JP4818772B2 - インバータ駆動装置および駆動方法 - Google Patents

Description

本発明は、電動機に電力を供給するインバータ回路を駆動するインバータ駆動装置およびインバータ駆動方法に関する。

レゾルバから与えられるアナログデータに基づいて、回転機器の回転角度および角速度を求めるレゾルバ／デジタル変換装置がある（たとえば特許文献１参照）。多相誘導電動機に電力を供給するインバータ回路を駆動するためのインバータ駆動信号の数は、誘導電動機の相数の倍の数が必要である。単体のマイクロコンピュータが生成することができるインバータ駆動信号の数は、マイクロコンピュータの演算能力、およびＰＷＭ（Pulse
Width Modulation）によって電気信号を変調することができる数に限りがあるので、限りがある。したがって、多相誘導電動機を駆動するために、複数のインバータ回路を駆動するためのインバータ駆動信号を、複数のマイクロコンピュータによって生成している。この場合、複数のインバータ回路から多相誘導電動機に印加する電圧の振幅および位相を、互いに同期させる必要があるので、複数のマイクロコンピュータは、互いに同期して複数のインバータ駆動信号を生成する必要がある。複数のマイクロコンピュータが互いに同期してインバータ駆動信号を生成するために、１つのマイクロコンピュータから他のマイクロコンピュータに、デジタル値の同期信号を与え、他のマイクロコンピュータは、このデジタル値の同期信号に基づいて、互いに同期して複数のインバータ回路を駆動する信号を生成している。

特許第３４０８２３８号公報

１つのマイクロコンピュータから他のマイクロコンピュータに与えられるデジタル値の同期信号に、ノイズが重畳し、他のマイクロコンピュータに、正確な同期信号が伝達されない場合がある。ノイズには、インバータの出力のオンとオフとが切り替わるときに発生するノイズおよび電波によるノイズなどがある。ノイズによって、同期信号のうちの１ビットだけが反転した場合であっても、たとえばこの反転した１ビットが符号を表す符号ビットならば、符号が反転した同期信号が他のマイクロコンピュータに与えられることとなる。この場合、回転子を加速するように指令したにもかかわらず、回転子が減速するように動作する場合も起こり得る。このように、ノイズによって同期信号が変化し、誤った同期信号が他のマイクロコンピュータに伝わると、電動機の制御に重大な影響が生じるという問題がある。

ノイズによって誤った同期信号が他のマイクロコンピュータに伝達されるのを防ぐために、１つのマイクロコンピュータから送られた同期信号と、他のマイクロコンピュータが受け取った同期信号とが一致するか否かを検出する誤り検出機能を通信の制御に設けることが考えられる。具体的には、１つのマイクロコンピュータと他のマイクロコンピュータとをＲＳ−２３２Ｃケーブルによって接続し、ＲＳ−２３２Ｃ規格に準拠した通信手順に従って、１つのマイクロコンピュータから他のマイクロコンピュータに同期信号を与える。この場合、ＲＳ−２３２Ｃ規格に準拠した通信手順に従う必要が生じるので、１つのマイクロコンピュータから他のマイクロコンピュータに同期信号を与えるための通信の制御が複雑になるという問題が生じる。また、通信の制御が複雑になると、通信の制御の応答性は、通信速度に依存するので、通信の制御の応答性が悪くなるという問題が生じる。

したがって本発明の目的は、簡易な構成によって正確に電動機の回転子が予め設定された回転状態となるように、インバータ回路を駆動することができるインバータ駆動装置およびインバータ駆動方法を提供することである。

本発明は、電動機の回転子の回転状態を取得する回転情報取得手段から前記回転状態をアナログ値で表す第１アナログ回転情報が与えられ、電動機に電力を供給する第１インバータ回路を駆動する第１インバータ駆動手段と、第１インバータ駆動手段から出力され、回転子を予め設定された回転状態にするための指令をアナログ値で表す第２アナログ回転情報を伝送する伝送路と、伝送路を介して第１インバータ駆動手段から与えられる第２アナログ回転情報に基づいて、電動機に電力を供給する第２インバータ回路を駆動する第２インバータ駆動手段とを含み、
第１インバータ駆動手段は、
第１アナログ回転情報を、デジタル値で表される第１デジタル回転情報に変換する第１アナログ／デジタル変換部と、
回転子が予め設定された回転状態となるように第１インバータ回路を駆動する第１インバータ駆動部と、
第１デジタル回転情報に基づいて、前記第２アナログ回転情報を生成し、伝送路を介して第２アナログ回転情報を第２インバータ駆動手段に与えるデジタル／アナログ変換部とを有し、
第２インバータ駆動手段は、
伝送路を介して与えられる第２アナログ回転情報を、デジタル値で表される第２デジタル回転情報に変換する第２アナログ／デジタル変換部と、
第２デジタル回転情報に基づいて、回転子が予め設定された回転状態となるように、第２インバータ回路を第１インバータ回路と同期させて駆動する第２インバータ駆動部とを含むことを特徴とするインバータ駆動装置である。

本発明に従えば、第１インバータ駆動手段から第２インバータ駆動手段に、伝送路を介して第２アナログ回転情報が与えられる。第２インバータ駆動手段は、この第２アナログ回転情報に基づいて、第２インバータ回路が第１インバータ回路と同期して動作するように第２インバータ回路を駆動する。この第２アナログ回転情報は、アナログ値によって表される。

第２アナログ回転情報が、アナログ値ではなくデジタル値で表される場合、この情報は、伝送路を通過する間にノイズによって大きく変化する可能性がある。たとえば、伝送路を通過する間にノイズの影響を受けて、デジタル値で表される情報のうちの１ビットが反転した情報を、第２インバータ駆動手段が受け取る場合がある。デジタル値で表される情報のうちの１ビットのみが反転した場合であっても、反転した１ビットが符号を表す符号ビットであれば、符号が反転した情報が第２インバータ駆動手段に与えられることになる。第２インバータ駆動手段は、この符号が反転した情報に基づいて第２インバータ回路を駆動するので、電動機の回転子が、予め設定された回転状態から大きく外れる可能性がある。本発明では、第２アナログ回転情報は、アナログ値で表されるので、伝送路を通過する間にノイズによって変化したとしても、その変化分のみがノイズとして第２インバータ駆動手段に与えられる。したがって、第２アナログ回転情報は、デジタル値で表される場合に比べ、伝送路を通過する間に大きな変化を受ける可能性は少ない。このように、第１インバータ駆動手段と第２インバータ駆動手段との間の通信の制御に、誤り検出機能などの複雑な制御を設けない簡易な構成によって、第１インバータ駆動手段から、正確な第２アナログ回転情報を、第２インバータ駆動手段に伝達することができる。また、通信の制御に複雑な制御を設けないので、通信の制御の応答性もよい。この第２アナログ回転情報に基づいて、第２インバータ駆動手段は、第１インバータ回路と同期するように第２インバータ回路を駆動する。これによって、インバータ駆動装置は、回転子の回転状態を正確に予め設定された回転状態となるように制御することができる。

