JP6819307B2 - インバータ制御装置 - Google Patents

Description

この発明はインバータ、とくに直流電圧を三相の交流電圧へ変換するインバータを制御する技術に関する。

省エネルギー化の観点から、負荷への電力供給にインバータが採用される場合が増加している。インバータで負荷の駆動を行う場合、矩形波を呈する電圧が負荷に印加される。負荷が誘導性の場合、かかる電圧を用いた負荷の駆動は、後述する原因により急峻なサージ電圧の発生を招来し、正弦波を呈する電圧を用いて駆動する場合と比べ、負荷の内部で高電圧が発生する。

かかる高電圧を考慮すると、負荷の内部での絶縁性を高めることが望ましい。例えば誘導性の負荷としてモータを例に採ると、巻線間で高電圧が発生するので、モータの巻線同士、あるいは巻線と他部との間の絶縁性を高めることが望まれる。

サージ電圧が発生する一因として、インバータと負荷とを接続するケーブルにおける電圧の反射が挙げられる。

例えば非特許文献１では、インバータの出力電圧の立ち上がり時間（波頭長）及びケーブルの長さと、サージ電圧との関係について言及する。ケーブルが長いほど、また波頭長が短いほど、モータに印加されるサージ電圧は大きい。

非特許文献２では、パルス状の電圧がケーブルを介してモータに印加される場合のサージ電圧について言及する。非特許文献２では、最初のパルス状の電圧によってサージ電圧の振動が収まっていない状況で、更にパルス状の電圧が印加されると、新たに発生するサージ電圧の振動が先の振動に重畳し、印加された電圧の２倍の電圧が発生することが示される。

非特許文献３ではサージ電圧が発生する他の要因として、インバータの出力電圧のオーバーシュートの他、モータでの回路共振を挙げる。但し、オーバーシュートはサージの要因としては反射、共振よりも寄与が小さい。

非特許文献４では集中巻きモータのコイル１つ分の等価回路及びそのインピーダンスの周波数特性が紹介される。これによればモータでの共振に起因したサージ電圧は概ね数百ｋＨｚ程度の共振周波数を有すると見られる。

特許文献１は、最初のパルス状の電圧によるサージと次のパルス状の電圧のサージとが加算されることによる過電圧を、防ぐ技術を提案する。パルス幅が小さくなりやすいインバータの過変調時において、デッドタイムの長さが調整される。具体的には最初のパルス状の電圧によるサージ電圧が一定値以下になってから、次のパルス状の電圧が印加される。

例えば特許文献２では、ケーブルによる反射の影響が無く、モータでの回路共振のみに起因するサージ電圧を抑制する技術を紹介する。具体的には、サージ電圧のリンギングを打ち消すように、パルス状の電圧を追加して印加する。

特許文献３では、モータの共振によるサージ電圧の対策の例として、電動機系全ての電気的共振の周期Ｔ１のサージについて言及する。インバータの出力電圧の立ち上がりを二段階に設定する。一段目の立ち上がりから時間遅れＴ０の後に二段目の立ち上がりを行う。ここで望ましくはＴ０＝Ｔ１／２に設定する。これにより、一段目の立ち上がりによるサージ成分と、二段目の立ち上がりによるサージ成分とがキャンセルされる。

特許第５６３３６５０号公報 特許第５５７４７７１号公報 特開２０１１−１６６８７８公報

奥山、藤井、「インバータサージの挙動解析」、富士時報、富士電機株式会社、平成８年１１月、第６９巻、第１１号、ｐ．５９８（４４）−６０２（４８） R.kerkman, D.Leggate, G.Skibinski, "Interaction of Drive Modulation & Cable Parameters on AC Motor Transients", IEEE Transactions on Industry Applications, 1997, Vol.33, No3, pp.722-731 脇本、「インバータ駆動モータにおける部分放電メカニズムと絶縁性能向上に関する研究」、名古屋大学工学研究科博士論文、名古屋大学附属図書館、平成２８年３月２５日 辻、外５名、「インバータサージの伝搬と電動機内電圧の解析」、電気学会論文誌Ｄ、電気学会、平成１８年９月１日、第１２６巻、第６号、ｐ．７７１−７７７

ケーブルでの反射に起因するサージ電圧を低減するために、サージを吸収するケーブルも提案されている。しかしかかるケーブルはコストが非常に高い。

インバータと負荷とを接続するケーブルを短くすることも一法である。しかし、一般にケーブルを短くすることは、負荷とインバータとが離れている装置を想定すると、実際的な対応ではない。

他法として、波頭長を長くすることも考えられる。波頭長はインバータに採用されるスイッチング素子のスイッチング速度に依存する。但し波頭長が短いほどスイッチング損失が削減される。よってインバータの発熱を抑制し、インバータの効率が高める観点では波頭長は短い方が望ましい。例えばＳｉＣやＧａＮを材料としたスイッチング素子は、スイッチング速度の高速化のみならず、装置の小型化にも適する。

しかも、非特許文献１に示された例では、波頭長が２０ｎＳｅｃの場合はケーブル長が１．５ｍ程度の長さですら、サージ電圧の最大値は直流母線の電圧の２倍の大きさになることが示される。よってインバータの損失削減を指向すると、短いケーブルを使用してしてもサージ電圧が高まってしまう。

デッドタイムは通常、インバータにおいてスイッチング素子を介した短絡を防ぐために要求される時間である。よって特許文献１で提案される技術では、短絡防止用の時間よりも長くなる。デッドタイムの増大は負荷（例えばモータ）の制御特性の劣化を招来する。

特許文献２で提案された技術では、パルス状の電圧を追加するための機能が必要となる。更に、このような追加はスイッチング回数の増加を招来し、スイッチング損失が増大する。

電源電圧の波高値あるいは実効値が変化する場合は電源電圧の絶対値が一定値以上のときのみ、換言するとサージ電圧によって部分放電が発生する可能性が大きいときのみ、パルス状の電圧を追加することで通常時のスイッチング損失増加を防ぐことは可能であろう。しかし商用電源のように電源電圧の波高値あるいは実効値がほぼ一定の場合にかかる技術を採用すると、スイッチング損失の増大は避けられない。

特許文献３で提案された技術が奏功するには、Ｔ０＝Ｔ１／２を正確に設定する必要がある。しかし実際には周期Ｔ１が短い場合、その設定を満たすことは困難であろう。特許文献３では時間遅れＴ０の調整を、インバータのスイッチング周波数で行うとしている。しかしながらスイッチング周波数を自由に設定することも容易ではない。また周期Ｔ１を、ケーブルを被覆する絶縁材の誘電材の厚みや材質を変えて調整することが提案されている。しかし、１〜２ｍ程度の長さのケーブルにおいて、その絶縁材を変えても周期Ｔ１を大きく調整することは実際的ではないであろう。

非特許文献１で示される様に、ケーブルの遅延時間をＴｋとすると、反射に起因するサージ電圧は周期４Ｔｋで変動する波形を呈する。つまりサージ電圧を抑制すべくケーブルを短くするほど、ケーブルの反射によるサージ電圧の周波数成分は、高くなる。ケーブル１ｍ当たりの遅延時間が６．６ｎＳｅｃ／ｍであり、ケーブルの長さが２ｍであれば、サージ電圧の周期は５０ｎＳｅｃ（周波数に換算すると２０ＭＨｚ）程度となる。

