·(1-Vw1^*))的时刻，切换所述第1控制信号(Sup1^*，Sun1^*；Svp1^*，Svn1^*；Swp1^*，Swn1^*)，所述第1载波所取的上述值是相对于所述第1载波在所述第1期间的开始点所取的值(drt)偏移了下述值(dst·(1-Vu1^*)，dst·(1-Vv1^*)，dst·(1-Vw1^*))的值，该偏移的值(dst·(1-Vu1^*)，dst·(1-Vv1^*)，dst·(1-Vw1^*))是1减针对所述第1逆变器的所述输出的指令值(Vu1^*，Vv1^*，Vw1^*)后的值乘以所述第1值而得到的值，(ii)在所述第2载波取值(dst·(1-Vu2^*)，dst·(1-Vv2^*)，dst·(1-Vw2^*))的时刻，切换所述第2控制信号(Sup2^*，Sun2^*；Svp2^*，Svn2^*；Swp2^*，Swn2^*)，所述第2载波所取的上述值是相对于所述第2载波在所述第1期间的开始点所取的值(dst)偏移了下述值(dst·Vu2^*，dst·Vv2^*，dst·Vw2^*)的值，该偏移的值(dst·Vu2^*，dst·Vv2^*，dst·Vw2^*)是针对所述第2逆变器的所述输出的指令值(Vu2^*，Vv2^*，Vw2^*)乘以所述第1值而得到的值。

并且，在所述第2期间中，(iii)在所述第1载波取值(drt·Vu1^*，drt·Vv1^*，drt·Vw1^*)的时刻，切换所述第1控制信号，所述第1载波所取的上述值是相对于所述第1载波在所述第2期间的开始点所取的值(drt)偏移了下述值(drt·(1-Vu1^*)，drt·(1-Vv1^*)，drt·(1-Vw1^*))的值，该偏移的值(drt·(1-Vu1^*)，drt·(1-Vv1^*)，drt·(1-Vw1^*))是1减针对所述第1逆变器的所述输出的所述指令值(Vu1^*，Vv1^*，Vw1^*)后的值乘以所述第2值而得到的值，(iv)在所述第2载波取值(dst+drt·Vu2^*，dst+drt·Vv2^*，dst+drt·Vw2^*)的时刻，切换所述第2控制信号，所述第2载波所取的上述值是相对于所述第2载波在所述第2期间的开始点所取的值(dst)偏移了下述值(drt·Vu2^*，drt·Vv2^*，drt·Vw2^*)的值，该偏移的值(drt·Vu2^*，drt·Vv2^*，drt·Vw2^*)是针对所述第2逆变器的所述输出的指令值(Vu2^*，Vv2^*，Vw2^*)乘以所述第2值而得到的值。

本发明的直接型变换装置的第四方式是在第三方式所述的直接型变换装置中，所述第1逆变器(4)及所述第2逆变器(5)的所述输出都是三相，针对所述第1逆变器的所述输出的所述指令值(Vu1^*，Vv1^*，Vw1^*)是根据二相调制而确定的，所述二相调制使所述指令值中的任意一个指令值在相当于相位120度的期间中连续取所述第1载波(C1)的最小值，针对所述第2逆变器的所述输出的所述指令值(Vu2^*，Vv2^*，Vw2^*)是根据二相调制而确定的，所述二相调制使所述指令值中的任意一个指令值在相当于相位120度的期间中连续取所述第2载波(C2)的最大值。

本发明的直接型变换装置的第五方式是在第三方式所述的直接型变换装置中，所述第1逆变器(4)及所述第2逆变器(5)的所述输出都是三相，针对所述第1逆变器的所述输出的所述指令值(Vu1^*，Vv1^*，Vw1^*)以及针对所述第2逆变器的所述输出的所述指令值(Vu2^*，Vv2^*，Vw2^*)是根据三相调制而确定的。

根据本发明的直接型变换装置的第一方式以及直接型变换装置的控制方法的第一方式，第1零矢量和所述第2零矢量彼此不同，所以即使在第1逆变器取第1零矢量的期间的末期与第2逆变器取第2零矢量的期间的末期一致时，第1逆变器的共模电流和第2逆变器的共模电流相抵消，降低共模电流的总量。

根据本发明的直接型变换装置的第二方式以及直接型变换装置的控制方法的第二方式，第1逆变器的共模电压和第2逆变器的共模电压进行彼此相反的变化，所以第1零矢量和所述第2零矢量彼此不同，因而即使在两者的末期一致时，第1逆变器的共模电流和第2逆变器的共模电流相抵消。

根据本发明的直接型变换装置的第三方式以及直接型变换装置的控制方法的第三方式，第1零矢量和第2零矢量是在包括变流器进行换流的定时的期间中设定的。

根据本发明的直接型变换装置的第四方式以及直接型变换装置的控制方法的第四方式，有助于实现第1零矢量和第2零矢量。

根据本发明的直接型变换装置的第五方式以及直接型变换装置的控制方法的第五方式，有助于实现第1零矢量和第2零矢量。

附图说明

图1是表示本发明能够适用的直接型变换装置的结构的电路图。

图2是表示门信号生成电路的结构的框图。

图3是表示相电压指令的波形的曲线图。

图4是表示各种信号、电压的波形的曲线图。

图5是表示相电压指令的波形的曲线图。

图6是表示各种信号、电压的波形的曲线图。

图7是表示相电压指令的波形的曲线图。

图8是表示各种信号、电压的波形的曲线图。

图9是表示本实施方式的门信号生成电路的结构的框图。

图10是表示相电压指令的波形的曲线图。

图11是表示相电压指令的波形的曲线图。

图12是表示各种信号、电压的波形的曲线图。

图13是表示逆变器电流和共模电流的曲线图。

图14是表示逆变器电流和共模电流的曲线图。

图15是表示相电压指令的波形的曲线图。

图16是表示各种信号、电压的波形的曲线图。

图17是表示逆变器电流和共模电流的曲线图。

图18是表示逆变器电流和共模电流的曲线图。

图19是表示本发明能够适用的直接型变换装置的另一种结构的电路图。

图20是表示逆变器电流和共模电流的曲线图。

图21是表示逆变器电流和共模电流的曲线图。

图22是表示逆变器电流和共模电流的曲线图。

图23是表示逆变器电流和共模电流的曲线图。

具体实施方式

A.直接型变换装置的结构

图1是表示本发明能够适用的直接型变换装置的结构的电路图。该变换装置具有变流器3和逆变器4、5、以及将两者连接的一对直流电源线L1、L2。

变流器3对从交流电源1得到的三相(此处设为R相、S相、T相)交流电压Vr、Vs、Vt进行整流，将整流后的电压输出给一对直流电源线L1、L2。也可以在交流电源1和变流器3之间设置输入电容器组2。输入电容器组2例如包括接受多相交流电压Vr、Vs、Vt的Y形接线的3个电容器。

变流器3例如是电流型整流器，按照脉冲宽度调制进行工作。变流器3具有在一对直流电源线L1、L2之间彼此并联连接的多条电流路径。变流器3的电流路径中对应R相的电流路径包括在直流电源线L1、L2之间串联连接的一对开关元件Srp、Srn。开关元件Srp、Srn之间的连接点被施加电压Vr。变流器3的电流路径中对应S相的电流路径包括在直流电源线L1、L2之间串联连接的一对开关元件Ssp、Ssn。开关元件Ssp、Ssn之间的连接点被施加电压Vs。变流器3的电流路径中对应T相的电流路径包括在直流电源线L1、L2之间串联连接的一对开关元件Stp、Stn。开关元件Stp、Stn之间的连接点被施加电压Vt。

开关元件Srp、Ssp、Stp分别连接在直流电源线L1侧，开关元件Srn、Ssn、Stn分别连接在直流电源线L2侧。这些开关元件自身的结构是公知的结构，例如也已经在非专利文献1中示例公开。

逆变器4、5例如是电压型逆变器，它们都按照遵循瞬时空间矢量控制(以下简称为“矢量控制”)的脉冲宽度调制进行工作。逆变器4、5在直流电源线L1、L2之间彼此并联连接，逆变器4、5独立输出三相(此处设为U相、V相、W相)交流电压。