また本発明は、前記第１インバータ駆動部は、第１デジタル回転情報およびすべり周波数制御に基づいて第１インバータ回路を駆動し、
前記デジタル／アナログ変換部は、第１デジタル回転情報およびすべり周波数制御に基づいて前記第２アナログ回転情報を生成することを特徴とする。

本発明に従えば、第２アナログ回転情報は、第１デジタル回転情報およびすべり周波数制御に基づいて生成される。第２インバータ駆動部は、この第２アナログ回転情報に基づいて第２インバータ回路を駆動するので、第１および２インバータ回路をすべり周波数制御によって同期して駆動するインバータ駆動装置が実現される。前述したように第１インバータ駆動手段から第２インバータ駆動手段に正確な第２アナログ回転情報が与えられるので、第２インバータ駆動部は、第２インバータ回路を第１インバータ回路に正確に同期させて駆動することができる。

また本発明は、第２インバータ駆動手段は、
２次遅れ要素を用いて第２デジタル回転情報から推定角度値を求める推定角度値算出部と、
２次遅れ要素を用いて第２デジタル回転情報から推定角速度値を求める推定角速度値算出部とをさらに含み、
第２インバータ駆動部は、推定角度値および推定角速度値に基づいて第２インバータ回路を駆動することを特徴とする。

本発明に従えば、推定角度算出部および推定角速度算出部は、低域通過フィルタを構成するので、第２アナログ回転情報に高周波数のノイズが重畳したとしても、重畳した高周波数のノイズを除去することができる。推定角度算出部および推定角速度算出部は、主に、インバータ回路のオンとオフとが切替わるときに発生する高周波数のノイズを除去することができる。したがって、推定角度算出部は、ノイズの影響を除去した推定角度を算出することができる。また、推定角速度算出部は、ノイズの影響を除去した推定角速度値を算出することができる。これによって、推定角度算出部は、現実の回転子の回転角度に応じた推定角度値を算出することができ、推定角速度算出部は、現実の回転子の角速度に応じた推定角速度値を算出することができる。

また本発明は、電動機の回転子の回転状態を取得する回転情報取得手段から前記回転状態をアナログ値で表す第１アナログ回転情報が与えられ、第１インバータ駆動手段によって電動機に電力を供給する第１インバータ回路を駆動し、伝送路を介して第１インバータ駆動手段から与えられる回転子を予め設定された回転状態にするための指令をアナログ値で表す第２アナログ回転情報に基づいて、第２インバータ駆動手段によって電動機に電力を供給する第２インバータ回路を駆動するインバータ駆動方法であって、
第１インバータ駆動手段は、
第１アナログ回転情報を、デジタル値で表される第１デジタル回転情報に変換し、
回転子が予め設定された回転状態となるように第１インバータ回路を駆動し、
第１デジタル回転情報に基づいて、前記第２アナログ回転情報を生成し、伝送路を介して第２アナログ回転情報を第２インバータ駆動手段に与え、
第２インバータ駆動手段は、
伝送路を介して与えられる第２アナログ回転情報を、デジタル値で表される第２デジタル回転情報に変換し、
第２デジタル回転情報に基づいて、回転子が予め設定された回転状態となるように、第２インバータ回路を第１インバータ回路と同期させて駆動することを特徴とするインバータ駆動方法である。

本発明に従えば、第１インバータ駆動手段は、伝送路を介して第２アナログ回転情報を第２インバータ駆動手段に与える。この第２アナログ回転情報に基づいて、第２インバータ駆動手段は、第２インバータ回路が第１インバータ回路と同期して動作するように、第２インバータ回路を駆動する。この第２アナログ回転情報は、アナログ値によって表される。

第２アナログ回転情報が、アナログ値ではなくデジタル値で表される場合、この情報は、伝送路を通過する間にノイズによって大きく変化する可能性がある。たとえば、伝送路を通過する間にノイズの影響を受けて、デジタル値で表される情報のうちの１ビットが反転した情報を、第２インバータ駆動手段が受け取る場合がある。デジタル値で表される情報のうちの１ビットのみが反転した場合であっても、反転した１ビットが符号を表す符号ビットであれば、符号が反転した情報が第２インバータ駆動手段に与えられることになる。第２インバータ駆動手段は、この符号が反転した情報に基づいて第２インバータ回路を駆動するので、電動機の回転子が、予め設定された回転状態から大きく外れる可能性がある。本発明では、第２アナログ回転情報は、アナログ値で表されるので、伝送路を通過する間にノイズによって変化したとしても、その変化分のみがノイズとして第２インバータ駆動手段に与えられる。したがって、第２アナログ回転情報は、デジタル値で表される場合に比べ、伝送路を通過する間に大きな変化を受ける可能性は少ない。このように、第１インバータ駆動手段と第２インバータ駆動手段との間の通信の制御に、誤り検出機能などの複雑な制御を設けない簡易な構成によって、第１インバータ駆動手段から、正確な第２アナログ回転情報を、第２インバータ駆動手段に伝達することができる。また、通信の制御に複雑な制御を設けないので、通信の制御の応答性もよい。この第２アナログ回転情報に基づいて、第２インバータ駆動手段は、第１インバータ回路と同期するように第２インバータ回路を駆動する。これによって、インバータ駆動装置は、回転子の回転状態を正確に予め設定された回転状態となるように制御することができる。

第１インバータ駆動手段と第２インバータ駆動手段との間の通信の制御に、誤り検出機能などの複雑な制御を設けない簡易な構成によって、第１インバータ駆動手段から、正確な第２アナログ回転情報を第２インバータ駆動手段に伝達することができる。また、通信の制御に複雑な制御を設けないので、通信の制御の応答性もよい。この第２アナログ回転情報に基づいて、第２インバータ駆動手段は、第１インバータ回路と同期するように第２インバータ回路を駆動する。これによって、インバータ駆動装置は、回転子の回転状態を正確に予め設定された回転状態となるように制御することができる。