他方、非特許文献４で例示されるように、共振に起因するサージ電圧の周波数は数百ｋＨｚであり、サージ電圧は、その要因に依存して大きく異なる周波数成分を有する。

図１７は一相分のコイルの相電圧の波形を模式的に示すグラフである。インバータからパルス状の電圧Ｖｘが印加されたとき、負荷の内部のサージ電圧Ｖｙは、反射を要因とする電圧成分Ｖｙ１（よってその変動する周波数は高い）と、共振を要因とする電圧成分（よってその変動する周波数は低い）Ｖｙ２とが重畳した波形を呈する。

このように、サージ電圧は周波数成分が大きく異なるサージ成分を有するので、特許文献２、３のように特定の周期に注目した技術では、サージ電圧の抑制は不十分である。

本発明は、上述の問題に鑑みてなされたものであり、インバータの損失の増大を伴わずに、サージ電圧を低減する技術を提供することを目的とする。かかる技術により、例えば負荷としてモータを採用した場合、その絶縁性能を高める必要性が低下する。

この発明にかかるインバータ制御装置は、直流電圧（Ｖｄｃ）を三相の交流電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）に変換して前記交流電圧を出力する電圧形インバータ（４）を制御する装置（６）である。前記電圧形インバータ（４）は、前記直流電圧が印加される第１及び第２の直流母線（ＬＨ，ＬＬ）の間で相互に並列に接続される３つの電流経路（Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ）を備え、前記第１の直流母線（ＬＨ）の電位は前記第２の直流母線（ＬＬ）の電位よりも高い。前記電流経路の各々が、前記交流電圧を出力する接続点（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）と、前記第１の直流母線と前記接続点との間に接続され、導通時には前記第１の直流母線から前記接続点に電流を流す上アーム側スイッチ（Ｑｕｐ，Ｑｖｐ，Ｑｗｐ）と、前記接続点と前記第２の直流母線との間に接続され、導通時には前記接続点から前記第２の直流母線に電流を流す下アーム側スイッチ（Ｑｕｎ，Ｑｖｎ，Ｑｗｎ）と、前記上アーム側スイッチの各々に対して逆並列に接続された上アーム側ダイオード（Ｄｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐ）と、前記下アーム側スイッチの各々に対して逆並列に接続された下アーム側ダイオード（Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎ）を有する。

当該インバータ制御装置は、パターン決定部（６２）と、制御信号生成部（６３）とを備える。前記パターン決定部は、前記交流電圧についての指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）を受けて、前記指令値に基づいて、前記上アーム側スイッチ及び前記下アーム側スイッチのスイッチングパターン（Ｐ）を決定する。前記制御信号生成部は、前記スイッチングパターンに基づいて、前記上アーム側スイッチ及び前記下アーム側スイッチのオン／オフを、スイッチング速度を制御して行わせる制御信号（Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ）を生成する。

前記指令値のうち他の二者の間の値をとる中間指令値に対応する前記電流経路の前記上アーム側スイッチの前記スイッチングパターンでの一の遷移は、前記二者に対応する前記電流経路の前記上アーム側スイッチの前記スイッチングパターンでの一対の遷移に時間的に隣接して挟まれ、前記一の遷移と前記一対の遷移とは互いに逆方向である。
前記パターン決定部（６２）は、前記指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）を受け、前記指令値のうちのいずれが前記中間指令値（Ｖｕ＊）であるかを示す中間相判断信号（Ｑｕ，Ｑｖ，Ｑｗ）を出力する中間相判断部（６２ｃ）と、前記指令値及び前記中間相判断信号並びにキャリア（Ｃ）を受け、前記中間指令値以外の前記指令値が前記キャリアよりも大きいときに活性化する信号（Ｓｖ，Ｓｗ）と、前記キャリアの中央値に対して前記中間指令値と対称となる値である反転指令値（−Ｖｕ＊）が前記キャリアよりも小さいときに活性化する信号（Ｓｕ）とで前記スイッチングパターン（Ｐ）を生成する比較器（６２ｂ）とを有する。

大幅なインバータの損失の増大を伴わずに、サージ電圧を低減する。

本実施の形態にかかる制御装置及びその制御対象となるインバータを示す回路図である。 本実施の形態における制御装置の構成を示すブロック図である。 従来の技術における諸量を示すグラフである。 従来の技術での、キャリア周期区間における原制御信号と相電圧とを、領域毎に示す波形図である。 単位電圧ベクトルを示すベクトル図である。 従来の技術での、キャリア周期区間における電圧ベクトルの合成を示すベクトル図である。 本実施の形態の原理を示すグラフである。 本実施の形態での、キャリア周期区間における電圧ベクトルの合成を示すベクトル図である。 本実施の形態における諸量を示すグラフである。 本実施の形態での、キャリア周期区間における原制御信号と相電圧とを、領域毎に示す波形図である。 比較器及び中間相判断部の機能をハードウェアとして模式的に描いたブロック図である。 指令値と、比較結果と、中間相判断信号との関係を示すグラフである。 キャリアと、指令値と、反転指令値と、原制御信号と、原パターン信号との関係を示すグラフである。 従来の技術での線間電圧を示すグラフである。 本実施の形態での線間電圧を示すグラフである。 本実施の形態での線間電圧を示すグラフである。 一相分のコイルの相電圧の波形を模式的に示すグラフである。 サージ電圧が重畳する波形を模式的に分解して示す波形図である。 図４の領域Ｚ１における部分を拡大して示す波形図である。

本実施の形態の詳細な説明に先立ち、サージ電圧の低減には負荷に印加される相電圧の低減が望ましいことを説明する。以下、誘導性の負荷としてモータを例に採って説明する。

非特許文献３で例示されるように、放電を防ぐべき場所の絶縁は、同相のコイル同士での絶縁（以下「同相内絶縁」）、相が異なるコイル同士での絶縁（以下「相間絶縁」）、コイルとコア（ケース）との間での絶縁（以下「対地絶縁」）に分類できる。

相間絶縁及び対地絶縁のいずれに要求される耐圧も、同相内絶縁に要求される耐圧よりも高い。しかし相間絶縁、対地絶縁には絶縁紙が採用され（例えばコイルに採用される導線のエナメル被覆が３８μｍであるのに対して、絶縁紙の厚さは０．５ｍｍ程度に選定される）、高い耐圧が実現されるので、コイルに印加される電圧が上昇する際に最初に放電する場所は同相のコイル同士の間である。

特に、インバータのスイッチング速度の向上につれ、同一コイルの巻き始めの導線と、それに接触する導線間での放電を最も考慮すべきである。かかる事情は分布巻モータでも集中巻モータでも同様である。そしてこのことは、各相のコイル入力−中性点間の電圧を低減すれば、モータの絶縁特性を向上できる事を意味する。

よって以下の実施の形態ではコイル入力と中性点間の電圧を低減することに着目し、サージ電圧を低減する。

図１は、本実施の形態にかかる制御装置６及びその制御対象となるインバータ４を示す回路図である。

インバータ４は電圧形インバータであり、直流電圧Ｖｄｃを三相の交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換し、これを三相負荷５へ出力する。三相負荷５は誘導性負荷であり、例えばモータである。制御装置６はインバータ４を制御する。直流電圧Ｖｄｃは、一対の直流母線ＬＨ，ＬＬの間に印加される。直流母線ＬＨの電位は直流母線ＬＬの電位よりも高い。

インバータ４は接続点Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを有する。インバータ４は、直流電圧Ｖｄｃに対してパルス幅変調に基づくスイッチングパターンでスイッチングを行って、接続点Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗから交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを出力する。