逆变器4、5都具有在直流电源线L1、L2之间并联连接的多条电流路径。逆变器4的电流路径中对应U相的电流路径包括在直流电源线L1、L2之间串联连接的一对开关元件Sup1、Sun1。从开关元件Sup1、Sun1之间的连接点能够获得输出电压Vu1。逆变器4的电流路径中对应V相的电流路径包括在直流电源线L1、L2之间串联连接的一对开关元件Svp1、Svn1。从开关元件Svp1、Svn1之间的连接点能够获得输出电压Vv1。逆变器4的电流路径中对应W相的电流路径包括在直流电源线L1、L2之间串联连接的一对开关元件Swp1、Swn1。从开关元件Swp1、Swn1之间的连接点能够获得输出电压Vw1。逆变器5的电流路径中对应U相的电流路径包括在直流电源线L1、L2之间串联连接的一对开关元件Sup2、Sun2。从开关元件Sup2、Sun2之间的连接点能够获得输出电压Vu2。逆变器5的电流路径中对应V相的电流路径包括在直流电源线L1、L2之间串联连接的一对开关元件Svp2、Svn2。从开关元件Svp2、Svn2之间的连接点能够获得输出电压Vv2。逆变器5的电流路径中对应W相的电流路径包括在直流电源线L1、L2之间串联连接的一对开关元件Swp2、Swn2。从开关元件Swp2、Swn2之间的连接点能够获得输出电压Vw2。

开关元件Sup1、Svp1、Swp1、Sup2、Svp2、Swp2连接在直流电源线L1侧。下面，把这些开关元件理解为上臂侧的开关元件。开关元件Sun1、Svn1、Swn1、Sun2、Svn2、Swn2连接在直流电源线L2侧。下面，把这些开关元件理解为下臂侧的开关元件。这些开关元件自身的结构是公知的结构，例如也已经在非专利文献1中示例公开。

逆变器4、5在矢量控制下进行工作。首先，针对逆变器4来进行说明，开关元件Sup1、Svp1、Swp1、Sun1、Svn1、Swn1利用控制信号即门信号Sup1^*、Svp1^*、Swp1^*、Sun1^*、Svn1^*、Swn1^*来控制其动作，在这些门信号取逻辑值“1”/“0”时，对应的开关元件分别导通/非导通。如果将所谓的死区时间去除来进行考虑，则门信号Sup1^*、Svp1^*、Swp1^*取与门信号Sun1^*、Svn1^*、Swn1^*相辅的值。即，如果字母u、v、w都采用q替代，则信号Sqp1^*、Sqn1^*的“异”为“1”。

在这种矢量控制中采用的矢量Vx(x＝0～7的整数)中的字母x是按照4·Sup1^*+2·Svp1^*+Swp1^*而赋予的。例如，如果上臂侧的开关元件Sup1、Svp1、Swp1全部非导通，则下臂侧的开关元件Sun1、Svn1、Swn1全部导通。在这种情况下，x＝0，逆变器4处于矢量V0这样的零矢量的一种状态。

相反，如果上臂侧的开关元件Sup1、Svp1、Swp1全部导通，则下臂侧的开关元件Sun1、Svn1、Swn1全部非导通。在这种情况下，x＝7，逆变器4处于矢量V7这样的、与矢量V0不同的零矢量状态。

针对逆变器5也同样标记电压矢量。但是，为了相互区分逆变器4、5的工作状态，针对逆变器4的电压矢量表述为矢量Vx1，针对逆变器5的电压矢量表述为矢量Vx2。

负载M1、M2是感应性负载，分别与逆变器4、5连接。具体地讲，负载M1是具有Y形接线的、被施加电压Vu1、Vv1、Vw1的三相线圈的电机。同样，负载M2是具有Y形接线的、被施加电压Vu2、Vv2、Vw2的三相线圈的电机。在电路图中，将三相线圈的各相线圈的电阻分量记述为与该线圈串联连接的电阻。并且，针对各个负载M1、M2，将针对电流泄漏路径(例如电机的机壳)的寄生电容记述为呈Y形接线的三个电容器。

B.门信号的生成(现有技术的汇集)

在详细说明本实施方式之前，关于已经叙述过的只是将专利文献2的技术和非专利文献1的技术进行简单组合而产生的问题进行更具体的说明。

图2是表示门信号生成电路6的结构的框图。门信号生成电路6具有变流器控制部60、第1逆变器控制部61及第2逆变器控制部62。

变流器控制部60输入作为电源同步信号的、表示电压Vr的相位角度的电源同步信号(以下简称为“角度”)θr，输出门信号Srp^*、Ssp^*、Stp^*、Srn^*、Ssn^*、Stn^*。这些门信号分别是控制变流器3的开关元件Srp、Ssp、Stp、Srn、Ssn、Stn的动作的控制信号。

第1逆变器控制部61输入逆变器4的运转频率的指令值f1^*、电压指令值v1^*、相位指令值φ1^*(把这些指令值统称为“第1指令值”)以及角度θr，输出上述门信号Sup1^*、Svp1^*、Swp1^*、Sun1^*、Svn1^*、Swn1^*。

第2逆变器控制部62输入逆变器5的运转频率的指令值f2^*、电压指令值v2^*、相位指令值φ2^*(把这些指令值统称为“第2指令值”)以及角度θr，输出门信号Sup2^*、Svp2^*、Swp2^*、Sun2^*、Svn2^*、Swn2^*。这些门信号分别控制逆变器5的开关元件Sup2、Svp2、Swp2、Sun2、Svn2、Swn2的动作。

变流器控制部60及第1逆变器控制部61的结构、或者变流器控制部60及第2逆变器控制部62的结构，能够采用在专利文献2中作为“控制部3”而示出的结构。以下的说明与专利文献2披露的技术在表述方式上存在若干差异，所以进行简单说明。

变流器控制部60具有梯形电压指令生成部601、中间相检测部602、比较部603、载波生成部604和电流型门逻辑变换部609，它们分别发挥与专利文献2中提及的“梯形电压指令信号生成部11”、“中间相检测部14”、“比较部12”、“载波信号生成部15”、“电流型门逻辑变换部13”相同的功能。

梯形电压指令生成部601根据角度θr，以电压Vr为基准，生成变流器3的电压指令Vr^*、Vs^*、Vt^*。这些电压指令都是360度周期且波形呈梯形波状，并且相互偏差120度相位。该梯形波状的波形是具有一对120度连续的平坦区间、和将这一对平坦区间连接的一对60度倾斜区域的梯形波。倾斜区域例如把该区域的中央作为相位的基准，把该波形的最小值、最大值(这些值出现在平坦区间中)分别设为值0、1，并表示为

或者

这些倾斜区域的求出方法以及其优点已经在专利文献2中做了介绍，而且与本申请没有直接关系，所以省略详细内容。

中间相检测部602选择电压指令Vr^*、Vs^*、Vt^*中既不是取最大值的最大相、也不是取最小值的最小相的电压指令，换言之，选择呈现倾斜区域的电压指令。变流器3是电流型整流器，所以在原则上是与最大相对应的上臂侧开关元件和与中间相对应的上臂侧开关元件交替导通，与最小相对应的下臂侧开关元件导通，由此进行工作。

另外，在全部开关元件内置有二极管元件的情况下，也存在使全部开关元件导通、利用该二极管元件的功能进行整流的情况，但由于不是脉冲宽度调制的动作，所以在此将这种整流动作排除在外进行讨论。

例如，假设为电压指令Vr^*、Vt^*分别取出现最大值及最小值的平坦区间，电压指令Vs^*取倾斜区域的情况。另外，下面只要没有特别限定，即假设为直接型变换装置及门信号生成电路6在这种状况下动作的情况。电压指令Vr^*、Vs^*、Vt^*除了相位的偏差之外，是相同的波形，所以即使进行这种假设也不会丧失一般性。

在这种情况下，中间相检测部602选择电压指令Vs^*。并且，值Vr^*-Vs^*(＝1-Vs^*)与值Vs^*-Vt^*(＝Vs^*)之比，是开关元件Srp导通的期间与开关元件Ssp导通的期间之比。即，变流器3的S相的通流比根据中间相检测部602选择的电压指令Vs^*确定。开关元件Srp导通的通流比以及开关元件Ssp导通的通流比，分别利用值drt、dst(drt+dst＝1)表示。中间相检测部602输出值drt、dst。