また本発明によれば、推定角度算出部は、ノイズの影響を除去した推定角度値を算出することができる。また、推定角速度算出部は、ノイズの影響を除去した推定角速度値を算出することができる。これによって、推定角度算出部は、現実の回転子の回転角度に則した推定角度値を算出することができ、推定角速度算出部は、現実の回転子の角速度に応じた推定角速度値を算出することができる。

図１は、本発明の実施の一形態の制御装置１、誘導電動機２、レゾルバ３およびドライバ１８の構成を示すブロック図である。制御装置１は、誘導電動機２の回転子に接続されるレゾルバ３から与えられる回転子の回転状態である回転角度φを表す第1アナログ回転情報、および制御装置１に与えられる角速度指令値Ω_ＲＥＦ１に基づいて、誘導電動機２の回転子の回転状態を制御し、誘導電動機２を駆動する。制御装置１は、主制御装置４、第１副制御装置５および第２副制御装置６およびプリント基板を含んで構成される。主制御装置４、第１副制御装置５および第２副制御装置６は、プリント基板に実装される。プリント基板には、導電性のプリント配線が形成されており、主制御装置４と第１および第２副制御装置５，６とは、プリント配線によって電気的に接続される。主制御装置４と第１および第２副制御装置５，６とを電気的に接続するプリント配線を第１伝送路８と記載する。主制御装置４とレゾルバ３とは、プリント配線と導電性のケーブルとを含む第２伝送路９によって電気的に接続される。

主制御装置４、第１副制御装置５および第２副制御装置６は、それぞれマイクロコンピュータによって実現される。

誘導電動機２は、本実施の形態では９相の誘導電動機であり、回転子と固定子とを含んで構成される。誘導電動機２の固定子には、第１〜第３Ｕ相巻線、第１〜第３Ｖ相巻線および第１〜第３Ｗ相巻線が巻回される。

主制御装置４は、第１Ｕ相巻線、第１Ｖ相巻線および第１Ｗ相巻線に電力を供給する。第１副制御装置５は、第２Ｕ相巻線、第２Ｖ相巻線および第２Ｗ相巻線に電力を供給する。第２副制御装置６は、第３Ｕ相巻線、第３Ｖ相巻線および第３Ｗ相巻線に電力を供給する。第１Ｕ相巻線に印加される電圧を、第１Ｕ相巻線電圧Ｕ１と記載し、第１Ｖ相巻線に印加される電圧を、第１Ｖ相巻線電圧Ｖ１と記載し、第１Ｗ相巻線に印加される電圧を、第１Ｗ相巻線電圧Ｗ１と記載する。また第２Ｕ相巻線に印加される電圧を、第２Ｕ相巻線電圧Ｕ２と記載し、第２Ｖ相巻線に印加される電圧を、第２Ｖ相巻線電圧Ｖ２と記載し、第２Ｗ相巻線に印加される電圧を、第２Ｗ相巻線電圧Ｗ２と記載する。また第３Ｕ相巻線に印加される電圧を、第３Ｕ相巻線電圧Ｕ３と記載し、第３Ｖ相巻線に印加される電圧を、第３Ｖ相巻線電圧Ｖ３と記載し、第３Ｗ相巻線に印加される電圧を、第３Ｗ相巻線電圧Ｗ３と記載する。

図２は、第１Ｕ相巻線電圧Ｕ１の位相が０（ｒａｄ）のときの、各巻線に印加される電圧をフェーザ表示した図である。主制御装置４、第１副制御装置５および第２副制御装置６は、各巻線に互いに予め定める位相関係を有する電圧を印加し、各巻線に電流を流すことによって回転磁界を発生させ、回転子の回転状態を制御する。具体的には、第１Ｖ相巻線電圧Ｖ１の位相は、第１Ｕ相巻線電圧Ｕ１の位相よりも第１の角度Θ１（ｒａｄ）進み、第１Ｗ相巻線電圧Ｗ１の位相は、第１Ｕ相巻線電圧Ｕ１の位相よりも第２の角度Θ２（ｒａｄ）進む。第１の角度Θ１は、２・π／３である。第２の角度Θ２は、４・π／３である。第２Ｖ相巻線電圧Ｖ２の位相は、第２Ｕ相巻線電圧Ｕ２の位相よりも第１の角度Θ１（ｒａｄ）進み、第２Ｗ相巻線電圧Ｗ２の位相は、第２Ｕ相巻線電圧Ｕ２の位相よりも第２の角度Θ２（ｒａｄ）進む。第３Ｖ相巻線電圧Ｖ３の位相は、第３Ｕ相巻線電圧Ｕ３の位相よりも第１の角度Θ１（ｒａｄ）進み、第３Ｗ相巻線電圧Ｗ３の位相は、第３Ｕ相巻線電圧Ｕ３の位相よりも第２の角度Θ２（ｒａｄ）進む。また、第２Ｕ相巻線電圧Ｕ２の位相は、第１Ｕ相巻線電圧Ｕ１よりも第３の角度Θ３（ｒａｄ）進み、第３Ｕ相巻線電圧Ｕ３の位相は、第１Ｕ相巻線電圧Ｕ１の位相よりも第３の角度Θ３（ｒａｄ）遅れる。第３の角度Θ３は、２・π／９である。「π」は、円周率であり、「・」は積の演算記号である。

このように主制御装置４、第１副制御装置５および第２副制御装置６が、互いに同期して回転子に巻回される巻線に電圧を印加するために、主制御装置４は、第１および第２副制御装置５，６に、同期するための第２アナログ回転情報を第１伝送路８を介して与え、第１および第２副制御装置６は、主制御装置４から与えられる第２アナログ回転情報に基づいて、各巻線に電圧を印加する。

