JP3251628B2 - エレベーターの速度制御装置 - Google Patents

エレベーターの速度制御装置

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Description

【発明の詳細な説明】
【0001】
【産業上の利用分野】この発明は、エレベーターの速度
制御装置の改良に関するものである。
【0002】
【従来の技術】従来のエレベーターの速度制御装置の構
成を図7を参照しながら説明する。図7は、例えば特開
平3−23180号公報に示された従来のエレベーター
の速度制御装置を示す図である。
【0003】図7において、従来のエレベーターの速度
制御装置は、3相交流電源1に接続された電磁接触器の
接点2と、この接点2に接続された電磁接触器の接点3
A、3Bと、これら接点3A、3Bに接続されたリアク
トル4A、4Bと、これらリアクトル4A、4Bに接続
されたコンバータ5A、5Bと、これらコンバータ5
A、5Bの出力電圧を平滑化する平滑コンデンサ6A、
6Bと、コンバータ5A、5Bの出力を並列に接続する
ための電磁接触器の接点7A、7Bと、平滑コンデンサ
6A、6Bに接続されたインバータ8A、8Bと、これ
らインバータ8A、8Bの出力側に設けたリアクトル9
A、9B、これらリアクトル9A、9Bに接続された電
磁接触器の接点10A、10Bとから構成されている。
【0004】また、接点10A、10Bに接続された誘
導電動機11、この誘導電動機11に結合された減速器
12、この減速器12に接続された巻上機の綱車13、
綱車13に巻き付けられた主索14、主索14に結合さ
れたかご15、同じく釣合錘16も図示されている。
【0005】なお、エレベーターの速度制御装置は、コ
ンバータ5A、5Bに接続された制御回路17と、イン
バータ8A、8Bに接続された制御回路18も備えてい
る。
【0006】つぎに、前述した従来のエレベーターの速
度制御装置の動作を説明する。エレベーターに運転指令
が発生すると、電磁接触器が励磁されて接点2、3A、
3Bが閉じ、3相交流電源1はリアクトル4A、4Bを
介してコンバータ5A、5Bに接続される。コンバータ
5A、5Bは、PWM変調を用いてコンデンサ6A、6
Bの電圧を一定の直流電圧に制御する。また、電磁接触
器の接点7A、7Bも閉じるので、コンデンサ6A、6
Bは並列に接続され、コンバータ5A、5Bは並列運転
される。
【0007】インバータ8A、8Bは並列運転により、
直流電圧をPWM変調を用いて可変電圧可変周波数の交
流電源に変換し、リアクトル9A、9B、接点10A、
10Bを介して誘導電動機11に給電する。誘導電動機
11の出力は、減速機12で減速され、綱車13を回転
してかご15と釣合錘16を動かす。
【0008】
【発明が解決しようとする課題】上述したような従来の
エレベーターの速度制御装置では、コンバータ5A、5
Bやインバータ8A、8Bをリアクトルを介して並列運
転するときは、並列接続されたコンバータやインバータ
の間で循環電流が流れ、インバータの出力低下を引き起
こすという問題点があった。
【0009】この発明は、前述した問題点を解決するた
めになされたもので、並列接続されたコンバータやイン
バータの間を流れる循環電流を抑制でき、出力低下を防
止することができるエレベーターの速度制御装置を得る
ことを目的とする。
【0010】
【課題を解決するための手段】この発明の請求項1に係
るエレベーターの速度制御装置は、次に掲げる手段を備
えたものである。 〔1〕 制御可能な素子を使用して交流電源を直流に変
換する並列接続された複数のコンバータ。 〔2〕 これらのコンバータの出力電圧を平滑化するコ
ンデンサ。 〔3〕 前記平滑化された出力を可変電圧可変周波数の
交流電源に変換し巻上用誘導電動機に給電する並列接続
された複数のインバータ。 〔4〕 前記コンバータの相電流を検出する電流検出
器。 〔5〕 前記各相の相電流の和より零相電流を求め、こ
零相電流を低減するように前記複数のコンバータの出
力電圧を制御する制御手段。
【0011】この発明の請求項2に係るエレベーターの
速度制御装置は、次に掲げる手段を備えたものである。 〔1〕 制御可能な素子を使用して交流電源を直流に変
換する並列接続された複数のコンバータ。 〔2〕 これらのコンバータの出力電圧を平滑化するコ
ンデンサ。 〔3〕 前記平滑化された出力を可変電圧可変周波数の