インバータ４は、各相に対応する３つの電流経路Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗを備える。電流経路Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗは直流母線ＬＨ，ＬＬの間で相互に並列に接続される。

電流経路Ｌｕは、接続点Ｐｕと、上アーム側のスイッチＱｕｐと、下アーム側のスイッチＱｕｎとを有している。電流経路Ｌｖは、接続点Ｐｖと、上アーム側のスイッチＱｖｐと、下アーム側のスイッチＱｖｎとを有している。電流経路Ｌｗは、接続点Ｐｗと、上アーム側のスイッチＱｗｐと、下アーム側のスイッチＱｗｎとを有している。

スイッチＱｕｐ，Ｑｖｐ，Ｑｗｐは導通時には直流母線ＬＨからそれぞれ接続点Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに電流を流す。スイッチＱｕｎ，Ｑｖｎ，Ｑｗｎは導通時にはそれぞれ接続点Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗから直流母線ＬＬに電流を流す。接続点Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗからは三相負荷５に交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが印加され、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが出力される。

スイッチＱｕｐ，Ｑｖｐ，Ｑｗｐに対して、それぞれ上アーム側のダイオードＤｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐが逆並列に接続される。スイッチＱｕｎ，Ｑｖｎ，Ｑｗｎに対してそれぞれ下アーム側のダイオードＤｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎが逆並列に接続される。なお、「逆並列」とは、二つの素子が並列に接続されており、かつ二つの素子の導通方向が相互に反対である態様を示す。

スイッチＱｚｐ，Ｑｚｎにはそれぞれ制御信号Ｓｚｐ，Ｓｚｎが入力される（但し、ｚはｕ，ｖ，ｗを代表する。以下同様）。制御信号Ｓｚｐの活性／非活性に応じてスイッチＱｚｐがそれぞれ導通／非導通し、制御信号Ｓｚｎの活性／非活性に応じてスイッチＱｚｎがそれぞれ導通／非導通する。但し、同じ電流経路においては、スイッチＱｚｐとスイッチＱｚｎとは相互に排他的に導通する。制御信号Ｓｚｐ，Ｓｚｎに基づいたインバータ４の動作それ自身は公知であり、よって詳細な説明は省略する。

また、制御信号Ｓｚｐ，Ｓｚｎの波形に依存して、スイッチＱｚｐ，Ｑｚｎのオン／オフを遅延させることができることも、公知である。例えば制御信号Ｓｚｐが所定の閾値よりも大きいときにスイッチＱｚｐがオンする場合について言えば、制御信号Ｓｚｐの波形の立ち上がりが緩いほど、制御信号Ｓｚｐの活性化の開始からスイッチＱｚｐがオンするまでの遅延時間を長くすることができる。

制御装置６は、直流電圧Ｖｄｃと、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗと、三相負荷５の回転角周波数についての指令値たる回転角速度指令ω＊とに基づいて、制御信号Ｓｚｐ，Ｓｚｎを生成する。

図２は本実施の形態および第２の実施の形態における制御装置６の構成を示すブロック図である。制御装置６は、指令値作成部６１、パターン決定部６２、制御信号生成部６３とを有する。

指令値作成部６１は、直流電圧Ｖｄｃと、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗと、回転角速度指令ω＊とに基づいて、交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗについての指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を作成する。かかる機能を果たす構成は公知であるので、ここではその説明を省略する。

パターン決定部６２は、指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を受けて、これらに基づいて、上アーム側のスイッチＱｕｐ，Ｑｖｐ，Ｑｗｐ及び下アーム側のスイッチＱｕｎ，Ｑｖｎ，ＱｗｎのスイッチングパターンＰを決定する。かかる機能を果たす構成は公知であるので、その構成は、後述する動作を説明する上で必要な程度に留める。

パターン決定部６２はキャリア発生器６２ａと、比較器６２ｂと、中間相判断部６２ｃとを有する。キャリア発生器６２ａは所定周期のキャリアＣを発生する。キャリアＣは例えば三角波である。

比較器６２ｂは、指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の内の二つと、他の一つを後述するように「反転」した値（以下「反転指令値」と称す）とキャリアＣとの比較を行って、スイッチングパターンＰを決定する。

制御信号生成部６３は、スイッチングパターンＰに基づいて、制御信号Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの波形を決定する。

図３は従来の技術における諸量を示すグラフである。具体的には、キャリアＣ及び指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を重ねて最上段に示し、下方に向かって順次に原制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ及び（サージ電圧がない理想的な）相電圧Ｖｕｎを示す。交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの中性点を想定し、当該中性点を基準としたときの交流電圧Ｖｕが相電圧Ｖｕｎである。通常、中性点の電位は接地電位（０Ｖ）に設定される。

指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は三相の交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの指令値であるので、互いに１２０度ずつずれた正弦波形を呈する。ここでは指令値Ｖｖ＊が指令値Ｖｕ＊よりも１２０度進相であり、指令値Ｖｗ＊が指令値Ｖｖ＊よりも１２０度進相である場合を例にとって説明する。

図３では、時間的な領域Ｚ１，Ｚ２，Ｚ３，Ｚ４，Ｚ５，Ｚ６を、この順に繰り返して想定することができる。具体的には、これらの領域において下記の特徴が示される：
領域Ｚ１においてはＶｖ＊＜Ｖｕ＊＜Ｖｗ＊；
領域Ｚ２においてはＶｖ＊＜Ｖｗ＊＜Ｖｕ＊；
領域Ｚ３においてはＶｗ＊＜Ｖｖ＊＜Ｖｕ＊；
領域Ｚ４においてはＶｗ＊＜Ｖｕ＊＜Ｖｖ＊；
領域Ｚ５においてはＶｕ＊＜Ｖｗ＊＜Ｖｖ＊；
領域Ｚ６においてはＶｕ＊＜Ｖｖ＊＜Ｖｗ＊。

そしてキャリアＣと指令値Ｖｚ＊との比較により原制御信号Ｓｚが得られる。但し原制御信号Ｓｚは、キャリアＣの値よりも指令値Ｖｚ＊が大きいときに高電位を採り、キャリアＣの値よりも指令値Ｖｚ＊が小さいときに低電位を採る二値信号の波形を呈する。キャリアＣの値と指令値Ｖｚ＊とが等しいときには当該二値信号は低電位、高電位のいずれを採ってもよい。

なお、ここでは指令値Ｖｚ＊の最大値および最小値が、それぞれキャリアＣの最大値１および最小値（−１）と一致する場合を示した。

従来の技術では、指令値Ｖｚ＊のいずれが中間指令値であるかに依らず、原制御信号Ｓｚを制御信号Ｓｚｐとして採用し、原制御信号Ｓｚと排他的な信号を制御信号Ｓｚｎとして採用する。

もし、原制御信号Ｓｚが、キャリアＣの値よりも指令値Ｖｚ＊が小さいときに高電位を採り、キャリアＣの値よりも指令値Ｖｚ＊が大きいときに低電位を採る二値信号の波形を呈するならば、原制御信号Ｓｚを制御信号Ｓｚｎとして採用し、原制御信号Ｓｚと排他的な信号を制御信号Ｓｚｐとして採用する。

よってスイッチングパターンＰを、キャリアＣの一周期における、原制御信号Ｓｚの二値信号のパターンとして捉えることができる。以下、キャリアＣの一周期の区間を、その隣接する最小値同士の間の区間として把握して考察する。