図３は、回転情報取得手段であるレゾルバ３の構成を模式的に示す図である。レゾルバ３は、誘導電動機２の回転子に接続され、回転子の回転角度φの正弦ｓｉｎφおよび余弦ｃｏｓφを含む第１アナログ回転情報を第２伝送路９を介して後述する主制御装置４の回転情報算出部７に与える。レゾルバ３は、１相励磁２相出力方式と呼ばれるレゾルバである。レゾルバ３は、Ｒ相巻線１１、Ａ相巻線１２およびＢ相巻線１３を含んで構成される。Ｒ相巻線１１は、励磁巻線とも呼ばれ、回転子に巻回される。Ｒ相巻線１１の磁気軸は、回転子が回転すると、回転子の回転軸に垂直な仮想一平面上を回転子の回転軸を中心に回転する。Ａ相巻線１２およびＢ相巻線１３は、互いに磁気的な結合をしないように、各磁気軸に垂直な仮想一平面が互いに直交するようにして、固定子に巻回される。

Ｒ相巻線１１に、角周波数がωで、振幅がＶ_Ｒの矩形波の励磁電圧ｆ（ｔ）を印加すると、Ｒ相巻線１１のまわりに磁界が形成される。励磁電圧ｆ（ｔ）は、次式（１）で表される。
ｆ（ｔ）＝Ｖ_Ｒ・ｓｇｎ（ｓｉｎωｔ） …（１）

式（１）において、ｔは時間であり、「ｓｉｎ」は正弦関数である。また式（１）において、「ｓｇｎ」は、符号関数であり、ｓｉｎωｔが０以上になるときには、＋１の値を、ｓｉｎωｔが０未満になるときには−１の値をとる。

Ｒ相巻線１１に励磁電圧ｆ（ｔ）を印加し、Ｒ相巻線１１のまわりに磁界が形成されると、誘導起電力によってＡ相巻線１２に電圧Ｖ_Ａが誘起され、Ｂ相巻線１３に電圧Ｖ_Ｂが誘起される。なお本実施の形態においてレゾルバ３のＡ相巻線１２に誘起される電圧Ｖ_ＡをＡ相巻線電圧Ｖ_Ａと記載し、Ｂ相巻線１３に誘起される電圧Ｖ_ＢをＢ相巻線電圧Ｖ_Ｂと記載する。Ａ相巻線電圧Ｖ_ＡおよびＢ相巻線電圧Ｖ_Ｂは、次式（２）で表され、回転子の角度位置φの関数となる。

式（２）において、「ｃｏｓ」は余弦関数である。また式（２）において、Ｍは、Ｒ相巻線１１の磁気軸がＡ相巻線１２およびＢ相巻線１３のいずれかの磁気軸と一致したときの変成比である。変成比Ｍは、正の値をとり、Ａ相巻線１２およびＢ相巻線１３を含むレゾルバ３の構造によって決定される。

式（２）からＭ・ｆ（ｔ）を消去すると、回転子の回転角度φは、次式（３）で表される。
φ＝ｔａｎ^ー１（Ｖ_Ａ／Ｖ_Ｂ） …（３）

式（３）において、「ｔａｎ^−１」は、逆正接関数である。Ａ相巻線電圧Ｖ_ＡおよびＢ相巻線電圧Ｖ_Ｂを測定すると、式（３）から回転子の回転角度φを求めることができる。

このようにレゾルバ３は、Ａ相巻線１２から、式（２）に表されるような、回転子の回転角度φを正弦で表すＡ相巻線電圧Ｖ_Ａ、および回転子の回転角度φを余弦で表すＢ相巻線電圧Ｖ_Ｂを含む第１アナログ回転情報を出力する。第１アナログ回転情報のうち、回転子の回転角度φを正弦で表すＡ相巻線電圧Ｖ_Ａを含む情報を、第１アナログ正弦値データと記載する。第１アナログ回転情報のうち、回転子の回転角度φを余弦で表すＢ相巻線電圧Ｖ_Ｂを含む情報を、第１アナログ余弦値データと記載する。

主制御装置４は、ソフトウェアを実行することによって実現される第１インバータ駆動手段と、誘導電動機２に電力を供給する第１インバータ回路５１Ａとを含む。第１インバータ駆動手段は、第１アナログ回転情報を、デジタル値で表される第１デジタル回転情報に変換する第１アナログ／デジタル変換部に相当する回転情報算出部７と、回転子が予め設定された回転状態となるように第１インバータ回路５１Ａを駆動する第１インバータ駆動部と、第１デジタル回転情報に基づいて、第２アナログ回転情報を生成し、伝送路を介して第２アナログ回転情報を第２インバータ駆動手段に与えるデジタル／アナログ変換部とを含む。第１インバータ駆動部は、角度指令値算出器１９、第１Ｖ／Ｆ演算器４１Ａ、第１ＰＷＭ変調率生成器４２Ａ、第１〜第３正弦値生成器４３Ａ，４４Ａ，４５Ａ、第１〜第３乗算器４６Ａ，４７Ａ，４８Ａおよび第１比較器５４Ａを含んで構成される。また伝送路を介して第２アナログ回転情報を第２インバータ駆動手段に与えるデジタル／アナログ変換部は、第４正弦値生成器５２、第１余弦値生成器５３、第１デジタル／アナログ変換器５５および第２デジタル／アナログ変換器５６を含んで構成される。前記角速度指令値Ω_ＲＥＦ１は、主制御装置４の回転情報算出部７に与えられる。なお本実施の形態においてデジタル／アナログ変換器をＤ／Ａ変換器と略して記載する場合がある。

図４は、回転情報算出部７の構成を示すブロック図である。回転情報算出部７は、レゾルバ３から与えられるアナログ値の第１アナログ正弦値データおよび第１アナログ余弦値データに基づいて、回転子の回転角度φの推定値である第１推定角度値θ１、および回転子の回転角速度Ψの推定値である第１推定角速度値Ω１を算出する。回転情報算出部７によって算出される第１推定角度θ１および第１推定角速度Ω１は、デジタル値である。

回転情報算出部７は、第１アナログ／デジタル変換器１４Ａ、第２アナログ／デジタル変換器１５Ａ、カウンタ・タイミング回路１７、第１同期整流器２１、第２同期整流器２２、第４乗算器２３Ａ、第５乗算器２４Ａ、第１減算器２５Ａ、第１積分器２６Ａ、第２積分器２７Ａ、第１位相補償器３１Ａ、第１加算器３２Ａ、第５正弦値生成器３３Ａ、および第２余弦値生成器３４Ａを含んで構成される。なお本実施の形態においてアナログ／デジタル変換器を、Ａ／Ｄ変換器と略して記載する場合がある。