载波生成部604输出取电压指令Vr^*、Vs^*、Vt^*的最小值及最大值(在上述的示例中分别是0、1)的载波C1。例如，载波C1是三角波。

比较器603将电压指令Vr^*、Vs^*、Vt^*和载波C1进行比较。根据该比较结果，电流型信号逻辑变换部609输出门信号Srp^*、Ssp^*、Stp^*、Srn^*、Ssn^*、Stn^*。

第1逆变器控制部61具有调制波形生成部611、运算部612、613、比较部614、615、以及逻辑和运算部619，它们分别发挥与专利文献2中提及的“输出电压指令信号生成部21”、“运算部22、23”、“比较部24”、“逻辑和运算部25”相同的功能。

调制波形生成部611根据第1指令值和角度θr，输出相电压指令Vu1^*、Vv1^*、Vw1^*。这些相电压指令是输出电压Vu1、Vv1、Vw1的指令值。在专利文献2中虽然没有进行详细说明，调制波形生成部611进行二相调制或者三相调制。关于这些调制的详细情况将后面进行说明。

运算部612、613针对相电压指令Vu1^*、Vv1^*、Vw1^*，根据值drt、dst生成用于和载波C1进行比较的信号波。为了避免附图的繁杂，在附图中只利用从上方朝向运算部613的箭头示出了向运算部613输入值drt、dst。

在专利文献2中利用drt+dst·V^*、drt(1-V^*)一并示出了根据值drt、dst和相电压指令Vu1^*、Vv1^*、Vw1^*进行的运算。这是因为符号V^*一并表示电压矢量。另一方面，在本申请中，把符号V^*用作相电压指令Vu1^*、Vv1^*、Vw1^*的总括性表示方式。因此，运算部612、613的运算分别利用drt+dst(1-V^*)、drt·V^*一并示出。

比较部614将运算部612的结果与载波C1进行比较，比较部615将运算部613的结果与载波C1进行比较。根据这些比较结果，逻辑和运算部619输出门信号Sup1^*、Svp1^*、Swp1^*、Sun1^*、Svn1^*、Swn1^*。

这样，在专利文献2中披露了在求控制变流器3的门信号时，将梯形波状的电压指令Vr^*、Vs^*、Vt^*与载波C1进行比较，在生成控制逆变器4的门信号时，将变流器3的通流比和逆变器4的相电压指令的运算结果与载波C1进行比较，由此在逆变器4的零矢量的期间进行变流器3的换流，并且进行直接变换。关于这种动作的详细情况已在专利文献2中做了介绍，所以省略详细说明。

第2逆变器控制部62具有调制波形生成部621、运算部622、623、比较部624、625、以及逻辑和运算部629，它们分别发挥与第1逆变器控制部61的调制波形生成部611、运算部612、613、比较部614、615、逻辑和运算部619相同的功能。另外，调制波形生成部621输出的相电压指令Vu2^*、Vv2^*、Vw2^*是输出电压Vu2、Vv2、Vw2的指令值。

如上所述，图2所示的门信号生成电路6采取在专利文献2披露的“控制部3”中仅使“逆变器控制部”增加了一个的结构。

针对在这种结构中由调制波形生成部611、621生成的相电压指令进行说明，以便如同在非专利文献1中说明的那样，使逆变器的下臂侧的开关元件全部导通(因此将上臂侧的开关元件设为全部非导通)而实现零矢量V0。

图3是表示相电压指令Vu^*、Vv^*、Vw^*的波形的曲线图。相电压指令Vu^*一并表示相电压指令Vu1^*、Vu2^*，相电压指令Vv^*一并表示相电压指令Vv1^*、Vv2^*，相电压指令Vw^*一并表示相电压指令Vw1^*、Vw2^*。

相电压指令Vu^*、Vv^*、Vw^*都是360度周期而且相互偏差120度相位的波形。该波形是任意一相在120度区间相连续并取最小值0、而其他两相变动的、所谓二相调制的波形。该最小值被设定为与载波C1的最小值相同。

例如，该相电压指令Vv^*采用相位角φ，在0°≤φ≤120°时取值K·sinφ，在120°≤φ≤240°时取值K·sin(240-φ)，在240°≤φ≤360°时取值0。系数K的确定取决于电压指令值v1^*、v2^*。

现在，作为产生代表性问题的情况，假设第1指令值和第2指令值相同的情况。在这种情况下，相电压指令Vu1^*、Vv1^*、Vw1^*和相电压指令Vu2^*、Vv2^*、Vw2^*一致。第1逆变器控制部61和第2逆变器控制部62共用值drt、dst，并且共用载波C1，所以门信号Sup1^*、Svp1^*、Swp1^*、Sun1^*、Svn1^*、Swn1^*分别和门信号Sup2^*、Svp2^*、Swp2^*、Sun2^*、Svn2^*、Swn2^*一致。

图4是表示这种情况下的载波C1、逆变器4、5用的门信号(在图4中记述为“逆变器门信号”，后面相同)、逆变器4、5用的输出电压(在图4中记述为“逆变器输出电压”，后面相同)、共模电压的波形的曲线图。其中，第1指令值和第2指令值相同，逆变器4、5彼此之间的波形不存在差异，所以从各个标号中删除数字1、2来进行表示。

载波C1也在逆变器4、5的控制中使用。该载波C1的一个周期ts按照表示换流比的值dst、drt进行内分，划分为期间dst·ts和期间drt·ts。按照这种划分的定时进行换流。按照上面所述，把载波C1的最小值及最大值分别设为0、1，并使dst+drt＝1。因此，变流器3的换流具体地讲是按照载波C1取值drt的定时进行的。

在该定时的附近，为了逆变器4、5取零矢量V0，将信号波和载波C1进行比较。另外，在图4中示例了相位指令值φ1^*、φ2^*取图3所示的相位角φ0(0＜φ0＜60°)的情况，满足关系Vw^*＝0＜Vv^*＜Vu^*。

由运算部612、622生成指令值drt+dst·(1-Vw^*)＝1、drt+dst·(1-Vv^*)、drt+dst·(1-Vu^*)，由运算部613、623生成指令值drt·Vu^*、drt·Vv^*、drt·Vw^*＝0。通过将这些指令值和载波C1进行比较，确定切换矢量V0、V4、V6的定时。并且，由于采用零矢量V0的期间包括变流器3进行换流的定时，所以能够实现所谓零电流下的变流器3的换流。

在期间dst·ts中，向直流电源线L1、L2分别施加最大相的电压和最小相的电压。在把逆变器输出电压的峰—峰值设为Ed时，参照非专利文献3，各个负载M1、M2的共模电压Vcm1、Vcm2(参照图1，寄生电容呈Y形接线的中性点的电位)为Vcm1＝Vcm2＝Vcm＝-Ed/2。并且，在电压矢量采用矢量V4时，共模电压Vcm为-Ed/6，在电压矢量采用矢量V6时，共模电压Vcm为+Ed/6。

在期间drt·ts中，向直流电源线L1、L2分别施加中间相的电压和最小相的电压。因此，逆变器输出电压及共模电压比期间dst·ts的逆变器输出电压及共模电压小。并且，与在非专利文献3中披露的假想中性点相同，以直流电源线L1、L2之间的假想中性点为基准进行图示，所以在进行变流器3的换流时，逆变器输出电压及共模电压产生阶梯差。

在如上所述的控制下，共模电压Vcm1、Vcm2同时产生变动，所以由于该变动而流过的泄漏电流(以下称为“共模电流”)也增大。尽管没有如上述的第1指令值和第2指令值相同时那么明显，但如果逆变器4、5的调制率接近，在根据零矢量V0进行工作的期间中，产生共模电流的定时集中。

这种问题在采用作为其他零矢量的矢量V7时也会产生。图5是表示相电压指令Vu^*、Vv^*、Vw^*的另一波形的曲线图。这些波形都是360度周期且相互偏差120相位的波形。该波形是任意一相在120度区间中相连续并且取最大值1、而其他两相变动的、所谓二相调制的波形。该最大值被设定为与载波C1的最大值相等。