当該区間（以下「キャリア周期区間」と称す）においてスイッチングパターンＰは、領域Ｚ１においては、以下の様に遷移する。但し、原制御信号Ｓｚが高電位を採ることを記号Ｈで、低電位を採ることを記号Ｌで、それぞれ示し、ある時点における原制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗの状態を一纏めにして丸括弧で示した。矢印は当該状態が時間の経過に伴って順次に変遷することを示す：（Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ）＝（Ｈ，Ｈ，Ｈ）→（Ｈ，Ｌ，Ｈ）→（Ｌ，Ｌ，Ｈ）→（Ｌ，Ｌ，Ｌ）→（Ｌ，Ｌ，Ｈ）→（Ｈ，Ｌ，Ｈ）→（Ｈ，Ｈ，Ｈ）。

同様にして、キャリア周期区間においてスイッチングパターンＰは、以下の様に遷移する：
領域Ｚ２において、（Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ）＝（Ｈ，Ｈ，Ｈ）→（Ｈ，Ｌ，Ｈ）→（Ｈ，Ｌ，Ｌ）→（Ｌ，Ｌ，Ｌ）→（Ｈ，Ｌ，Ｌ）→（Ｈ，Ｌ，Ｈ）→（Ｈ，Ｈ，Ｈ）；
領域Ｚ３において、（Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ）＝（Ｈ，Ｈ，Ｈ）→（Ｈ，Ｈ，Ｌ）→（Ｈ，Ｌ，Ｌ）→（Ｌ，Ｌ，Ｌ）→（Ｈ，Ｌ，Ｌ）→（Ｈ，Ｈ，Ｌ）→（Ｈ，Ｈ，Ｈ）；
領域Ｚ４において、（Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ）＝（Ｈ，Ｈ，Ｈ）→（Ｈ，Ｈ，Ｌ）→（Ｌ，Ｈ，Ｌ）→（Ｌ，Ｌ，Ｌ）→（Ｌ，Ｈ，Ｌ）→（Ｈ，Ｈ，Ｌ）→（Ｈ，Ｈ，Ｈ）；
領域Ｚ５において、（Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ）＝（Ｈ，Ｈ，Ｈ）→（Ｌ，Ｈ，Ｈ）→（Ｌ，Ｈ，Ｌ）→（Ｌ，Ｌ，Ｌ）→（Ｌ，Ｈ，Ｌ）→（Ｌ，Ｈ，Ｈ）→（Ｈ，Ｈ，Ｈ）；
領域Ｚ６において、（Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ）＝（Ｈ，Ｈ，Ｈ）→（Ｌ，Ｈ，Ｈ）→（Ｌ，Ｌ，Ｈ）→（Ｌ，Ｌ，Ｌ）→（Ｌ，Ｌ，Ｈ）→（Ｌ，Ｈ，Ｈ）→（Ｈ，Ｈ，Ｈ）。

よってキャリア周期区間におけるスイッチングパターンＰについては、上記の領域において下記の特徴が示される。但し、原制御信号Ｓｕが低電位を採る期間が、原制御信号Ｓｖが低電位を採る期間に含まれ、かつ原制御信号Ｓｖが低電位を採る期間が、原制御信号Ｓｗが低電位を採る期間に含まれることを、Ｓｗ⊃Ｓｖ⊃Ｓｕとして記載する。

領域Ｚ１においてはＳｖ⊃Ｓｕ⊃Ｓｗ；
領域Ｚ２においてはＳｖ⊃Ｓｗ⊃Ｓｕ；
領域Ｚ３においてはＳｗ⊃Ｓｖ⊃Ｓｕ；
領域Ｚ４においてはＳｗ⊃Ｓｕ⊃Ｓｖ；
領域Ｚ５においてはＳｕ⊃Ｓｗ⊃Ｓｖ；
領域Ｚ６においてはＳｕ⊃Ｓｖ⊃Ｓｗ。

図４は、従来の技術での、キャリア周期区間における原制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗと、サージ電圧を考慮した相電圧Ｖｕｎ，Ｖｖｎ，Ｖｗｎとを領域Ｚ１，Ｚ２，Ｚ３，Ｚ４，Ｚ５，Ｚ６毎に示す波形図である。図４に示された相電圧Ｖｕｎ，Ｖｖｎ，Ｖｗｎは、原制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗをそれぞれ制御信号Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐとして採用し、原制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗと相補的な信号をそれぞれ制御信号Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎとして採用した場合の波形を呈する。

相電圧Ｖｕｎにおけるサージ電圧は、サージ電圧を無視したときの相電圧Ｖｕｎの変動量が大きいほど顕著である。具体的には領域Ｚ１における（Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ）＝（Ｈ，Ｌ，Ｈ）→（Ｌ，Ｌ，Ｈ）への遷移の時点や、その逆方向に遷移する時点でのサージ電圧は、（Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ）＝（Ｌ，Ｌ，Ｈ）→（Ｌ，Ｌ，Ｌ）への遷移の時点や、その逆方向に遷移する時点でのサージ電圧よりも大きい。

領域Ｚ１，Ｚ２，Ｚ３，Ｚ４，Ｚ５，Ｚ６を通して見たときの相電圧Ｖｕｎの最大値Ｖｍａｘは領域Ｚ２，Ｚ３において発生する。より詳細には、これらの領域Ｚ２，Ｚ３において原制御信号Ｓｕが低電位から高電位へと立ち上がる遷移に伴って発生するサージ電圧が、最大値Ｖｍａｘを与える。これは、領域Ｚ２，Ｚ３はいずれも指令値Ｖｕ＊が指令値Ｖｖ＊，Ｖｗ＊よりも大きいことと、当該遷移の時点においてサージ電圧を無視したときの相電圧Ｖｕｎの変動量が大きいことに起因する。これは観点を変えれば、接続点Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの全てが直流母線ＬＬに接続されている状態から接続点Ｐｕのみが直流母線ＬＨに接続される状態への遷移（上述の表記を採用すれば（Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ）＝（Ｌ，Ｌ，Ｌ）→（Ｈ，Ｌ，Ｌ））によって、最大値Ｖｍａｘが与えられる、と見ることができる。図４では、このように相電圧Ｖｕｎの最大値Ｖｍａｘを与える原制御信号Ｓｕの立ち上がりには、上向きの矢印を付記した。

また、領域Ｚ１，Ｚ２，Ｚ３，Ｚ４，Ｚ５，Ｚ６を通して見たときの相電圧Ｖｕｎの最小値Ｖｍｉｎは領域Ｚ５，Ｚ６において発生する。より詳細には、これらの領域Ｚ５，Ｚ６において原制御信号Ｓｕが高電位から低電位へと立ち下がる遷移に伴って発生するサージ電圧が、最小値Ｖｍｉｎを与える。これは、領域Ｚ５，Ｚ６はいずれも指令値Ｖｕ＊が指令値Ｖｖ＊，Ｖｗ＊よりも小さいことと、当該遷移の時点においてサージ電圧を無視したときの相電圧Ｖｕｎの変動量が大きいことに起因する。これは観点を変えれば、接続点Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの全てが直流母線ＬＨに接続されている状態から接続点Ｐｕのみが直流母線ＬＬに接続される状態への遷移（上述の表記を採用すれば（Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ）＝（Ｈ，Ｈ，Ｈ）→（Ｌ，Ｈ，Ｈ））によって、最小値Ｖｍｉｎが与えられる、と見ることができる。図４では、このように相電圧Ｖｕｎの最小値Ｖｍｉｎを与える原制御信号Ｓｕの立ち下がりには、下向きの矢印を付記した。