交流電源に変換し巻上用誘導電動機に給電する並列接続
された複数のインバータ。 〔4〕 これらのインバータの相電流を検出する電流検
出器。 〔5〕 前記各相の相電流の和より零相電流を求め、こ
零相電流を低減するように前記複数のインバータの出
力電圧を制御する制御手段。
【0012】この発明の請求項3に係るエレベーターの
速度制御装置は、次に掲げる手段を備えたものである。 〔1〕 制御可能な素子を使用して交流電源を直流に変
換する並列接続された複数のコンバータ。 〔2〕 これらのコンバータの出力電圧を平滑化するコ
ンデンサ。 〔3〕 前記平滑化された出力を可変電圧可変周波数の
交流電源に変換し巻上用誘導電動機に給電する並列接続
された複数のインバータ。 〔4〕 前記コンバータの相電流を検出する電流検出
器。 〔5〕 前記各相の相電流の和より零相電流を求め、こ
零相電流定格電流の所定割合である所定値に達し
ときは前記複数のコンバータを停止する制御手段。
【0013】この発明の請求項4に係るエレベーターの
速度制御装置は、次に掲げる手段を備えたものである。 〔1〕 制御可能な素子を使用して交流電源を直流に変
換する並列接続された複数のコンバータ。 〔2〕 これらのコンバータの出力電圧を平滑化するコ
ンデンサ。 〔3〕 前記平滑化された出力を可変電圧可変周波数の
交流電源に変換し巻上用誘導電動機に給電する並列接続
された複数のインバータ。 〔4〕 これらのインバータの相電流を検出する電流検
出器。 〔5〕 前記各相の相電流の和より零相電流を求め、こ
零相電流定格電流の所定割合である所定値に達し
ときは前記複数のインバータを停止する制御手段。
【0014】
【作用】この発明の請求項1に係るエレベーターの速度
制御装置においては、並列接続された複数のコンバータ
によって、制御可能な素子が使用されて交流電源が直流
に変換され、コンデンサによって、前記複数のコンバー
タの出力電圧が平滑化され、並列接続された複数のイン
バータによって、前記平滑化された出力が可変電圧可変
周波数の交流電源に変換され巻上用誘導電動機に給電さ
れる。また、電流検出器によって、前記コンバータの相
電流が検出される。そして、制御手段によって、前記各
相の相電流の和より零相電流が求められ、この零相電流
を低減するように前記複数のコンバータの出力電圧が制
御される。
【0015】この発明の請求項2に係るエレベーターの
速度制御装置においては、並列接続された複数のコンバ
ータによって、制御可能な素子が使用されて交流電源が
直流に変換され、コンデンサによって、前記複数のコン
バータの出力電圧が平滑化され、並列接続された複数の
インバータによって、前記平滑化された出力が可変電圧
可変周波数の交流電源に変換され巻上用誘導電動機に給
電される。また、電流検出器によって、これらのインバ
ータの相電流が検出される。そして、制御手段によっ
て、前記各相の相電流の和より零相電流が求められ、こ
零相電流を低減するように前記複数のインバータの出
力電圧が制御される。
【0016】この発明の請求項3に係るエレベーターの
速度制御装置においては、並列接続された複数のコンバ
ータによって、制御可能な素子が使用されて交流電源が
直流に変換され、コンデンサによって、これらのコンバ
ータの出力電圧が平滑化され、並列接続された複数のイ
ンバータによって、前記平滑化された出力が可変電圧可
変周波数の交流電源に変換され巻上用誘導電動機に給電
される。また、電流検出器によって、前記コンバータの
相電流が検出される。そして、制御手段によって、前記
各相の相電流の和より零相電流が求められ、この零相電
定格電流の所定割合である所定値に達したときは前
記複数のコンバータが停止される。
【0017】この発明の請求項4に係るエレベーターの
速度制御装置においては、並列接続された複数のコンバ
ータによって、制御可能な素子が使用されて交流電源が
直流に変換され、コンデンサによって、これらのコンバ
ータの出力電圧が平滑化され、並列接続された複数のイ
ンバータによって、前記平滑化された出力が可変電圧可
変周波数の交流電源に変換され巻上用誘導電動機に給電
される。また、電流検出器によって、これらのインバー
タの相電流が検出される。そして、並列接続された複数
のインバータによって、前記各相の相電流の和より零相
電流が求められ、この零相電流定格電流の所定割合で
ある所定値に達したときは前記複数のインバータが停止
される。
【0018】