例如，该相电压指令Vu^*采用相位角φ，在0°≤φ≤60°以及300°≤φ≤360°时取值1，在60°≤φ≤180°时取值K·sin(φ-60°)+1，在180°≤φ≤300°时取值K·sin(300°-φ)+1。系数K依赖于电压指令v1^*、v2^*而确定。

在图5所示的相电压指令中哪一个相电压指令分别取最大值、中间相、最小值，与图3所示的相电压指令没有区别。即，在0°＜φ＜60°时存在关系Vw^*＜Vv^*＜Vu^*，这对于图3所示的相电压指令和图5所示的相电压指令都是相同的。

图6是表示这种情况下的载波C1、逆变器门信号、逆变器输出电压、共模电压的波形的曲线图。另外，在图6中示例了相位指令值φ1^*、φ2^*取图3所示的相位角φ7(0°＜φ7＜60°)的情况，并且满足关系Vw^*＜Vv^*＜Vu^*＝1。

在这种情况下同样，在期间dst·ts中，当电压矢量取矢量V4时，共模电压Vcm为-Ed/6，当电压矢量取矢量V6时，共模电压Vcm为+Ed/6。但是，在图5所示的情况下，零矢量采用矢量V7，此时共模电压Vcm为+Ed/2。

因此，在零矢量采用矢量V7时，与采用矢量V0时相比，不能将产生共模电流的定时分散。而且，导致逆变器4、5取零矢量V7的期间与变流器3进行换流的定时错开，甚至连所谓零电流时的变流器3的换流都不能实现。

因此，对采用能够取零矢量V0、V7双方的矢量控制的情况进行分析。

图7是表示相电压指令Vu^*、Vv^*、Vw^*的波形的曲线图。相电压指令Vu^*、Vv^*、Vw^*以值0.5为中心增减，这种相电压指令能够通过对三相的正弦波进行所谓三相调制而得到。这种波形例如通过使利用专利文献4的式(3)示出的“新的各相电压指令”的中心值偏移0.5而得到。

在图7所示的相电压指令中哪一个相电压指令分别取最大值、中间相、最小值，与图3和图5所示的相电压指令没有区别。即，在0°＜φ＜60°时存在关系Vw^*＜Vv^*＜Vu^*，这对于图3所示的相电压指令和图5所示的相电压指令都是相同的。其中，最小值大于0，最小值小于1。

图8是表示这种情况下的载波C1、逆变器门信号、逆变器输出电压、共模电压的波形的曲线图。另外，在图6中示例了相位指令值φ1^*、φ2^*取图3所示的相位角φ3(0°＜φ3＜60°)的情况，并且满足关系Vw^*＜Vv^*＜Vu^*。

在这种情况下，能够将零矢量V0设在包括变流器3进行换流的定时的期间中。但是，在期间dst·ts中，当电压矢量取矢量V0时，共模电压Vcm为-Ed/2，当电压矢量取矢量V4时，共模电压Vcm为-Ed/6，当电压矢量取矢量V6时，共模电压Vcm为+Ed/6，当电压矢量采用矢量V7时，共模电压Vcm为+Ed/2，这与采用相电压指令值的其他波形时的情况相同。

结果，通过研究相电压指令值的波形判明，只是将专利文献2的技术和非专利文献1的技术简单组合，不能解决前面叙述的问题。

另外，即使与如专利文献3和非专利文献2所示的、采用相互反相的一对载波并以相同指令值与这一对载波进行比较的方法进行组合，也不能解决前面叙述的问题。因为这种组合虽然使共模电压变动的定时错开了，但不能满足在变流器3的换流时逆变器4、5必须根据零矢量进行工作的限制条件。

C.本实施方式的门信号的生成

图9是表示本实施方式的生成门信号的门信号生成电路6的结构的框图。该门信号生成电路6相对于图1所示的门信号生成电路6的特征上的不同之处在于以下几点。

第一点是运算部622、623分别被置换为运算部626、627。由运算部626生成指令值dst·(1-Vu^*)＝1、dst·(1-Vv^*)、dst·(1-Vw^*)，由运算部627生成指令值dst+drt·Vu^*、dst+drt·Vv^*、dst+drt·Vw^*＝0。

第二点是设有载波翻转部605。载波翻转部605生成使由载波生成部604生成的载波C1翻转而得到的载波C2。

第三点是根据上述第一特征点及第二特征点，比较部624、625进行载波C2与运算部626、627的比较。

图10是示出相电压指令Vu1^*、Vv1^*、Vw1^*的波形的曲线图，此时波形自身与图3所示的相电压指令Vu^*、Vv^*、Vw^*相同。并且，图11是表示相电压指令Vu2^*、Vv2^*、Vw2^*的波形的曲线图，此时波形自身与图5所示的相电压指令Vu^*、Vv^*、Vw^*相同。

图12是表示变流器3进行工作所依据的载波C1、各个逆变器4、5进行工作所依据的载波C21、C22、各个逆变器4、5的逆变器门信号、共模电压Vcm1、Vcm2的波形的曲线图。另外，图12示例出相位指令值φ1^*、φ2^*分别取图10及图11所示的相位角φ01、φ72(都是大于0°小于60°)的情况，并且满足关系0＝Vw1^*＜Vv1^*＜Vu1^*、Vw2^*＜Vv2^*＜Vu2^*＝1。

各个载波C21、C22能够采用载波C1、C2。当然，能够理解为载波C21、C22都与载波C1同步。并且，载波C21、C22的相位彼此反相、而且最大值(dst+drt＝1)一致、最小值(0)一致。

运算部612按照前面所述生成信号波drt+dst·(1-Vu1^*)、drt+dst·(1-Vv1^*)、drt+dst·(1-Vw1^*)。并且，运算部613按照前面所述生成信号波drt·Vu1^*、drt·Vv1^*、drt·Vw1^*。

在期间dst·ts的开始点，载波C21取值drt，所以在把该值作为基准时，逆变器4在期间dst·ts中按照下面所述切换采用电压矢量。

(i)在载波C21取相对于值drt偏移值dst·(1-Vu1^*)而得到的值drt+dst·(1-Vu1^*)的时刻，电压矢量切换采用矢量V01和矢量V41。在载波C21取相对于值drt偏移了值dst·(1-Vv1^*)而得到的值drt+dst·(1-Vv1^*)的时刻，电压矢量切换采用矢量V41和矢量V61。在载波C21取相对于值drt偏移了值dst·(1-Vw1^*)而得到的值drt+dst·(1-Vw1^*)的时刻，电压矢量切换采用矢量V61和矢量V71(未图示)。但是，在当前考虑的相位φ01，相电压指令Vw1^*是0，所以实质上在值drt+dst·(1-Vw1^*)＝1时，电压矢量未切换，仍保持矢量V61。

并且，由于载波C21、C22相互具有上述的关系，所以在期间dst·ts的开始点，载波C22取值dst(＝1-drt)。因此，在把该值作为基准时，逆变器5在期间dst·ts中按照下面所述切换采用电压矢量。

(ii)在载波C22取相对于值dst偏移了值dst·Vw2^*而得到的值dst·(1-Vw2^*)的时刻，电压矢量切换采用矢量V72和V62。在载波C22取相对于值dst偏移了值dst·Vv2^*而得到的值dst·(1-Vv2^*)的时刻，电压矢量切换采用矢量V62和V42。在载波C22取相对于值dst偏移了值dst·Vu2^*而得到的值dst·(1-Vu2^*)的时刻，电压矢量切换采用矢量V42和V02(未图示)。但是，在当前考虑的相位φ72，相电压指令Vu2^*是1，所以实质上在值dst·(1-Vu2^*)＝0时，电压矢量未切换，仍保持矢量V42。

在期间drt·ts的开始点同样，载波C21取值drt，所以在把该值作为基准时，逆变器4在期间drt·ts中按照下面所述切换采用电压矢量(为了避免附图的繁杂，省略表示电压矢量)。