同様のことが、相電圧Ｖｖｎ，Ｖｗｎについても言える。よって相電圧Ｖｖｎの最大値を与える原制御信号Ｓｖの立ち上がりには上向きの矢印を付記し、相電圧Ｖｖｎの最小値を与える原制御信号Ｓｖの立ち下がりには下向きの矢印を付記した。原制御信号Ｓｗについても同様である。

図１８はサージ電圧が重畳する波形を模式的に分解して示す波形図である。相電圧Ｖｚｎが最大値Ｖｍａｘに到達する場合の波形を波形Ｌ０とする。波形Ｌ０は３つの波形Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３に分解して考えることができる。

波形Ｌ１はケーブルサージがなくモータ単体の共振もない状態での相電圧Ｖｚｎの波形である。モータは分布定数回路で表現されるので、スイッチＱｚｐのオンによって相電圧Ｖｚｎが上昇しても、中性点の電圧は瞬時には上昇せず、波形Ｌ１は一旦急激に上昇して極大値を採ってから減衰し、その後に極大値の２／３の値で安定する。

波形Ｌ２はモータケーブルによるサージを示し、波形Ｌ３はモータ単体の共振によるサージを示す。

図１９は図４の領域Ｚ１における部分を拡大して示す波形図である。リンギングＬａは波形Ｌ１，Ｌ３を反映し、リンギングＬｂは波形Ｌ０に相当する。リンギングＬｂにより、モータの相間入力電圧はリンギングＬａ，Ｌｂともに発生しない場合の２倍程度にも達する。

つまり、（Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ）＝（Ｌ，Ｌ，Ｌ）→（Ｈ，Ｌ，Ｌ）となる状態の遷移や、（Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ）＝（Ｈ，Ｈ，Ｈ）→（Ｌ，Ｈ，Ｈ）となる状態の遷移を回避することにより、サージ電圧の低減を実現することが判る。かかる遷移の回避により、スイッチング速度を低下させることなく、従ってインバータの損失を増大させることなく、サージ電圧が低減される。

本実施の形態においては、上記（Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ）＝（Ｌ，Ｌ，Ｌ）の状態や、上記（Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ）＝（Ｈ，Ｈ，Ｈ）の状態を回避することにより、前記二種の遷移を回避する。以下、順を追って説明する。

図５は電圧形インバータで慣用される、単位電圧ベクトルＶｇ（ｇ＝０〜７）を示すベクトル図である。当該表記において、値ｇは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相にそれぞれ値４，２，１を割り当て、それぞれに対応する上アーム側のスイッチが導通するときに、割り当てられた値を合計した値であって、０〜７の整数を採る。例えばスイッチＱｕｐ，Ｑｖｐ，Ｑｗｎがオンするスイッチングパターンは、単位電圧ベクトルＶ６に対応する。

図５では単位電圧ベクトルＶｇの横に括弧書きで、スイッチＱｕｐ，Ｑｖｐ，Ｑｗｐのオン／オフをそれぞれ“１”／“０”で表し、この順に３個一組の値を左から並べた数字を示す。例えば単位電圧ベクトルＶ６には三個の数字（１，１，０）が対応する。

スイッチＱｚｐが全てオンする場合は単位電圧ベクトルＶ７（１，１，１）が、スイッチＱｚｐが全てオフする場合は単位電圧ベクトルＶ０（０，０，０）が、それぞれ対応する。これら二つの単位電圧ベクトルは零電圧ベクトルとも称される。電圧形インバータが実質的に電流を出力しないため、零電圧ベクトルはその長さが０として扱われる。

図５で示される様な単位電圧ベクトルＶｇの向きについては周知であるので、ここでは詳細な説明を省略する。但し、単位電圧ベクトルＶ１，Ｖ２，Ｖ４は互いに１２０度ずれており、単位電圧ベクトルＶ６，Ｖ５，Ｖ３はそれぞれ単位電圧ベクトルＶ１，Ｖ２，Ｖ４とは向きが反対となる。零電圧ベクトルＶ０，Ｖ７以外の単位電圧ベクトルＶ１，Ｖ２，Ｖ３，Ｖ４，Ｖ５，Ｖ６の大きさは等しく設定される。

これらの単位電圧ベクトルＶｇは、スイッチＱｚｐ，Ｑｚｎのスイッチングパターンによって変遷する、電圧形インバータの動作状況を示す。単位電圧ベクトルＶｇに相当するスイッチングパターンが時間τｇで継続するとき、ベクトルτｇ・Ｖｇで電圧形インバータの動作状況が示される。

以下、キャリアＣを対称三角波とした場合を例に採って説明する。またキャリアＣの一周期（キャリア周期区間の長さ）を、ここでは時間Ｔ０として計算する。

図６は従来の技術における、領域Ｚ１におけるキャリア周期区間でのインバータ４の動作を瞬時空間ベクトルで表すベクトル図である。従来の技術では、上述の様に、領域Ｚ１では（Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ）＝（Ｈ，Ｈ，Ｈ）→（Ｈ，Ｌ，Ｈ）→（Ｌ，Ｌ，Ｈ）→（Ｌ，Ｌ，Ｌ）→（Ｌ，Ｌ，Ｈ）→（Ｈ，Ｌ，Ｈ）→（Ｈ，Ｈ，Ｈ）と変遷する。よって当該キャリア周期区間では単位電圧ベクトルは、（時間τ７で継続する）Ｖ７→（時間τ５で継続する）Ｖ５→（時間τ１で継続する）Ｖ１→（時間τ０で継続する）Ｖ０→（時間τ１で継続する）Ｖ１→（時間τ５で継続する）Ｖ５→（時間τ７で継続する）Ｖ７と変遷する。

図６ではτ０＝τ１＝Ｔ０／１０，τ７＝Ｔ０／２０，τ５＝（３／１０）・Ｔ０の場合を例示した。この場合、原制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗは、それぞれが“Ｈ”となる（活性である）デューティが７／１０，１／１０，９／１０であり、一周期の中央に対して対称な活性／非活性のパターンを呈する。

零電圧ベクトルＶ０，Ｖ７の大きさは０であるので、その継続する時間τ０，τ７によらず、キャリア周期区間の全体としてのインバータ４の動作状況の変遷には影響を与えない。

図７は本実施の形態の原理を示すグラフである。ここでは領域Ｚ１における状況を例示した。本実施の形態では、原制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗをそれぞれ制御信号Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐとして採用するが、原制御信号Ｓｕは従来の技術と同じデューティを保ちつつ、一周期における遷移の順序が反対となる。

従来の技術では図４を参照して、領域Ｚ１における一周期では、原制御信号Ｓｕはまず“Ｈ”から“Ｌ”へ遷移（活性から非活性へ遷移）してから“Ｌ”から“Ｈ”へ遷移（非活性から活性へ遷移）する。しかし本実施の形態での原制御信号Ｓｕは、領域Ｚ１における一周期において、まず“Ｌ”から“Ｈ”へ遷移してから“Ｈ”から“Ｌ”へ遷移する。