【実施例】実施例1.この発明の実施例1の構成を図1
を参照しながら説明する。図1は、この発明の実施例1
を示す図であり、3相交流電源1〜コンバータ5B、イ
ンバータ8A〜釣合錘16は上述した従来装置のものと
同様である。なお、一部において図示を省略したものが
ある。また、各図中、同一符号は同一又は相当部分を示
す。
【0019】図1において、この発明の実施例1は、上
述した従来装置のものと同様のものと、コンバータ各相
の電流を検出する電流検出器19A、19Bと、インバ
ータ各相の電流を検出する電流検出器20A、20B
と、コンバータ5A、5Bを制御するマイクロコンピュ
ータ21と、マイクロコンピュータ21の出力を増幅し
てコンバータ5A、5Bにベース信号を与えるベースド
ライブ回路22と、インバータ8A、8Bを制御するマ
イクロコンピュータ23と、マイクロコンピュータ23
の出力を増幅してインバータ8A、8Bにベース信号を
与えるベースドライブ回路24と、コンデンサ6の電圧
を検出する電圧検出器25とから構成されている。
【0020】つぎに、前述した実施例1の動作を図2、
図3、図4、図5及び図6を参照しながら説明する。
【0021】図1に示すように、インバータ8A、8B
を使用して誘導電動機11を制御するときは、高精度で
高速応答を得るために、ベクトル制御が一般に用いられ
る。ベクトル制御では、誘導電動機11に流れる電流を
励磁電流成分とトルク電流成分に分けて制御する。各相
に流れる電流iu、iv、iwと、励磁電流成分id及びト
ルク電流成分iqとの関係は次の式1で表される。な
お、θは回転座標系とU相の位相角である。
【0022】
【数1】
【0023】図2は、上記の式1により2相3相変換し
て誘導電動機を制御する制御ブロック図の一例である。
図2において、31は3相電流iu、iv、iwを励磁電
流成分idとトルク電流成分iqとに分解する3相2相変
換演算手段、32は速度指令ωr*と誘導電動機の速度
ωrとの偏差を演算増幅しトルク電流指令iq*を作る
演算手段、33は励磁電流成分idとトルク電流成分iq
と速度ωrからインバータの出力位相角θを算出する演
算手段である。
【0024】また、34はトルク電流指令iq*とトル
ク電流成分iqとの偏差を演算しトルク電流成分と同相
の電圧指令を生成する演算手段であり、トルク電流成分
と励磁電流成分による干渉電圧(ブロック35で生成さ
れる。)との和よりトルク電流成分と同相の電圧指令v
q*を算出する。36は励磁電流指令id*と励磁電流成
分idとの偏差を演算し励磁電流成分と同相の電圧指令
を生成する演算手段であり、励磁電流成分とトルク電流
成分による干渉電圧(ブロック37で生成される。)と
の和より励磁電流成分と同相の電圧指令vd*を算出す
る。
【0025】そして、2相3相変換演算手段38によ
り、電圧指令vq*と電圧指令vd*とを2相3相変換し
て、3相電圧指令vu*、vv*、vw*を生成する。
【0026】容量の等しい2台のインバータ8A、8B
を並列運転中に、制御系のオフセット電圧によりインバ
ータ8A、8Bの出力電圧にオフセット電圧ΔVdcが発
生したときの各部の電圧・電流の関係を図3に示す。オ
フセット電圧ΔVdcが発生すると、リアクトル9A、9
Bの抵抗RLは小さいので下記の式2で示されるような
大きな電流がインバータ8A、8Bの間に流れる。
【0027】 Δi=ΔVdc/2RL … 式2
【0028】従って、インバータ8A及び8BのV相に
は下記の電流が流れる。
【0029】 iv’=Δi+iv … 式3
【0030】 iv’=Δi−iv … 式4
【0031】ところが、図2の速度制御装置では、3相
電流を励磁電流成分idとトルク電流成分iqに分けて制
御するので、循環電流Δiは下記のように分解されて制
御されることになる。
【0032】 Δid=√2/3・cos(θ+2π/3)・Δi … 式5
【0033】 Δiq=√2/3・sin(θ+2π/3)・Δi … 式6
【0034】ところで、式5、式6から明らかなように
循環電流Δiは、交流量Δid、Δiqに変換されて制御
される。励磁電流とトルク電流の制御系は、通常、制御
系の安定性を確保するため、高周波領域のゲインは低く
なっている。従って、インバータ8A、8Bの出力電流
の周波数が高くなると交流量Δid、Δiqの周波数も高
くなり、励磁電流とトルク電流の制御系の応答が低下す
るので、循環電流Δiを十分に抑制できなくなるという