カウンタ・タイミング回路１７は、ドライバ１８に励磁電圧ｆ（ｔ）の波形を表すＲ相駆動信号を与える。またカウンタ・タイミング回路１７は、第１同期整流器２１および第２同期整流器２２にＲ相駆動信号に同期した符号関数ｓｇｎを表す符合信号を与える。またカウンタ・タイミング回路１７は、第１Ａ／Ｄ変換器１４Ａおよび第２Ａ／Ｄ変換器１５ＡにＲ相駆動信号に同期したタイミング信号を与える。

ドライバ１８は、バッファ集積回路などの増幅回路で実現される。ドライバ１８は、カウンタ・タイミング回路１７から与えられる励磁電圧ｆ（ｔ）の波形を表すＲ相駆動信号に基づいて、Ｒ相巻線１１に式（１）で表される矩形波となる励磁電圧ｆ（ｔ）を印加可能にするように所定の電圧に増幅して、Ｒ相巻線１１に与える。ドライバ１８の利得は、たとえば１でもよい。本実施の形態において、励磁電圧ｆ（ｔ）は、正弦波ではなく矩形波であるので、レゾルバ３を駆動させるためのリニアアンプおよび正弦波発振回路を必要としない。

第１Ａ／Ｄ変換器１４Ａは、カウンタ・タイミング回路１７から与えられるタイミング信号に基づいて、Ａ相巻線１２から与えられる第１アナログ正弦値データをサンプリングして、第１デジタル正弦値データに変換し、変換した第１デジタル正弦値データを第１同期整流器２１に与える。第１デジタル正弦値データおよび第１アナログ正弦値データには、式（２）で表されるレゾルバ３のＡ相巻線電圧Ｖ_Ａが含まれる。

第２Ａ／Ｄ変換器１５Ａは、カウンタ・タイミング回路１７から与えられるタイミング信号に基づいて、Ｂ相巻線１３から与えられる第１アナログ余弦値データをサンプリングして、第１デジタル余弦値データに変換し、変換した第１デジタル余弦値データを第２同期整流器２２に与える。第１デジタル余弦値データおよび第１アナログ余弦値データには、式(２)で表されるレゾルバ３のＢ相巻線電圧Ｖ_Ｂが含まれる。

一般にＡ／Ｄ変換器は、その伝達関数のゲインおよびオフセットがドリフトすることがある。このようなドリフトによって、Ａ／Ｄ変換器から出力されるデータには、直流分誤差ΔＶが含まれる。したがって、第１および第２Ａ／Ｄ変換器１４Ａ，１５Ａから第１および第２同期整流器２１，２２にそれぞれ与えられる第１デジタル正弦値データおよび第１デジタル余弦値データには、直流分誤差ΔＶが含まれる。

第１および第２同期整流器２１，２２は、高域通過フィルタおよび同期整流器の機能を有する。第１同期整流器２１は、カウンタ・タイミング回路１７から与えられる符号信号に基づいて、第１Ａ／Ｄ変換器１４Ａから与えられる第１デジタル正弦値データに含まれる搬送波成分および直流成分を除去し、このような処理を施した第１同期整流器データを、第４乗算器２３Ａに与える。第２同期整流器２２は、カウンタ・タイミング回路１７から与えられる符号信号に基づいて、第２Ａ／Ｄ変換器１５Ａから与えられる第１デジタル余弦値データに含まれる搬送波成分および直流成分を除去し、このような処理を施した第２同期整流器データを、第５乗算器２４Ａに与える。搬送波成分とは、式（１）に示す励磁電圧ｆ（ｔ）のことである。第１および第２同期整流器２１，２２は、直流成分を除去するので、第１デジタル正弦値データおよび第１デジタル余弦値データに含まれる直流分誤差ΔＶは、第１および第２同期整流器２１，２２を通過することによって除去される。

第１デジタル正弦値データに含まれる搬送波成分、すなわち励磁電圧ｆ（ｔ）を除去するために、第１同期整流器２１は、現在のサンプリング時刻ｋよりも１サンプリング前のサンプリング時刻（ｋ−１）の第１デジタル正弦値データＡ_ｋ−１から、現在のサンプリング時刻ｋの第１デジタル正弦値データＡ_ｋを減算し、この差分（Ａ_ｋ−１−Ａ_ｋ）に現在のサンプリング時刻ｋの符号関数ｓｇｎを乗算した値（Ａ_ｋ−１−Ａ_ｋ）・ｓｇｎを算出し、このようにして算出した値（Ａ_ｋ−１−Ａ_ｋ）・ｓｇｎを含む第１同期整流器データを第４乗算器２３Ａに与える。サンプリングは、励磁電圧ｆ（ｔ）の１周期のうちに２回行われる。１回は、励磁電圧ｆ（ｔ）が正の値をとる半周期内の時刻にサンプリングし、もう１回は、励磁電圧ｆ（ｔ）が負の値をとる半周期内の時刻にサンプリングする。サンプリングの時間間隔は、およそ励磁電圧ｆ（ｔ）の半周期である。サンプリング時刻ｋの符号関数ｓｇｎは、カウンタ・タイミング回路１７から与えられる。これによって、第１デジタル正弦値データに含まれる搬送波成分、すなわち励磁電圧ｆ（ｔ）を除去することができる。第１同期整流器２１によって算出される値（Ａ_ｋ−１−Ａ_ｋ）・ｓｇｎは、回転角度φの正弦ｓｉｎφを表す。

また、現在のサンプリング時刻ｋの第１デジタル正弦値データＡ_ｋ、およびサンプリング時刻（ｋ−１）の第１デジタル正弦値データＡ_ｋ−１には、直流分誤差ΔＶが含まれるが、差分（Ａ_ｋ−１−Ａ_ｋ）には、それぞれに含まれる直流分誤差ΔＶが打ち消し合うので、直流分誤差ΔＶは含まれない。これによって、第２同期整流器２２は、第１デジタル正弦値データに含まれる直流分誤差ΔＶを除去することができる。第２同期整流器２２によって算出される値は、回転子の回転角度φの余弦ｃｏｓφを表す。

第２同期整流器２２は、第２Ａ／Ｄ変換器１５Ａから与えられる第１デジタル余弦値データに対して、第１同期整流器２１と同様の処理を行う。これによって、Ｂ相巻線電圧Ａ_Ｂから励磁電圧ｆ（ｔ）を除き、また第２Ａ／Ｄ変換器１５Ａによって第１アナログ余弦値データから第１デジタル余弦値データに変換するときに生じる直流分誤差ΔＶの影響を除去することができる。