本実施の形態では図７を参照して原制御信号Ｓｕの“Ｌ”から“Ｈ”への遷移は、原制御信号Ｓｖ，Ｓｗの“Ｈ”から“Ｌ”への一対の遷移に時間的に隣接して挟まれる。原制御信号Ｓｕの“Ｈ”から“Ｌ”への遷移は、原制御信号Ｓｗ，Ｓｖの“Ｌ”から“Ｈ”への一対の遷移に時間的に隣接して挟まれる。つまり原制御信号Ｓｕの遷移と、これに隣接してこれを挟む原制御信号Ｓｖ，Ｓｗの遷移とは、互いに逆方向である。このような原制御信号Ｓｕの生成の具体的手法の一例については後述する。

図８は本実施の形態における、領域Ｚ１におけるキャリア周期区間でのインバータ４の動作を瞬時空間ベクトルで表すベクトル図である。本実施の形態では、領域Ｚ１では（Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ）＝（Ｌ，Ｈ，Ｈ）→（Ｌ，Ｌ，Ｈ）→（Ｈ，Ｌ，Ｈ）→（Ｈ，Ｌ，Ｌ）→（Ｈ，Ｌ，Ｈ）→（Ｌ，Ｌ，Ｈ）→（Ｌ，Ｈ，Ｈ）と変遷する。よって当該キャリア周期区間では単位電圧ベクトルは、（時間τ３で継続する）Ｖ３→（時間τ１で継続する）Ｖ１→（時間τ５で継続する）Ｖ５→（時間τ４で継続する）Ｖ４→（時間τ５で継続する）Ｖ５→（時間τ１で継続する）Ｖ１→（時間τ３で継続する）Ｖ３と変遷する。

図６で例示された原制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗにおいて、原制御信号Ｓｕを上述の様に変更することにより、それぞれが“Ｈ”となるデューティを７／１０，１／１０，９／１０を維持しつつ、τ３＝Ｔ０／２０，τ５＝（３／１０）／Ｔ０，τ１＝τ４＝Ｔ０／１０となる。この場合も原制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗは、一周期の中央に対して対称な活性／非活性のパターンを呈する。

単位電圧ベクトルＶ３，Ｖ４は互いに逆向きで大きさが等しく、時間τ１，τ５は従来の技術と本実施の形態とで変動しないので、図８に示されたベクトル図も、図６に示されたベクトル図と同様に、キャリア周期区間においてはベクトル２・（τ１・Ｖ１＋τ５・Ｖ５）を示す。つまり図６に示された場合と比較して、図８に示された場合もキャリア周期区間の全体としてのインバータ４の動作状況の変遷には影響を与えない。

つまり、本実施の形態によれば、インバータ４から出力される交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗをキャリア周期区間全体としては損なうことなく、（Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ）＝（Ｌ，Ｌ，Ｌ）の状態（零電圧ベクトルＶ０に対応）や、（Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ）＝（Ｈ，Ｈ，Ｈ）（零電圧ベクトルＶ７に対応）の状態を回避してサージ電圧が低減される。

図９は、本実施の形態における諸量を示すグラフである。具体的には、キャリアＣ及び指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を重ねて最上段に示し、下方に向かって順次に原制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ及び（サージ電圧がない理想的な）相電圧Ｖｕｎを示す。

原制御信号Ｓｚは中間指令値に対応するものについては従来の技術の原制御信号Ｓｚと異なっている。原制御信号Ｓｚが中間指令値に対応しないものについては従来のものが維持される。よって以下の関係がある。

領域Ｚ１，Ｚ４においては中間指令値は指令値Ｖｕ＊であるので、原制御信号Ｓｕは従来の技術と本実施の形態とで相違し、原制御信号Ｓｖ，Ｓｗは従来の技術と本実施の形態とで一致する；
領域Ｚ２，Ｚ５においては中間指令値は指令値Ｖｗ＊であるので、原制御信号Ｓｗは従来の技術と本実施の形態とで相違し、原制御信号Ｓｕ，Ｓｖは従来の技術と本実施の形態とで一致する；
領域Ｚ３，Ｚ６においては中間指令値は指令値Ｖｖ＊であるので、原制御信号Ｓｖは従来の技術と本実施の形態とで相違し、原制御信号Ｓｕ，Ｓｗは従来の技術と本実施の形態とで一致する。

本実施の形態でも図３と対応して、時間的な領域Ｚ１，Ｚ２，Ｚ３，Ｚ４，Ｚ５，Ｚ６が、この順に繰り返して想定される。よって図３と図９とではキャリアＣ、指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は同じ波形を示す。

図１０は、本実施の形態での、キャリア周期区間における原制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗと、サージ電圧を考慮した相電圧Ｖｕｎ，Ｖｖｎ，Ｖｗｎとを領域Ｚ１，Ｚ２，Ｚ３，Ｚ４，Ｚ５，Ｚ６毎に示す波形図である。

図１０においても図４で示された最大値Ｖｍａｘと最小値Ｖｍｉｎを併記した。図１０におけるいずれの波形も、最大値Ｖｍａｘ及び最小値Ｖｍｉｎのいずれにも到達しない。この理由は、領域Ｚ３を例に採って以下のように説明される。

従来の技術では、相電圧Ｖｕｎに最大値Ｖｍａｘに到達するサージ電圧を発生させる、制御信号Ｓｕｐ（これは原制御信号Ｓｕと一致する）の立ち上がりは、相電圧Ｖｕｎがその中央値（図３の０Ｖ）を採る状態で発生する。これはインバータ４が零電圧ベクトルＶ０に対応したスイッチングパターンを採用していることに起因する。

他方、本実施の形態では、制御信号Ｓｕｐ（これは原制御信号Ｓｕと一致する）の立ち上がりは、相電圧Ｖｕｎがその中央値よりも低い値（図９の−１００Ｖ近傍）を採る状態で発生する。よって当該立ち上がりによって相電圧Ｖｕｎが急激に上昇しても、その値は最大値Ｖｍａｘよりも低くなる。

同様にして、領域Ｚ５での制御信号Ｓｕｐの立ち下がりについて、従来の技術では相電圧Ｖｕｎがその中央値（図３の０Ｖ）を採る状態で発生するのに対し、本実施の形態では、相電圧Ｖｕｎがその中央値よりも高い値（図９の１００Ｖ近傍）を採る状態で発生する。よって当該立ち下がりによって相電圧Ｖｕｎが急激に低下しても、その値は最小値Ｖｍｉｎよりも高くなる。

以上のように、本実施の形態によれば、インバータの損失を増大させることなく、サージ電圧が低減される。しかも従来の技術とは、指令値が中間指令値となる相に対応する原制御信号について、一周期における遷移の順序が反対となるものの、そのデューティは保たれる。よってインバータのキャリアの一周期でのインバータの平均的な電圧は維持される。

このように、指令値が中間指令値となる相に対応する原制御信号を、従来の技術と同じデューティを保ちつつ、一周期における遷移の順序が反対とするための具体的な手法を、以下に例示する。

図１１は比較器６２ｂ及び中間相判断部６２ｃの機能をハードウェアとして模式的に描いたブロック図である。比較器６２ｂ及び中間相判断部６２ｃはハードウェアとして構成されるのではなく、通常のパルス幅変調を行うプログラムによってその機能が実現されてもよい。

中間相判断部６２ｃは指令値作成部６１から指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を入力し、中間相指令値に相当するものがいずれであるかを判断する。比較結果ＤｖｕはＶｕ＊＜Ｖｖ＊で、比較結果ＤｗｖはＶｖ＊＜Ｖｗ＊で、比較結果ＤｕｗはＶｗ＊＜Ｖｕ＊で、それぞれ活性である。比較結果ＤｖｕはＶｕ＊≧Ｖｖ＊で、比較結果ＤｗｖはＶｖ＊≧ｗ＊で、比較結果ＤｕｗはＶｗ＊≧Ｖｕ＊で、それぞれ非活性である。比較結果ＤｖｕはＶｕ＊＝Ｖｖ＊で、比較結果ＤｗｖはＶｖ＊＝ｗ＊で、比較結果ＤｕｗはＶｗ＊＝Ｖｕ＊で、それぞれ活性であってもよい。