問題がある。
【0035】さらに、オフセット電圧ΔVdcが3相全部
に同じように発生し、3相すべてにΔiが流れたとする
と、式5、式6は次のようになり、励磁電流とトルク電
流として検出されない。
【0036】 Δid=√2/3・(cosθ+cos(θ+2π/3)+cos(θ−2π /3))・Δi =0 … 式7
【0037】 Δiq=√2/3・(sinθ+sin(θ+2π/3)+sin(θ−2π /3))・Δi =0 … 式8
【0038】従って、励磁電流とトルク電流の制御系で
抑制することはできない。これは、式1の変換式が成り
立つのは、次の式9の関係が満たされるときであるのに
対し、実際には循環電流Δiが流れることにより式9が
満足されないからである。
【0039】 iu+iv+iw=0 … 式9
【0040】インバータ8Aの1相に循環電流が流れた
とき、3相電流の和は、式9の左辺に当て嵌め、次のよ
うになる。
【0041】 iu+iv+iw=Δi … 式10
【0042】そこで、3相電流を2相に変換するには、
式1に代えて次の式11を用いる必要がある。なお、i
0は、いわゆる零相電流で3相電流がバランスしている
ときには零となっている。
【0043】
【数2】
【0044】式11に式10を代入すると、 i0=Δi … 式12 となり、インバータ出力電圧の直流オフセットによって
流れる電流が零相電流i0として算出される。そこで、
この電流を低減するには、零相電流i0が零となるよう
に制御すればよいことが解る。しかも、零相電流i
0は、インバータ8A、8Bの出力周波数と無関係な直
流量となるので電流制御がしやすいという利点がある。
【0045】図4は、上記の零相電流の制御系を含む制
御装置の一例である。図4において、41は式9を用い
て3相を2相に変換する3相2相変換演算手段であり、
励磁電流成分idとトルク電流成分iqと零相電流成分i
0とを算出する。零相電流成分i0は、負帰還信号として
演算手段42に入力され、零相電圧指令v0*が生成さ
れ、2相を3相に変換する2相3相変換演算手段43に
入力され、零相電流が低減される。
【0046】この発明の実施例1は、前述したように、
インバータ8A、8Bをリアクトル9A、9Bを介して
並列運転するときには、並列接続されたインバータ8
A、8Bの間で循環電流が流れ、出力低下を引き起こす
という問題を解消するためになされたもので、並列接続
されたインバータの間を流れる循環電流を抑制し、出力
低下を防止することを目的とする。インバータ8A、8
Bの各相に電流検出器20A、20Bを設け、マイクロ
コンピュータ23により電流検出器20A、20Bの出
力の和より零相電流を求め、前記零相電流を低減するよ
うにインバータ8A、8Bの出力を制御する。
【0047】実施例2.図4に示す3相2相変換演算手
段41で算出される零相電流i0が大きくなると、イン
バータ8A、8Bの出力が低下し、エレベーターを加速
できなくなる。図5は、これを防止するための演算フロ
ーを示す。以下、各ステップを説明する。
【0048】ステップ51において、3相電流の和を求
めることにより、零相電流i0が算出される。ステップ
52において、零相電流i0と所定値が比較される。零
相電流i0が定格電流の20〜30%に達すると、ステ
ップ53においてインバータ8A、8Bが停止される。
【0049】実施例3.ところで、並列駆動されるイン
バータ8A、8Bの間の循環電流は、上述の零相電流ば
かりではない。並列で駆動するインバータ8A、8Bの
出力電圧の位相をそれぞれθ、θ+Δθとすると、次の
ような循環電流が流れる。
【0050】 Δiu=Vu(sinθ−sin(θ+Δθ))/2L・dθ/dt … 式13
【0051】しかもこの電流は、U、V、Wの3相とも
同じように流れるので負荷電流との区別がつかないし、
この循環電流が流れるとその分、インバータ8A、8B
の出力が低下し、エレベーターが十分加速できなくなる
という問題がある。
【0052】図1の構成では、インバータ8A、8Bは
マイクロコンピュータ23で制御されているので、常に
インバータ8A、8Bの出力電圧の位相角が演算されて
おり、容易に比較することが可能である。インバータ8
A、8Bの出力電圧は、次式で表される。なお、→Vは
ベクトク量を表す。
【0053】 →V1=→Vd1+→Vq1 … 式14
【0054】 →V2=→Vd2+→Vq2 … 式15
【0055】インバータ8A、8Bの出力電圧の位相差