(iii)在载波C21取相对于值drt偏移了值drt·(1-Vu1^*)而得到的值drt·Vu1^*的时刻，电压矢量切换采用矢量V01和矢量V41。在载波C21取相对于值drt偏移了值drt·(1-Vv1^*)而得到的值drt·Vv1^*的时刻，电压矢量切换采用矢量V41和矢量V61。在载波C21取相对于值drt偏移了值drt·(1-Vw1^*)而得到的值drt·Vw1^*的时刻，电压矢量切换采用矢量V61和矢量V71。但是，在当前考虑的相位φ01，相电压指令Vw1^*是0，所以实质上在值drt·Vw1^*＝0时，电压矢量未切换，仍保持矢量V61。

(iv)在载波C22取相对于值dst偏移了值drt·Vw2^*而得到的值dst+drt·Vw2^*的时刻，电压矢量切换采用矢量V72和V62。在载波C22取相对于值dst偏移了值drt·Vv2^*而得到的值dst+drt·Vv2^*的时刻，电压矢量切换采用矢量V62和V42。在载波C22取相对于值dst偏移了值drt·Vu2^*而得到的值dst+drt·Vu2^*的时刻，电压矢量切换采用矢量V42和V02。但是，在当前考虑的相位φ72，相电压指令Vu2^*是1，所以实质上在值dst+drt·Vu2^*＝1时，电压矢量未切换，仍保持矢量V42。

这种电压矢量的切换，具体地讲是通过逆变器门信号的切换而实现的。例如，在电压矢量从矢量V01切换为矢量V41时，逆变器门信号Svp1^*、Svn1^*、Swp1^*、Swn1^*分别保持截止、导通、截止、导通的状态，而逆变器门信号Sup1^*、Sun1^*分别从截止、导通的状态切换为导通、截止的状态。从针对逆变器4的逆变器门信号整体来看，从矢量V01向矢量V41的切换是通过该逆变器门信号的切换而实现的。逆变器5的电压矢量的切换同样也是通过逆变器门信号Sup2^*、Sun2^*、Svp2^*、Svn2^*、Swp2^*、Swn2^*的切换而实现的。

如使用图4说明的那样，在期间dst·ts中，共模电压Vcm1(实线所示的曲线)分别取与矢量V01、V41、V61对应的值-Ed/2、-Ed/6、+Ed/6。如使用图6说明的那样，在期间dst·ts中，共模电压Vcm2(虚线所示的曲线)分别取与矢量V72、V62、V42对应的值+Ed/2、+Ed/6、-Ed/6。

图12所示的逆变器门信号Sup2^*、Svp2^*、Swp2^*的导通模式，与图6所示的逆变器门信号Sup^*、Svp^*、Swp^*的导通模式不同。这是因为在生成逆变器门信号Sup2^*、Svp2^*、Swp2^*的处理中使用的载波C22与载波C1反相。

因此，在逆变器5中电压矢量采用零矢量V72的期间包括变流器3进行换流的定时(载波C1取值drt的定时)。如在前面章节“B”中叙述的那样，如果使逆变器4根据载波C1进行工作，则电压矢量采用零矢量V0的期间包括变流器3进行换流的定时。并且，如前面叙述的那样，由于载波C21与载波C1同步(更具体地讲，在此两者一致)，所以在逆变器4中电压矢量采用零矢量V01的期间包括变流器3进行换流的定时。即，通过在本章节中说明的动作，零矢量V01、V72被设定在包括变流器3进行换流的定时的期间中，能够实现所谓零电流时的变流器3的换流。

另外，如根据图12所明确的那样，共模电压Vcm1、Vcm2的增减趋势是相反的。具体地讲，当电压矢量从被设定在包括变流器3进行换流的定时的期间中的零矢量V01、V72、分别向下一个矢量V41、V62切换时，在期间dst·ts中，共模电压Vcm1从值-Ed/2向值-Ed/6上升，共模电压Vcm2从值+Ed/2向值+Ed/6下降。因此，在逆变器4取零矢量V01的期间的末期与逆变器5取零矢量V72的期间的末期(或者初期)一致时，两者的共模电流也相互抵消，共模电流的总量降低。这对于期间drt·ts也相同。

说明这种零矢量V01、V72的末期一致这样的对于产生共模电流而言最不期望的情况是在哪种状况下产生的。在负载M1、M2是相同规格、并且在相同条件下运转时，第1指令值及第2指令值一致。另外，在按照二相调制来生成相电压指令时，如果使用图10及图11所示的波形，则逆变器门信号Sup1^*、Svp1^*、Swp1^*与逆变器门信号Sup2^*、Svp2^*、Swp2^*也相互一致。更加详细的情况如下所述。

在如上面所述第1指令值及第2指令值一致时，相位指令值φ1、φ2也一致。下面，把这种一致的相位指令值表述为相位φ。根据波形的对称性，在不会丧失通用性的0°＜φ＜60°的范围内进行分析。在该范围内，以图3及图5的说明为参考，下式(1)成立：

Vu1^*＝K·sin(φ+60°)，Vw2^*＝1-K·sin(φ+60°)……(1)

并且，参照图12，由于载波C21、C22相互反相，而且最大值及最小值彼此相同都是1、0，所以在下式(2)成立时，零矢量V01、V72的末期一致：

dst(1-Vu1^*)＝dst·Vw2^*……(2)

根据式(1)可知，值1-Vu1^*、Vw2^*彼此相等，所以很明显式(2)也成立。因此，在负载M1、M2是相同规格、并且在相同条件下运转时，如果使用图10及图11所示的二相调制波形，则零矢量V01、V72的末期一致。这对于零矢量V01、V72的初期也相同。

另外，在图12中示出了逆变器4采用的电压矢量在矢量V41和矢量V61之间切换的定时、与逆变器5采用的电压矢量在矢量V62和矢量V42之间切换的定时几乎一致，在该定时，共模电流相互抵消，但是不能说通常都会产生这种抵消。为了使产生这种抵消，参照图12，下式(3)必须成立(式(3)意味着Vv1^*＝Vv2^*)：

dst(1-Vv1^*)＝dst(1-Vv2^*)……(3)

但是，例如在0°＜φ＜60°的范围内，以图3及图5的说明为参考，下式(4)成立：

Vv1^*＝K·sinφ，Vv2^*＝1+K·sin(φ+300°)……(4)

因此，式(3)成立与否依赖于相位φ，所以除了零矢量V01、V72的初期、末期之外，共模电流不一定抵消。

关于这种相电压指令的波形，优选用于驱动逆变器4的波形的最大相(在上述示例中是指相电压指令Vu1^*)、与用于驱动逆变器5的波形的最小相(在上述示例中是指相电压指令Vw2^*)之和，与载波C21、C22的最大振幅相等。

图13及图14是表示逆变器电流和共模电流的曲线图。关于逆变器电流示出了作为代表的流向各个逆变器4、5的U相的电流Iu1、Iu2。把交流电压Vr、Vs、Vt的电压值设为200V，把调制率设为1，把载波的频率设为5kHz。并且，把逆变器的输出频率设为100Hz。在图13及图14中示出了逆变器的输出波形的一个周期的量的波形(10ms)。

图13表示使用在前面章节“B”中说明的技术即二相调制的情况。即，在生成逆变器4、5的逆变器门信号时共用载波C1，而且相电压指令也共用图3所示的波形的情况。图14表示使用在本章节中说明的技术即二相调制的情况。即，在生成逆变器4、5的逆变器门信号时分别使用载波C21、C22，而且相电压指令也分别使用图10及图11所示的波形的情况。图13及图14都示出了逆变器4、5彼此的零矢量的初期/末期都一致的情况，以使共模电流最容易流过。

参照图13，逆变器4、5进行相同的动作，所以逆变器电流一致。并且，共模电压Vcm1、Vcm2也一致，因此共模电流Icm1、Icm2也一致。共模电流Icm1、Icm2都是0.122A(有效值)，两者是相同波形，所以共模电流的总和(在图中表述为“Icm1+Icm2”，后面相同)也是共模电流Icm1的二倍(0.244A(有效值))。