中間相判断信号Ｑｕは、比較結果Ｄｖｕと比較結果Ｄｕｗとの排他的論理和の否定をとる。図１２は指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と、比較結果Ｄｖｕ，Ｄｕｗと、中間相判断信号Ｑｕとの関係を示すグラフである。比較結果Ｄｖｕ，Ｄｕｗと中間相判断信号Ｑｕとはそれぞれの上下における位置関係をずらして示し、それぞれにおいて凸となる領域が活性を、凹となる領域が非活性を示している。

中間相判断信号Ｑｕは指令値Ｖｕ＊が中間指令値となるときに活性であり、それ以外では非活性である。換言すれば領域Ｚ１，Ｚ４において中間相判断信号Ｑｕは活性であり、領域Ｚ２，Ｚ３，Ｚ５，Ｚ６で中間相判断信号Ｑｕは非活性である。

同様に、中間相判断信号Ｑｖは、比較結果Ｄｖｕの否定と比較結果Ｄｗｖとの排他的論理和をとる。中間相判断信号Ｑｖは指令値Ｖｖ＊が中間指令値となるときに活性であり、それ以外では非活性である。換言すれば領域Ｚ３，Ｚ６において中間相判断信号Ｑｖは活性であり、領域Ｚ１，Ｚ２，Ｚ４，Ｚ５で中間相判断信号Ｑｖは非活性である。

中間相判断信号Ｑｗは、比較結果Ｄｗｖと比較結果Ｄｕｗとの排他的論理和の否定をとる。中間相判断信号Ｑｗは指令値Ｖｗ＊が中間指令値となるときに活性であり、それ以外では非活性である。換言すれば領域Ｚ２，Ｚ５において中間相判断信号Ｑｗは活性であり、領域Ｚ１，Ｚ３，Ｚ４，Ｚ６で中間相判断信号Ｑｗは非活性である。

図１１に戻り、比較器６２ｂは指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を「反転」させた反転指令値を作成する。ここで「反転」とは、指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の波形を、それぞれキャリアＣの中央値に対して対称な波形にする処理を指す。本実施の形態ではキャリアＣの中央値は０であり、指令値Ｖｕ＊に対応して反転指令値（−Ｖｕ＊）が、指令値Ｖｖ＊に対応して反転指令値（−Ｖｖ＊）が、指令値Ｖｗ＊に対応して反転指令値（−Ｖｗ＊）が、それぞれ作成される。よって図１１においては記号「−１」を付記したブロックによって「反転」の処理が示される。

比較器６２ｂにおいて指令値Ｖｕ＊はキャリアＣと比較され、指令値Ｖｕ＊がキャリアＣよりも大きいときに活性であり、指令値Ｖｕ＊がキャリアＣ以下であるときに非活性である原パターン信号Ｎｕが得られる。指令値Ｖｖ＊はキャリアＣと比較され、指令値Ｖｖ＊がキャリアＣよりも大きいときに活性であり、指令値Ｖｖ＊がキャリアＣ以下であるときに非活性である原パターン信号Ｎｖが得られる。指令値Ｖｗ＊はキャリアＣと比較され、指令値Ｖｗ＊がキャリアＣよりも大きいときに活性であり、指令値Ｖｗ＊がキャリアＣ以下であるときに非活性である原パターン信号Ｎｗが得られる。

反転指令値−Ｖｕ＊はキャリアＣと比較され、反転指令値−Ｖｕ＊がキャリアＣよりも小さいときに活性であり、反転指令値−Ｖｕ＊がキャリアＣ以上であるときに非活性である原パターン信号Ｍｕが得られる。反転指令値−Ｖｖ＊はキャリアＣと比較され、反転指令値−Ｖｖ＊がキャリアＣよりも小さいときに活性であり、反転指令値−Ｖｖ＊がキャリアＣ以上であるときに非活性である原パターン信号Ｍｖが得られる。反転指令値−Ｖｗ＊はキャリアＣと比較され、反転指令値−Ｖｗ＊がキャリアＣよりも小さいときに活性であり、反転指令値−Ｖｗ＊がキャリアＣ以上であるときに非活性である原パターン信号Ｍｗが得られる。

中間相判断信号Ｑｕが活性のときに原パターン信号Ｎｕが、中間相判断信号Ｑｕが非活性のときに原パターン信号Ｍｕが、それぞれ選択されて原制御信号Ｓｕに採用される。中間相判断信号Ｑｖが活性のときに原パターン信号Ｎｖが、中間相判断信号Ｑｖが非活性のときに原パターン信号Ｍｖが、それぞれ選択されて原制御信号Ｓｖに採用される。中間相判断信号Ｑｗが活性のときに原パターン信号Ｎｗが、中間相判断信号Ｑｗが非活性のときに原パターン信号Ｍｗが、それぞれ選択されて原制御信号Ｓｗに採用される。かかる選択について図１１では記号「ＳＥＬ」を付記したブロックによって示される。

図１３はキャリアＣと、指令値Ｖｕ＊と、反転指令値−Ｖｕ＊と、原制御信号Ｓｕと、原パターン信号Ｍｕ，Ｎｕとの関係を示すグラフである。原パターン信号Ｍｕ，Ｎｕの活性／非活性は便宜的に，それぞれ値１／０として示されている。領域Ｚ１，Ｚ４においては原制御信号Ｓｕと原パターン信号Ｍｕとが一致し、領域Ｚ２，Ｚ３では原制御信号Ｓｕと原パターン信号Ｎｕとが一致する。

中間相判断信号Ｑｕ，Ｑｖ，Ｑｗは互いに排他的かつ相補的に活性である。よって指令値Ｖｕ＊が中間指令値となる領域Ｚ１，Ｚ４では、原制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗとして、それぞれ原パターン信号Ｍｕ，Ｎｖ，Ｎｗが採用される。指令値Ｖｖ＊が中間指令値となる領域Ｚ３，Ｚ６では、原制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗとして、それぞれ原パターン信号Ｎｕ，Ｍｖ，Ｎｗが採用される。指令値Ｖｗ＊が中間指令値となる領域Ｚ２，Ｚ５では、原制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗとして、それぞれ原パターン信号Ｎｕ，Ｎｖ，Ｍｗが採用される。

つまり、スイッチングパターンＰは、中間指令値（例えばＶｕ＊）以外の指令値（例えばＶｖ＊，Ｖｗ＊）がキャリアＣよりも大きいときに活性化する原制御信号（例えばＳｖ，Ｓｗ）と、反転指令値（例えば−Ｖｕ＊）がキャリアＣよりも小さいときに活性化する原制御信号（例えばＳｕ）とに対応する、ということができる。