第４乗算器２３Ａは、第１同期整流器２１から与えられる回転子の回転角度φの正弦ｓｉｎφと、後述する第２余弦値生成器３４Ａから与えられる回転子の第１推定角度値θ１の余弦ｃｏｓθ１とを乗算して、このようにして求められた値ｓｉｎφ・ｃｏｓθ１を含む第４乗算器データを第１減算器２５Ａに与える。第５乗算器２４Ａは、第２同期整流器２２から与えられる回転子の回転角度φの余弦ｃｏｓφと、後述する第５正弦値生成器３３Ａから与えられる回転子の推定角度位置の正弦ｓｉｎθ１とを乗算して、このようにして求められた値ｃｏｓφ・ｓｉｎθ１を含む第５乗算器データを第１減算器２５Ａに与える。

第１減算器２５Ａは、第４乗算器２３Ａから与えられる第４乗算器データに含まれる値ｓｉｎφ・ｃｏｓθ１から、第５乗算器２４Ａから与えられる第５乗算器データに含まれる値ｃｏｓφ・ｓｉｎθ１を減算して、このようにして求められた値を含む減算器データを、第１積分器２６Ａおよび第１位相補償器３１Ａに与える。第１減算器２５Ａによって求められる値は、次式（４）で表される。
ｓｉｎφ・ｃｏｓθ１−ｃｏｓφ・ｓｉｎθ１＝ｓｉｎ（φ−θ１） …（４）

式（４）において、回転子の第１推定角度値θ１が、回転子の実際の回転角度φに十分近い場合には、回転角度φから第１推定角度値θ１を減算した値（φ−θ１）は、十分小さいので、式（４）は、次式（５）のように近似することができる。
ｓｉｎ（φ−θ１）≒φ−θ１ …（５）

なお本実施の形態において式（５）の右辺の（φ−θ１）を偏差と記載することがある。本実施の形態において、回転子の第１推定角度値θ１は、実際の回転角度φに十分近く、式（５）の近似が成立するとし、第１減算器２５Ａから第１積分器２６Ａおよび第１位相補償器３１Ａに与えられる減算器データには、偏差（φ−θ１）が含まれる。

第１積分器２６Ａは、第１減算器２５Ａから与えられる減算器データに含まれる偏差（φ−θ１）を時間に関して積分して、積分ゲイン値Ｋ_Ｉを乗算し、このようにして求めた値である第１推定角速度値Ω１を含む第１積分器データを、第１加算器３２Ａに与える。実際には第１積分器２６Ａは、偏差（φ−θ１）に積分ゲイン値Ｋ_Ｉを乗算した値Ｋ_Ｉ・（φ−θ１）と、前回求めた第１推定角速度値とを加算した値を、第１推定角速度値Ω１として算出する。第１位相補償器３１Ａは、第１減算器２５Ａから与えられる減算器データに含まれる偏差（φ−θ１)に比例ゲイン値Ｋ_Ｐを乗算し、このようにして求めた値を含む補償器データを、第１加算器３２Ａに与える。このように、第１積分器２６Ａと第１位相補償器３１Ａとは、並列になるように構成される。

第１加算器３２Ａは、第１積分器２６Ａから与えられる第１積分器データに含まれる第１推定角速度値Ω１に、第１位相補償器３１Ａから与えられる補償器データを加算して、このようにして求めた値を含む第１加算器データを、第２積分器２７Ａに与える。第２積分器２７Ａは、第１加算器３２Ａから与えられる第１加算器データに含まれる値を時間に関して積分し、このようにして求めた値である第１推定角度値θ１を含む第２積分器データを、第５正弦値生成器３３Ａ、第２余弦値生成器３４Ａ、第４正弦値生成器５２および第１余弦値生成器５３に与える。

第５正弦値生成器３３Ａは、各角度に対応する正弦値を記憶しており、第２積分器２７Ａから与えられる第２積分器データに含まれる第１推定角度値θ１に対応する正弦ｓｉｎθ１を含む第５正弦値データを第５乗算器２４Ａに与える。第２余弦値生成器３４Ａは、各角度に対応する余弦値を記憶しており、第２積分器２７Ａから与えられる第２積分器データに含まれる第１推定角度値θ１に対応する余弦ｃｏｓθ１を含む第２余弦値データを第４乗算器２３Ａに与える。

図５は、図４における第１積分器２６Ａ、第１位相補償器３１Ａ、第１加算器３２Ａおよび第２積分器２７Ａを含み、第１推定角速度値Ω１を求める系と等価な等価制御系３５を示すブロック図である。等価制御系３５は、等価減算器３６、第１積分器２６Ａ、第１位相補償器３１Ａ、第１加算器３２Ａおよび第２積分器２７Ａを含む。第１積分器２６Ａ、第１位相補償器３１Ａ、第１加算器３２Ａおよび第２積分器２７Ａは、図４に示す第１積分器２６Ａ、第１位相補償器３１Ａ、第１加算器３２Ａおよび第２積分器２７Ａとそれぞれ同様である。

等価減算器３６は、等価制御系３５の外部から与えられる回転子の回転角度φから、第２積分器２７Ａから与えられる第１推定角度値θ１を減算し、このようにして求めた値、すなわち偏差（φ−θ１）を、第１積分器２６Ａおよび第１位相補償器３１Ａに与える。

回転角度φを入力とし、第１推定角速度値Ω１を出力とする等価制御系３５の伝達関数Ω（ｓ）／φ（ｓ）は、図５において表される伝達関数を整理すると次式（６）で表される。

式（６）において、ｓはラプラス（Ｌａｐｌａｃｅ）演算子であり、ω_ｎは自然角周波数であり、ζは減衰定数である。ここでω_ｎ ^２＝Ｋ_Ｉとし、２・ζ・ω_ｎ＝Ｋ_Ｐとすれば、自然角周波数ω_ｎおよび減衰定数ζを適切に選ぶことによって、第１積分器２６Ａの積分ゲイン値Ｋ_Ｉと、第１位相補償器３１Ａの比例ゲイン値Ｋ_Ｐとを決定することができる。積分ゲイン値Ｋ_Ｉと、比例ゲイン値Ｋ_Ｐとは、第１推定角度値θ１と、回転子の回転角度φとの偏差が早くゼロに収束し、かつ第１推定角速度値Ω１と回転子の回転角速度Ψとの偏差が早くゼロに収束するように選ばれる。