与此相对，参照图14，从载波的频率方面分析，逆变器4、5相辅地进行工作，所以逆变器电流Iu1、Iu2的细小的峰谷是反相的。并且，由于共模电压Vcm1、Vcm2相反地变化，所以共模电流Icm1、Icm2也是反相的。因此，共模电流Icm1、Icm2的有效值为0.120A，而共模电流的总有效值为0.121A。这种结果与图13所示的结果相比，表明共模电流的总有效值降低为大致一半。这可以认为是虽然零矢量的初期/末期的共模电流抵消，但是由于采用其他矢量V6、V4的期间中的泄漏电流是倍增的，所以变为与一个逆变器的泄漏电流相等。

另外，在图10及图11所示的波形中，用于驱动逆变器4的波形的最小相(在上述示例中是指相电压指令Vw1^*＝0)、与用于驱动逆变器5的波形的最大相(在上述示例中是指相电压指令Vu2^*＝1)之和也与载波C21、C22的最大振幅相等。但是，如使用图12说明的那样，此时由于没有出现零矢量V71、V02，所以不会产生这些波形的初期、末期的共模电流的抵消。但是，在将图7所示的三相调制的波形用于相电压指令的情况下，出现零矢量V71、V02，并产生这些波形的初期、末期的共模电流的抵消。

图15是示出与图7相同地被三相调制后的波形的相电压指令的曲线图。各个调制波形生成部611、621的相电压指令Vu1^*、Vv1^*、Vw1^*和相电压指令Vu2^*、Vv2^*、Vw2^*，分别采用图15所示的相电压指令Vu^*、Vv^*、Vw^*的波形。

图16是示出载波C1、C21、C22、逆变器门信号Sup1^*、Svp1^*、Swp1^*、Sup2^*、Svp2^*、Swp2^*、共模电压Vcm1、Vcm2的波形的曲线图。在这种情况下，参照上述(i)的说明，在期间dst·ts中，在载波C21取相对于值drt偏移了值dst·(1-Vw1^*)而得到的值drt+dst·(1-Vw1^*)的时刻，电压矢量切换采用矢量V61和矢量V71。并且，参照上述(ii)的说明，在期间dst·ts中，在载波C22取相对于值dst偏移了值dst·Vw2^*而得到的值dst·(1-Vu2^*)的时刻，电压矢量切换采用矢量V42和V02。并且，参照上述(iii)的说明，在期间drt·ts中，在载波C21取相对于值drt偏移了值drt·(1-Vw1^*)而得到的值drt·Vw1^*的时刻，电压矢量切换采用矢量V61和矢量V71(省略图示矢量)。参照上述(iv)的说明，在期间drt·ts中，在载波C22取相对于值dst偏移了值drt·Vu2^*而得到的值dst+drt·Vu2^*的时刻，电压矢量切换采用矢量V42和V02(省略图示矢量)。

说明在使用这样被三相调制后的相电压指令的情况下，零矢量V01、V72的末期一致这样的对于产生共模电流而言最不期望的情况是在哪种状况下产生的。在负载M1、M2是相同规格、并且在相同条件下运转时，第1指令值及第2指令值一致。另外，如果相位指令值φ1、φ2都采用相位φ312(参照图15)，则逆变器门信号Sup1^*、Svp1^*、Swp1^*与逆变器门信号Sup2^*、Svp2^*、Swp2^*也相互一致。更加详细的情况如下所述。

根据波形的对称性，在不丧失一般性的0°＜φ＜60°的范围内进行分析。在该范围内，以图15及专利文献4为参考，下式(5)成立：

Vu1^*＝K·sin(φ+60°)，Vw2^*＝1-K·sin(φ+60°)……(5)。

参照图16，与图12所示的情况相同，在上式(2)成立时，零矢量V01、V72的末期一致。并且，在式(5)成立时，式(2)也成立。因此，与使用二相调制时的情况相同，在使用三相调制时，零矢量V01、V72的末期一致。这对于零矢量V01、V72的初期也相同。

但是，在使用三相调制的情况下，如果第1指令值及第2指令值一致，则相电压指令Vv1^*、Vv2^*一致，所以逆变器4采用的电压矢量在矢量V41和矢量V61之间切换的定时、与逆变器5采用的电压矢量在矢量V62和矢量V42之间切换的定时基本一致，在该定时，共模电流相抵消。

并且，同样逆变器4采用的电压矢量在矢量V61和矢量V71之间切换的定时、与逆变器5采用的电压矢量在矢量V42和矢量V02之间切换的定时也基本一致，在该定时，共模电流也抵消。

图17及图18是示出逆变器电流和共模电流的曲线图。相电压指令除了采用图7和图15所示的波形之外，也采用在图13及图14中说明的各个波形。

图17表示使用在前面章节“B”中说明的技术即三相调制的情况。即，在生成逆变器4、5的逆变器门信号时共用载波C1，而且相电压指令也共用图7所示的波形的情况。图18表示使用在本章节中说明的技术即三相调制的情况。即，在生成逆变器4、5的逆变器门信号时分别使用载波C21、C22，而且相电压指令都使用图15所示的波形的情况。图17及图18都示出了零矢量的初期/末期都一致的情况，以使共模电流最容易流过。

参照图17，与图13相同，逆变器电流Iu1、Iu2、共模电压Vcm1、Vcm2、共模电流Icm1、Icm2都彼此一致。共模电流Icm1、Icm2都是0.140A(有效值)。该值比在图13中说明的值0.122A大，这可以认为是缘于变流器3在不进行换流的定时的零矢量的初期/末期(矢量V61、V71间的切换、矢量V02、V42间的切换)时的共模电流增加。共模电流的总有效值为0.280A(有效值)。

与此相对，参照图18，与图14相同，逆变器电流Iu1、Iu2的细小的峰谷是反相的。并且，由于共模电压Vcm1、Vcm2相反地进行变化，所以共模电流Icm1、Icm2也是反相的。因此，共模电流Icm1、Icm2的有效值为0.137A，而共模电流的总有效值为0.118A。这种结果与图17所示的结果相比，表明降低为比共模电流的总有效值的一半还小的值。这可以认为是在除零矢量之外切换电压矢量时，共模电流抵消。

D.负载为一个的情况

在前面章节“C”中，根据图1说明了尽管对逆变器4、5分别独立设置负载M1、M2，并且共模电流集中的条件。在此说明针对逆变器4、5设置一个负载的情况。在这种情况下，逆变器4、5驱动相同负载，所以容易进行共模电流集中的运转。

图19是表示本发明能够适用的直接型变换装置的另一种结构的电路图。与图1所示的结构相比在特征方面的不同之处是，图19所示结构的特征点在于经由输出电抗器组7一个三相负载M3与逆变器4、5连接。

输出电抗器组7由将逆变器4、5的各个输出端与各个相连接的三个电抗器构成。从该电抗器的各个中点得到三相电压Vu、Vv、Vw，将这些电压提供给负载M3。负载M3是感应性负载，例如是具有被施加电压Vu、Vv、Vw并且呈Y形接线的三相线圈的电机。寄生电容被记述为呈Y形接线的三个电容器。

负载M3的共模电压Vcm可以理解为负载M3的寄生电容的Y形接线的中性点的电位。但是，为了便于分析，也可以根据负载M3与逆变器4、5的连接的对称性，将共模电压Vcm理解为图19所示的共模电压Vcm1、Vcm2的合成。

即，假设是在构成输出电抗器组7的三个电抗器的两端分别进行Y形接线的寄生电容。共模电压Vcm1、Vcm2可以理解为这些寄生电容的两个Y形接线的各自的中性点的电位，共模电流Icm1、Icm2可以理解为从各个中性点流出的漏电流。

图20及图21是示出逆变器电流和共模电流的曲线图。图20表示使用在前面章节“B”中说明的技术即二相调制的情况。即，在生成逆变器4、5的逆变器门信号时共用载波C1，而且相电压指令也共用图3所示的波形的情况。图21表示使用在前面章节“C”中说明的技术即二相调制的情况。即，在生成逆变器4、5的逆变器门信号时分别使用载波C21、C22，而且相电压指令分别使用图10及图11所示的波形的情况。图20及图21都示出了零矢量的初期/末期一致，以使共模电流最容易流过的情况。