キャリアＣの最小値及び最大値をそれぞれ−１，１とすることに鑑みて、−１≦ｒ≦１を満足する値ｒを導入してＶｕ＊＝ｒと表すことができる。指令値Ｖｕ＊が中間指令値でなければ原制御信号Ｓｕは原パターン信号Ｎｕと一致し、値ｒがキャリアＣよりも大きい期間で原制御信号Ｓｕは活性である。指令値Ｖｕ＊が中間指令値であれば原制御信号Ｓｕは原パターン信号Ｍｕと一致し、値−ｒがキャリアＣよりも小さい期間で原制御信号Ｓｕは活性である。キャリアＣは三角波であるので、値ｒがキャリアＣよりも大きく１以下である期間と、値−ｒがキャリアＣよりも小さく−１以上である期間とは等しい。よって原パターン信号Ｎｕ，Ｍｕは互いにその活性化するデューティが等しい。しかもキャリア周期区間における遷移の方向は互いに逆である。

よって中間相判断信号Ｑｕが活性のときに原パターン信号Ｎｕが、中間相判断信号Ｑｕが非活性のときに原パターン信号Ｍｕが、それぞれ原制御信号Ｓｕに採用されることで、図７〜図１０で説明したような原制御信号Ｓｕが得られる。原制御信号Ｓｖ，Ｓｗについても同様である。

キャリアＣが非対称三角波であっても同様に本実施の形態の効果が得られる。以下、その理由を述べる。キャリアＣのキャリア周期区間の前半における上昇期間の長さ及び後半における下降期間の長さを、それぞれ時間ａ・Ｔ０，（１−ａ）・Ｔ０で表すことができる。対称三角波ではａ＝１／２である。

キャリアＣの一周期は、原制御信号Ｓｚの一周期に対して非常に短い。よって、あるキャリア周期区間における上昇期間において、原制御信号ＳｚがキャリアＣよりも大きい期間の長さはａ・Ｔ０・（１＋Ｖｚ＊）／２であり、同じキャリア周期区間における下降期間において、原制御信号ＳｚがキャリアＣよりも大きい期間の長さは（１−ａ）・Ｔ０・（１＋Ｖｚ＊）／２である。よってあるキャリア周期区間において原制御信号ＳｚがキャリアＣよりも大きい期間の長さは、値ａに依存せずに（つまりキャリアＣが対称三角波であるか否かによらず）、Ｔ０・（１＋Ｖｚ＊）／２である。

図１４は従来の技術における線間電圧Ｖｕｖを、図１５は本実施の形態における線間電圧Ｖｕｖを、それぞれ示すグラフである。図１４及び図１５のいずれも、キャリアＣのキャリア周波数を等しく設定している。

図８における瞬時空間ベクトルの軌跡と比較して、図６における瞬時空間ベクトルの軌跡の方が、合成後のベクトルに対する隔たりが小さい。かかる現象を反映して、図１４に示される波形の方が図１５に示される波形よりも滑らかである。よって本実施の形態では、従来の技術と比較して、モータの発生音の増加を招来してしまう。

しかしながら、実施の形態においても、キャリアＣの周波数を高めることにより、モータの発生音を低減できる。図１６は本実施の形態における線間電圧Ｖｕｖを示すグラフであり、図１５に示された場合に対して、キャリアＣの周波数を約１．５倍とした場合を示す。図１６に示された波形は図１５に示された波形よりも滑らかとなっている。このような波形の滑らかさの向上は、モータの発生音を低下させる。

原制御信号ＳｚがスイッチＱｚｎのオン／オフを決定する場合も、上記説明と類似して、制御信号Ｓｚｐ，Ｓｚｎが得られることは明白である。

なお、上述の速度制御はデッドタイムを変更せずに行うことができる。デッドタイムはスイッチＱｚｐ，Ｑｚｎのスイッチング以外にこれらを駆動するドライブ回路の伝播遅延誤差なども考慮して決められる。スイッチＱｚｐ，Ｑｚに採用されるパワー素子が高速化している場合はデッドタイムはほぼドライブ回路の伝播遅延誤差とマージン率により決まる。

４ インバータ
６ 制御装置
６２ パターン決定部
６２ａ キャリア発生器
６２ｂ 比較器
６３ 制御信号生成部
６２ｃ 中間相判断部
Ｃ キャリア
Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎ，Ｄｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐ ダイオード
ＬＨ，ＬＬ 直流母線
Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ 電流経路
Ｐ スイッチングパターン
Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ 接続点
Ｑｕｎ，Ｑｖｎ，Ｑｗｎ，Ｑｕｐ，Ｑｖｐ，Ｑｗｐ スイッチ
Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ 原制御信号
Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ，Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ 制御信号
Ｖｄｃ 直流電圧
Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ 交流電圧
Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊ 指令値
−Ｖｕ＊，−Ｖｖ＊，−Ｖｗ＊ 反転指令値

Claims (1)

1. 直流電圧（Ｖｄｃ）を三相の交流電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）に変換して前記交流電圧を出力する電圧形インバータ（４）を制御する装置（６）であって、
   前記電圧形インバータ（４）は、
   前記直流電圧が印加される第１及び第２の直流母線（ＬＨ，ＬＬ）の間で相互に並列に接続される３つの電流経路（Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ）を備え、
   前記第１の直流母線（ＬＨ）の電位は前記第２の直流母線（ＬＬ）の電位よりも高く、
   前記電流経路の各々が、
   前記交流電圧を出力する接続点（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）と、
   前記第１の直流母線と前記接続点との間に接続され、導通時には前記第１の直流母線から前記接続点に電流を流す上アーム側スイッチ（Ｑｕｐ，Ｑｖｐ，Ｑｗｐ）と、
   前記接続点と前記第２の直流母線との間に接続され、導通時には前記接続点から前記第２の直流母線に電流を流す下アーム側スイッチ（Ｑｕｎ，Ｑｖｎ，Ｑｗｎ）と、
   前記上アーム側スイッチの各々に対して逆並列に接続された上アーム側ダイオード（Ｄｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐ）と、
   前記下アーム側スイッチの各々に対して逆並列に接続された下アーム側ダイオード（Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎ）と
   を有し、
   前記装置は、
   前記交流電圧についての指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）を受けて、前記指令値に基づいて、前記上アーム側スイッチ及び前記下アーム側スイッチのスイッチングパターン（Ｐ）を決定するパターン決定部（６２）と、
   前記スイッチングパターンに基づいて、前記上アーム側スイッチ及び前記下アーム側スイッチのオン／オフを、スイッチング速度を制御して行わせる制御信号（Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ）を生成する制御信号生成部（６３）と
   を備え、
   前記指令値のうち他の二者の間の値をとる中間指令値に対応する前記電流経路の前記上アーム側スイッチの前記スイッチングパターンでの一の遷移は、前記二者に対応する前記電流経路の前記上アーム側スイッチの前記スイッチングパターンでの一対の遷移に時間的に隣接して挟まれ、前記一の遷移と前記一対の遷移とは互いに逆方向であり、
   前記パターン決定部（６２）は、
   前記指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）を受け、前記指令値のうちのいずれが前記中間指令値（Ｖｕ＊）であるかを示す中間相判断信号（Ｑｕ，Ｑｖ，Ｑｗ）を出力する中間相判断部（６２ｃ）と、
   前記指令値及び前記中間相判断信号並びにキャリア（Ｃ）を受け、前記中間指令値以外の前記指令値が前記キャリアよりも大きいときに活性化する信号（Ｓｖ，Ｓｗ）と、前記キャリアの中央値に対して前記中間指令値と対称となる値である反転指令値（−Ｖｕ＊）が前記キャリアよりも小さいときに活性化する信号（Ｓｕ）とで前記スイッチングパターン（Ｐ）を生成する比較器（６２ｂ）と
   を有する、インバータ制御装置。

Images