をΔθとし、d1、q1の座標上でV2を表すと次のよう
になる。
【0056】 V2=(Vd2cosΔθ+Vq2sinΔθ)+j(Vq2cosΔθ−Vd2 sinΔθ) … 式16
【0057】ところで、インバータ8Aと8Bの出力電
圧の位相差は、次式で表される。
【0058】 ΔV=√(V1 2+V2 2) … 式17
【0059】ここで、インバータ8Aと8Bは、ほぼ等
しい出力電流を出しているので、その出力電圧もほぼ等
しいと考えると、次式が成り立つ。
【0060】 Vd1≒Vd2、 Vq1≒Vq2、 Δθ≒0 … 式18
【0061】従って、式18を式17に代入すると、次
のようになる。
【0062】 ΔV=√(Vd1 2+Vq1 2)×Δθ … 式19
【0063】従って、インバータ8A、8Bの間の電圧
差は出力電圧の大きさと位相差とにほぼ比例する。循環
電流の大きさは、この電圧差に比例するから位相差が所
定値以上になったときはインバータ8A、8Bを停止す
るように構成すればよい。
【0064】図6は、このときの演算フローを示したも
のである。以下、各ステップについて説明する。ステッ
プ61において、インバータ8A、8Bの出力電圧の位
相θ1、θ2より位相差Δθが求められる。ステップ62
において、この位相差Δθが所定値θNと比較され、位
相差Δθが所定値θNより大きくなると、ステップ63
において、インバータ8A、8Bが停止される。
【0065】ところで前述した各実施例では、インバー
タ8A、8Bについて説明したが、コンバータ5A、5
Bについても同様な制御を行うことができる。また、イ
ンバータやコンバータをそれぞれ単独で制御しても上述
した効果を奏するが、インバータとコンバータの両方を
制御すればより一層の効果を奏することはいうまでもな
い。
【0066】
【発明の効果】この発明の請求項1に係るエレベーター
の速度制御装置は、以上説明したとおり、制御可能な素
子を使用して交流電源を直流に変換する並列接続された
複数のコンバータと、これらのコンバータの出力電圧を
平滑化するコンデンサと、前記平滑化された出力を可変
電圧可変周波数の交流電源に変換し巻上用誘導電動機に
給電する並列接続された複数のインバータと、前記コン
バータの相電流を検出する電流検出器と、前記各相の相
電流の和より零相電流を求め、この零相電流を低減する
ように前記複数のコンバータの出力電圧を制御する制御
手段とを備えたので、並列接続されたコンバータの間を
流れる循環電流を抑制でき、出力低下を防止することが
できるという効果を奏する。
【0067】この発明の請求項2に係るエレベーターの
速度制御装置は、以上説明したとおり、制御可能な素子
を使用して交流電源を直流に変換する並列接続された複
数のコンバータと、これらのコンバータの出力電圧を平
滑化するコンデンサと、前記平滑化された出力を可変電
圧可変周波数の交流電源に変換し巻上用誘導電動機に給
電する並列接続された複数のインバータと、これらのイ
ンバータの相電流を検出する電流検出器と、前記各相の
相電流の和より零相電流を求め、この零相電流を低減す
るように前記複数のインバータの出力電圧を制御する制
御手段とを備えたので、並列接続されたインバータの間
を流れる循環電流を抑制でき、出力低下を防止すること
ができるという効果を奏する。
【0068】この発明の請求項3に係るエレベーターの
速度制御装置は、以上説明したとおり、制御可能な素子
を使用して交流電源を直流に変換する並列接続された複
数のコンバータと、これらのコンバータの出力電圧を平
滑化するコンデンサと、前記平滑化された出力を可変電
圧可変周波数の交流電源に変換し巻上用誘導電動機に給
電する並列接続された複数のインバータと、前記コンバ
ータの相電流を検出する電流検出器と、前記各相の相電
流の和より零相電流が求められ、この零相電流定格電
流の所定割合である所定値に達したときは前記複数のコ
ンバータを停止する制御手段とを備えたので、並列接続
されたコンバータの間を流れる循環電流を抑制でき、出
力低下を防止することができるという効果を奏する。
【0069】この発明の請求項4に係るエレベーターの
速度制御装置は、以上説明したとおり、制御可能な素子
を使用して交流電源を直流に変換する並列接続された複
数のコンバータと、これらのコンバータの出力電圧を平
滑化するコンデンサと、前記平滑化された出力を可変電
圧可変周波数の交流電源に変換し巻上用誘導電動機に給