本実施の形態において、自然角周波数ω_ｎは、たとえば回転子が接続される誘導電動機２の周波数応答と同程度の値としてもよい。この周波数応答と同程度の値とは、誘導電動機の周波数応答特性をボード線図（bode diagram）に描いたときに、ゲインがマイナス３デシベル（−３ｄｂ）になるときの周波数である。減衰定数ζは、主制御装置４の演算結果が収束するような値とし、たとえば１としてもよい。

等価制御系３５の伝達関数は、式（６）で表されるように、２次遅れ要素となる。つまり、回転情報算出部７の伝達関数は、２次遅れ要素となる。２次遅れ要素は、１次遅れ要素に比べて、高周波数の入力に対して過剰に反応しない。したがって、回転情報算出部７は、低域通過フィルタを構成する。これによって、第１アナログ回転情報が、第２伝送路９を介して主制御装置４に伝わる間に、高周波数のノイズが重畳したとしても、回転情報算出部７は、重畳した高周波数のノイズを除去することができる。第１アナログ回転情報に重畳する高周波数のノイズは、主に、第１〜第３インバータ回路５１Ａ，５１Ｂ，５１Ｃを構成するトランジスタが、オンからオフまたはオフからオンに切替わるときに生じる。トランジスタがオンからオフ、またはオフからオンに切替わる周期は、誘導電動機２の回転子が回転する周期よりも早いので、主に第１アナログ回転情報に重畳するノイズの周波数は、第１推定角度値θ１および第１推定角速度値Ω１の周波数よりも高い。回転情報算出部７は、高周波数のノイズを除去するので、回転情報算出部７から出力される第１推定角度値θ１は、回転子の回転角度φに十分近い値であり、第１推定角速度値Ω１は、回転子の回転角速度Ψに十分近い値である。

回転情報算出部７は、レゾルバ３から与えられる第１アナログ回転情報から、回転子の第１推定角度値θ１を算出して、第４正弦値生成器５２および第１余弦値生成器５３に与える。

本実施の形態では、誘導電動機２に印加する１次電圧の振幅を１次電圧の周波数で除した値Ｖ／Ｆが、予め定められた値となるように誘導電動機２に電力を供給し、回転子の回転状態を制御する。図６は、誘導電動機２に与える１次電圧の振幅と、１次電圧の周波数との関係を表すグラフである。第１Ｖ／Ｆ演算器４１Ａは、主制御装置４の外部から与えられる角速度指令値Ω_ＲＥＦ１に基づいて、第１インバータ回路５１Ａから誘導電動機２に印加すべき１次電圧の周波数を算出する。次に、第１Ｖ／Ｆ演算器４１は、算出した1次電圧の周波数から、１次電圧の振幅を１次電圧の周波数で除した値Ｖ／Ｆが予め定められた値となる1次電圧の振幅の値を算出し、算出した値である第１Ｖ／Ｆデータを、第１ＰＷＭ変調率生成器４２Ａに与える。１次電圧の振幅とは、誘導電動機２に印加される１次電圧の波形が正弦波と仮定したときの、１次電圧の振幅である。また１次電圧の周波数とは、1次電圧の波形が正弦波と仮定したときの、1次電圧の周波数である。

角度指令値算出器１９は、主制御装置４の外部から与えられる角速度指令値Ω_ＲＥＦ１を時間に関して積分することによって角度指令値θ_ＲＥＦ１を算出し、算出した角度指令値θ_ＲＥＦ１を第１〜第３正弦値生成器４３Ａ，４４Ａ，４５Ａに与える。

第１正弦値生成器４３Ａは、角度指令値算出器１９から与えられる角度指令値θ_ＲＥＦ１の正弦ｓｉｎθ１を求め、このようにして求められた値ｓｉｎθ１を含む第１正弦値データを第１乗算器４６Ａに与える。第２正弦値生成器４４Ａは、角度指令値算出器１９から与えられる角度指令値θ_ＲＥＦ１から（２・π／３）を減算した値の正弦ｓｉｎ（θ１−２・π／３）を求め、このようにして求めた値ｓｉｎ（θ１−２・π／３）を含む第２正弦値データを第２乗算器４７Ａに与える。第３正弦値生成器４５Ａは、角度指令値算出器１９から与えられる角度指令値θ_ＲＥＦ１から（４・π／３）を減算した値の正弦ｓｉｎ（θ１−４・π／３）を求め、このようにして求められた値ｓｉｎ（θ１−４・π／３）を含む第３正弦値データを第３乗算器４８Ａに与える。

第１ＰＷＭ変調率生成器４２Ａは、第１Ｖ／Ｆ演算器４１Ａから与えられる第１Ｖ／Ｆデータに基づいて、誘導電動機２に印加する電圧の変調率ηを求め、このようにして求めた変調率ηを第１〜第３乗算器４６Ａ，４７Ａ，４８Ａに与える。

第１乗算器４６Ａは、第１ＰＷＭ変調率生成器４２Ａから与えられる変調率ηと第１正弦値生成器４３Ａから与えられる第１正弦値データに含まれる値ｓｉｎθ１とを乗算して、このようにして求められた値η・ｓｉｎθ１を含む第１信号波データを第１比較器５４Ａに与える。第２乗算器４７Ａは、第１ＰＷＭ変調率生成器４２Ａから与えられる変調率ηと第２正弦値生成器４４Ａから与えられる第２正弦値データに含まれる値ｓｉｎ（θ１−２・π／３）とを乗算して、このようにして求められた値η・ｓｉｎ（θ１−２・π／３）を含む第２信号波データを第１比較器５４Ａに与える。第３乗算器４８Ａは、第１ＰＷＭ変調率生成器４２Ａから与えられる変調率ηと第３正弦値生成器４５Ａから与えられる第３正弦値データに含まれる値ｓｉｎ（θ１−４・π／３）とを乗算して、このようにして求められた値η・ｓｉｎ（θ１−４・π／３）を含む第３信号波データを第１比較器５４Ａに与える。

第１比較器５４Ａは、第１信号波データに含まれる値η・ｓｉｎθ１、第２信号波データに含まれる値η・ｓｉｎ（θ１−２・π／３）および第３信号波データに含まれる値η・ｓｉｎ（θ１−４・π／３）と、主制御装置４のタイマによって生成される搬送波データとを比較して、第１インバータ回路５１Ａを駆動する６つのＰＷＭパルスを生成し、第１インバータ回路５１Ａに与える。