参照图20，与图13相同，逆变器电流Iu1、Iu2以及共模电压Vcm1、Vcm2分别彼此一致。共模电压Vcm1、Vcm2施加到彼此并联连接的位置，所以两者合成后的共模电压Vcm仍与共模电压Vcm1、Vcm2相等。共模电流Icm1、Icm2的合成值Icm为0.122A(有效值)。该值是在图13中说明的合成值Icm的值0.244的一半，这可以认为是由于将负载M3设定为与各个负载M1、M2相同，而且只设置一个负载而导致的。

参照图21，与图14相同，逆变器电流Iu1、Iu2在以载波频率的周期进行分析时彼此反相，共模电压Vcm1、Vcm2也是彼此反相。共模电压Vcm1、Vcm2施加到彼此并联连接的位置，所以两者合成后的共模电压Vcm比共模电压Vcm1、Vcm2低。共模电流Icm1、Icm2的合成值Icm为0.06A(有效值)。该值是在图14中说明的合成值Icm的值0.121的大约一半，这可以认为是由于将负载M3设定为与各个负载M1、M2相同，而且只设置一个负载而导致的。

图22及图23是示出逆变器电流和共模电流的曲线图。图22表示使用在前面章节“B”中说明的技术即三相调制的情况。即，在生成逆变器4、5的逆变器门信号时共用载波C1，而且相电压指令也共用图7所示的波形的情况。图23表示使用在前面章节“C”中说明的技术即三相调制的情况。即，在生成逆变器4、5的逆变器门信号时分别使用载波C21、C22，而且相电压指令都使用图15所示的波形的情况。图22及图23都示出了零矢量的初期/末期一致以使共模电流最容易流过的情况。

参照图22，与图17相同，逆变器电流Iu1、Iu2以及共模电压Vcm1、Vcm2分别彼此一致。共模电流Icm1、Icm2的合成值Icm为0.140A(有效值)。该值是在图17中说明的合成值Icm的值0.280A的一半，这可以认为是由于将负载M3设定为与各个负载M1、M2相同，而且只设置一个负载而导致的。

参照图23，与图18相同，逆变器电流Iu1、Iu2在以载波频率的周期进行分析时彼此反相，共模电压Vcm1、Vcm2也是彼此反相。共模电流Icm1、Icm2的合成值Icm为0.06A(有效值)。该值是在图18中说明的合成值Icm的值0.118的大约一半，这可以认为是由于将负载M3设定为与各个负载M1、M2相同，而且只设置一个负载而导致的。

Claims (10)

1.一种直接型变换装置的控制方法，用于对直接型变换装置进行控制，所述直接型变换装置具有：变流器(3)，其对多相交流电压(Vr、Vs、Vt)进行整流，将其输出给一对直流电源线(L1、L2)；以及第1逆变器(4)和第2逆变器(5)，它们在所述一对直流电源线之间彼此并联连接，且均按照遵循瞬时空间矢量控制的脉冲宽度调制进行工作，

在所述控制方法中，

在所述第1逆变器根据第1零矢量(V0)进行工作且所述第2逆变器根据第2零矢量(V7)进行工作时，进行所述变流器的换流，

所述第1零矢量和所述第2零矢量互不相同。

2.根据权利要求1所述的直接型变换装置的控制方法，其中，

所述第1逆变器(4)和所述第2逆变器(5)都具有并联连接在所述一对直流电源线(L1、L2)之间的多条电流路径，

各条所述电流路径分别包括串联连接在所述一对直流电源线之间的一对开关元件(Sup1，Sun1；Svp1，Svn1；Swp1，Swn1；Sup2，Sun2；Svp2，Svn2；Swp2，Swn2)，从该一对开关元件之间的连接点获取输出，

当所述第1逆变器根据所述第1零矢量进行工作时，在所述第1逆变器的任一条所述电流路径中，所述一对直流电源线中的一条直流电源线(L1)侧的所述开关元件(Sup1，Svp1，Swp1)非导通，所述一对直流电源线的另一条直流电源线(L2)侧的所述开关元件(Sun1，Svn1，Swn1)导通，

当所述第2逆变器根据所述第2零矢量进行工作时，在所述第2逆变器的任一条所述电流路径中，所述一对直流电源线的所述一条直流电源线(L1)侧的所述开关元件(Sup2，Svp2，Swp2)导通，所述一对直流电源线的所述另一条直流电源线(L2)侧的所述开关元件(Sun2，Svn2，Swn21)非导通。

3.根据权利要求1或2所述的直接型变换装置的控制方法，其中，

在所述第1逆变器(4)的控制中采用的第1载波(C21)和在所述第2逆变器(5)的控制中采用的第2载波(C22)彼此相位相反且彼此最大值(dst+drt＝1)一致、彼此最小值(0)一致，

所述变流器(3)按照脉冲宽度调制进行工作，

在所述变流器的控制中采用的载波(C1)与所述第1载波及所述第2载波同步，该载波(C1)的一个周期(ts)按照进行所述换流的定时以第1值(dst)和第2值(drt)进行内分，划分为第1期间(dst·ts)和第2期间(dst·ts)，

在所述第1期间中，

(i)在所述第1载波取值(drt+dst·(1-Vu1^*)，drt+dst·(1-Vv1^*)，drt+dst·(1-Vw1^*))的时刻，切换在所述第1逆变器的所述瞬时空间矢量控制中采用的矢量(V01，V41，V61)，所述第1载波所取的上述值是相对于所述第1载波在所述第1期间的开始点所取的值(drt)偏差了下述值(dst·(1-Vu1^*)，dst·(1-Vv1^*)，dst·(1-Vw1^*))的值，该偏移的值(dst·(1-Vu1^*)，dst·(1-Vv1^*)，dst·(1-Vw1^*))是1减针对所述第1逆变器的所述输出的指令值(Vu1^*，Vv1^*，Vw1^*)后的值乘以所述第1值而得到的值，

(ii)在所述第2载波取值(dst·(1-Vu2^*)，dst·(1-Vv2^*)，dst·(1-Vw2^*))的时刻，切换在所述第2逆变器的所述瞬时空间矢量控制中采用的矢量(V42，V62，V72)，所述第2载波所取的上述值是相对于所述第2载波在所述第1期间的开始点所取的值(dst)偏差了下述值(dst·Vu2^*，dst·Vv2^*，dst·Vw2^*)的值，该偏移的值(dst·Vu2^*，dst·Vv2^*，dst·Vw2^*)是针对所述第2逆变器的所述输出的指令值(Vu2^*，Vv2^*，Vw2^*)乘以所述第1值而得到的值，

在所述第2期间中，

(iii)在所述第1载波取值(drt·Vu1^*，drt·Vv1^*，drt·Vw1^*)的时刻，切换在所述第1逆变器的所述瞬时空间矢量控制中采用的所述矢量，所述第1载波所取的上述值是相对于所述第1载波在所述第2期间的开始点所取的值(drt)偏差了下述值(drt·(1-Vu1^*)，drt·(1-Vv1^*)，drt·(1-Vw1^*))的值，该偏移的值(drt·(1-Vu1^*)，drt·(1-Vv1^*)，drt·(1-Vw1^*))是1减针对所述第1逆变器的所述输出的所述指令值(Vu1^*，Vv1^*，Vw1^*)后的值乘以所述第2值而得到的值，

(iv)在所述第2载波取值(dst+drt·Vu2^*，dst+drt·Vv2^*，dst+drt·Vw2^*)的时刻，切换在所述第2逆变器的所述瞬时空间矢量控制中采用的矢量，所述第2载波所取的上述值是相对于所述第2载波在所述第2期间的开始点所取的值(dst)偏差了下述值(drt·Vu2^*，drt·Vv2^*，drt·Vw2^*)的值，该偏移的值(drt·Vu2^*，drt·Vv2^*，drt·Vw2^*)是针对所述第2逆变器的所述输出的指令值(Vu2^*，Vv2^*，Vw2^*)乘以所述第2值而得到的值。