電する並列接続された複数のインバータと、これらのイ
ンバータの相電流を検出する電流検出器、及び前記各相
の相電流の和より零相電流が求められ、この零相電流
定格電流の所定割合である所定値に達したときは前記複
数のインバータを停止する制御手段とを備えたので、並
列接続されたインバータの間を流れる循環電流を抑制で
き、出力低下を防止することができるという効果を奏す
る。
【図面の簡単な説明】
【図1】この発明の実施例1の構成を示す図である。
【図2】この発明の実施例1の前提となる演算ブロック
を示す図である。
【図3】この発明の実施例1の並列運転時の電圧と電流
の関係を示す図である。
【図4】この発明の実施例1の演算ブロックを示す図で
ある。
【図5】この発明の実施例2の動作を示すフローチャー
トである。
【図6】この発明の実施例3の動作を示すフローチャー
トである。
【図7】従来のエレベーターの速度制御装置の構成を示
す図である。
【符号の説明】
1 3相交流電源 5A、5B コンバータ 6 コンデンサ 8A、8B インバータ 19A、19B 電流検出器 20A、20B 電流検出器 22、24 ベースドライブ回路 25 電圧検出器
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名) H02P 5/408 - 5/412 H02P 7/628 - 7/632 H02P 21/00 H02P 3/00 - 3/26 H02M 7/42 - 7/98

Claims (4)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】 制御可能な素子を使用して交流電源を直
    流に変換する並列接続された複数のコンバータ、これら
    のコンバータの出力電圧を平滑化するコンデンサ、前記
    平滑化された出力を可変電圧可変周波数の交流電源に変
    換し巻上用誘導電動機に給電する並列接続された複数の
    インバータ、前記コンバータの相電流を検出する電流検
    出器、及び前記各相の相電流の和より零相電流を求め、
    この零相電流を低減するように前記複数のコンバータの
    出力電圧を制御する制御手段を備えたことを特徴とする
    エレベーターの速度制御装置。
  2. 【請求項2】 制御可能な素子を使用して交流電源を直
    流に変換する並列接続された複数のコンバータ、これら
    のコンバータの出力電圧を平滑化するコンデンサ、前記
    平滑化された出力を可変電圧可変周波数の交流電源に変
    換し巻上用誘導電動機に給電する並列接続された複数の
    インバータ、これらのインバータの相電流を検出する電
    流検出器、及び前記各相の相電流の和より零相電流を求
    め、この零相電流を低減するように前記複数のインバー
    タの出力電圧を制御する制御手段を備えたことを特徴と
    するエレベーターの速度制御装置。
  3. 【請求項3】 制御可能な素子を使用して交流電源を直
    流に変換する並列接続された複数のコンバータ、これら
    のコンバータの出力電圧を平滑化するコンデンサ、前記
    平滑化された出力を可変電圧可変周波数の交流電源に変
    換し巻上用誘導電動機に給電する並列接続された複数の
    インバータ、前記コンバータの相電流を検出する電流検
    出器、及び前記各相の相電流の和より零相電流を求め、
    この零相電流定格電流の所定割合である所定値に達し
    たときは前記複数のコンバータを停止する制御手段を備
    えたことを特徴とするエレベーターの速度制御装置。
  4. 【請求項4】 制御可能な素子を使用して交流電源を直
    流に変換する並列接続された複数のコンバータ、これら
    のコンバータの出力電圧を平滑化するコンデンサ、前記
    平滑化された出力を可変電圧可変周波数の交流電源に変
    換し巻上用誘導電動機に給電する並列接続された複数の
    インバータ、これらのインバータの相電流を検出する電
    流検出器、及び前記各相の相電流の和より零相電流を求
    め、この零相電流定格電流の所定割合である所定値
    達したときは前記複数のインバータを停止する制御手段
    を備えたことを特徴とするエレベーターの速度制御装
    置。
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