4.根据权利要求3所述的直接型变换装置的控制方法，其中，

所述第1逆变器(4)及所述第2逆变器(5)的所述输出都是三相，

针对所述第1逆变器的所述输出的所述指令值(Vu1^*，Vv1^*，Vw1^*)是根据二相调制而确定的，所述二相调制使所述指令值中的任意一个指令值在相当于相位120度的期间中连续取所述第1载波(C21)的最小值，

针对所述第2逆变器的所述输出的所述指令值(Vu2^*，Vv2^*，Vw2^*)是根据二相调制而确定的，所述二相调制使所述指令值中的任意一个指令值在相当于相位120度的期间中连续取所述第2载波(C22)的最大值。

5.根据权利要求3所述的直接型变换装置的控制方法，其中，

所述第1逆变器(4)及所述第2逆变器(5)的所述输出都是三相，

针对所述第1逆变器的所述输出的所述指令值(Vu1^*，Vv1^*，Vw1^*)以及针对所述第2逆变器的所述输出的所述指令值(Vu2^*，Vv2^*，Vw2^*)是根据三相调制而确定的。

6.一种直接型变换装置，其具有：

变流器(3)，其对多相交流电压(Vr、Vs、Vt)进行整流，将其输出给一对直流电源线(L1、L2)；

第1逆变器(4)和第2逆变器(5)，它们在所述一对直流电源线之间彼此并联连接；

第1逆变器控制部(61)，其输出使所述第1逆变器按照遵循瞬时空间矢量控制的脉冲宽度调制进行工作的第1控制信号(Sup1^*，Sun1^*；Svp1^*，Svn1^*；Swp1^*，Swn1^*)；

第2逆变器控制部(62)，其输出使所述第2逆变器按照遵循瞬时空间矢量控制的脉冲宽度调制进行工作的第2控制信号(Sup2^*，Sun2^*；Svp2^*，Svn2^*；Swp2^*，Swn2^*)；以及

变流器控制部(60)，其输出第3控制信号(Srp^*，Ssp^*，Stp^*，Srn^*，Ssn^*，Stn^*)，以便在所述第1逆变器根据第1零矢量(V0)进行工作且所述第2逆变器根据与所述第1零矢量不同的第2零矢量(V7)进行工作时使所述变流器进行换流。

7.根据权利要求6所述的直接型变换装置，其中，

所述第1逆变器(4)和所述第2逆变器(5)都具有并联连接在所述一对直流电源线(L1、L2)之间的多条电流路径，

各条所述电流路径分别包括一对开关元件(Sup1，Sun1；Svp1，Svn1；Swp1，Swn1；Sup2，Sun2；Svp2，Svn2；Swp2，Swn2)，并从该一对开关元件之间的连接点获取输出，所述一对开关元件串联连接在所述一对直流电源线之间，由所述第1控制信号或者所述第2控制信号(Sup1^*，Sun1^*；Svp1^*，Svn1^*；Swp1^*，Swn1^*；Sup2^*，Sun2^*；Svp2^*，Svn2^*；Swp2^*，Swn2^*)控制导通，

当所述第1逆变器根据所述第1零矢量进行工作时，在所述第1逆变器的任一条所述电流路径中，所述一对直流电源线中的一条直流电源线(L1)侧的所述开关元件(Sup1，Svp1，Swp1)非导通，所述一对直流电源线中的另一条直流电源线(L2)侧的所述开关元件(Sun1，Svn1，Swn1)导通，

当所述第2逆变器根据所述第2零矢量进行工作时，在所述第2逆变器的任一条所述电流路径中，所述一对直流电源线中的所述一条直流电源线(L1)侧的所述开关元件(Sup2，Svp2，Swp2)导通，所述一对直流电源线中的所述另一条直流电源线(L2)侧的所述开关元件(Sun2，Svn2，Swn21)非导通。

8.根据权利要求6或7所述的直接型变换装置，其中，

在所述第1逆变器(4)的控制中采用的第1载波(C21)和在所述第2逆变器(5)的控制中采用的第2载波(C22)彼此相位相反且彼此最大值(dst+drt＝1)一致、彼此最小值(0)一致，

所述变流器(3)按照脉冲宽度调制进行工作，

在所述变流器的控制中采用的载波(C1)与所述第1载波及所述第2载波同步，该载波(C1)的一个周期(ts)按照进行所述换流的定时以第1值(dst)和第2值(drt)进行内分，划分为第1期间(dst·ts)和第2期间(dst·drt)，

在所述第1期间中，

(i)在所述第1载波取值(drt+dst·(1-Vu1^*)，drt+dst·(1-Vv1^*)，drt+dst·(1-Vw1^*))的时刻，切换所述第1控制信号(Sup1^*，Sun1^*；Svp1^*，Svn1^*；Swp1^*，Swn1^*)，所述第1载波所取的上述值是相对于所述第1载波在所述第1期间的开始点所取的值(drt)偏差了下述值(dst·(1-Vu1^*)，dst·(1-Vv1^*)，dst·(1-Vw1^*))的值，该偏移的值(dst·(1-Vu1^*)，dst·(1-Vv1^*)，dst·(1-Vw1^*))是1减针对所述第1逆变器的所述输出的指令值(Vu1^*，Vv1^*，Vw1^*)后的值乘以所述第1值而得到的值，

(ii)在所述第2载波取值(dst·(1-Vu2^*)，dst·(1-Vv2^*)，dst·(1-Vw2^*))的时刻，切换所述第2控制信号(Sup2^*，Sun2^*；Svp2^*，Svn2^*；Swp2^*，Swn2^*)，所述第2载波所取的上述值是相对于所述第2载波在所述第1期间的开始点所取的值(dst)偏差了下述值(dst·Vu2^*，dst·Vv2^*，dst·Vw2^*)的值，该偏移的值(dst·Vu2^*，dst·Vv2^*，dst·Vw2^*)是针对所述第2逆变器的所述输出的指令值(Vu2^*，Vv2^*，Vw2^*)乘以所述第1值而得到的值，

在所述第2期间中，

(iii)在所述第1载波取值(drt·Vu1^*，drt·Vv1^*，drt·Vw1^*)的时刻，切换所述第1控制信号，所述第1载波所取的上述值是相对于所述第1载波在所述第2期间的开始点所取的值(drt)偏差了下述值(drt·(1-Vu1^*)，drt·(1-Vv1^*)，drt·(1-Vw1^*))的值，该偏移的值(drt·(1-Vu1^*)，drt·(1-Vv1^*)，drt·(1-Vw1^*))是1减针对所述第1逆变器的所述输出的所述指令值(Vu1^*，Vv1^*，Vw1^*)后的值乘以所述第2值而得到的值，

(iv)在所述第2载波取值(dst+drt·Vu2^*，dst+drt·Vv2^*，dst+drt·Vw2^*)的时刻，切换所述第2控制信号，所述第2载波所取的上述值是相对于所述第2载波在所述第2期间的开始点所取的值(dst)偏差了下述值(drt·Vu2^*，drt·Vv2^*，drt ·Vw2^*)的值，该偏移的值(drt·Vu2^*，drt·Vv2^*，drt·Vw2^*)是针对所述第2逆变器的所述输出的指令值(Vu2^*，Vv2^*，Vw2^*)乘以所述第2值而得到的值。

9.根据权利要求8所述的直接型变换装置，其中，

所述第1逆变器(4)及所述第2逆变器(5)的所述输出都是三相，

针对所述第1逆变器的所述输出的所述指令值(Vu1^*，Vv1^*，Vw1^*)是根据二相调制而确定的，所述二相调制使所述指令值中的任意一个指令值在相当于相位120度的期间中连续取所述第1载波(C21)的最小值，

针对所述第2逆变器的所述输出的所述指令值(Vu2^*，Vv2^*，Vw2^*)是根据二相调制而确定的，所述二相调制使所述指令值中的任意一个指令值在相当于相位120度的期间中连续取所述第2载波(C22)的最大值。

10.根据权利要求8所述的直接型变换装置，其中，

所述第1逆变器(4)及所述第2逆变器(5)的所述输出都是三相，

针对所述第1逆变器的所述输出的所述指令值(Vu1^*，Vv1^*，Vw1^*)以及针对所述第2逆变器的所述输出的所述指令值(Vu2^*，Vv2^*，Vw2^*)是根据三相调制而确定的。

Images