図７は、第１インバータ回路５１Ａの構成を模式的に示す図である。第１インバータ回路５１Ａは、電源部５７とインバータ部５８とを含んで構成される。

電源部５７は、３相ダイオードブリッジによって実現される。電源部５７は、主制御装置４の外部から供給される交流電圧を整流し、インバータ部５８に直流電圧を与える。インバータ部５８は、第１〜第６絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Insulated Gate
Bipolar Transistor；略称ＩＧＢＴ）６１，６２，６３，６４，６５，６６と、第１〜第６還流ダイオード７１，７２，７３，７４，７５，７６とを含んで構成される。

第１〜第６ＩＧＢＴ６１，６２，６３，６４，６５，６６の各ゲートＧには、第１比較器５４Ａから与えられる６つのＰＷＭパルスがそれぞれ入力される。

電源部５７の陽極と、第１ＩＧＢＴ６１のコレクタＣと、第１還流ダイオード７１のカソードＫと、第３ＩＧＢＴ６３のコレクタＣと、第３還流ダイオード７３のカソードＫと、第５ＩＧＢＴ６５のコレクタＣと、第５還流ダイオード７５のカソードＫとは、電気的に接続される。電源部５７の陰極と、第２ＩＧＢＴ６２のエミッタＥと、第２還流ダイオード７２のアノードＡと、第４ＩＧＢＴ６４のエミッタＥと、第４還流ダイオード７４のアノードＡと、第６ＩＧＢＴ６６のエミッタＥと、第２還流ダイオード７２のアノードＡとは、電気的に接続される。第１ＩＧＢＴ６１のエミッタＥと、第１還流ダイオード７１のアノードＡと、第２ＩＧＢＴ６２のコレクタＣと、第２還流ダイオード７２のカソードＫとは、電気的に接続され、第１Ｕ相巻線に接続される。第３ＩＧＢＴ６３のエミッタＥと、第３還流ダイオード７３のアノードＡと、第４ＩＧＢＴ６４のコレクタＣと、第４還流ダイオード７４のカソードＫとは、電気的に接続され、第１Ｖ相巻線に接続される。第５ＩＧＢＴ６５のエミッタＥと、第５還流ダイオード７５のアノードＡと、第６ＩＧＢＴ６６のコレクタＣと、第６還流ダイオード７６のカソードＫとは、電気的に接続され、第１Ｗ相巻線に接続される。第１ＩＧＢＴ６１のエミッタＥから第１Ｕ相巻線に第１Ｕ相巻線電圧Ｕ１を与え、第３ＩＧＢＴ６３のエミッタＥから第１Ｖ相巻線に第１Ｖ相巻線電圧Ｖ１を与え、第５ＩＧＢＴ６５のエミッタＥから第１Ｗ相巻線に第１Ｗ相巻線電圧Ｗ１を与える。

このように、第１インバータ回路５１Ａは、第１比較器５４Ａから与えられるＰＷＭパルスに基づいて、第１Ｕ相巻線に第１Ｕ相巻線電圧Ｕ１を与え、第１Ｖ相巻線に第１Ｖ相巻線電圧Ｖ１を与え、第３Ｗ相巻線に第３Ｗ相巻線電圧Ｗ１を与える。前述したように、第１Ｕ相巻線電圧Ｕ１の位相、第１Ｖ相巻線Ｖ１の位相、および第１Ｗ層巻線電圧Ｗ１の位相は、互いにそれぞれ第１の角度Θ１（ｒａｄ）異なる。

第４正弦値生成器５２は、回転情報算出部７から与えられる第１推定角度値θ１の正弦ｓｉｎθ１を含む第４正弦値データを第１Ｄ／Ａ変換器５５に与える。第１余弦値生成器５３は、回転情報算出部７から与えられる第１推定角度値θ１の余弦ｃｏｓθ１を含む第１余弦値データを第２Ｄ／Ａ変換器５６に与える。

第１Ｄ／Ａ変換器５５は、後述する第４および第６Ａ／Ｄ変換器１４Ｂ，１４Ｃと第１伝送路８を介して電気的に接続される。第１Ｄ／Ａ変換器５５は、第４正弦値生成器５２から与えられる第１推定角度値θ１の正弦ｓｉｎθ１を含む第４正弦値データを、デジタル値からアナログ値に変換し、このように変換した値ｓｉｎθ１を含む第２アナログ正弦値データを、第１伝送路８を介して第４および第６Ａ／Ｄ変換器１４Ｂ，１４Ｃに与える。第２Ｄ／Ａ変換器５６は、後述する第３および第５Ａ／Ｄ変換器１５Ｂ，１５Ｃと第１伝送路８を介して電気的に接続される。第２Ｄ／Ａ変換器５６は、第１余弦値生成器５３から与えられる第１推定角度値θ１の余弦ｃｏｓθ１を含む第１余弦値データを、デジタル値からアナログ値に変換し、このように変換した値ｃｏｓθ１を含む第２アナログ余弦値データを、第1伝送路８を介して第３および第５Ａ／Ｄ変換器１５Ｂ，１５Ｃに与える。このように主制御装置４は、第１伝送路８を介して第１副制御装置５および第２副制御装置６に回転子の回転状態を表す第２アナログ回転情報が与えられる。第２アナログ回転情報は、第２アナログ正弦値データおよび第２アナログ余弦値データを含む。

第１副制御装置５は、主制御装置４と同様の構成であるので、対応する部分については、主制御装置４と同一の数字に添字Ｂを付して記載する。第１副制御装置５は、ソフトウェアを実行することによって実現される第１θ復元器８３Ｂ、第２加算器８４Ｂ、第２Ｖ／Ｆ演算器４１Ｂ、第２ＰＷＭ変調率生成器４２Ｂ、第６正弦値生成器４３Ｂ、第７正弦値生成器４４Ｂ、第８正弦値生成器４５Ｂ、第６乗算器４６Ｂ、第７乗算器４７Ｂ、第８乗算器４８Ｂおよび第２比較器５４Ｂと、第２インバータ回路５１Ｂ、第３Ａ／Ｄ変換器１５Ｂ、および第４Ａ／Ｄ変換器１４Ｂとを含んで構成される。第１副制御装置５は、主制御装置４から与えられる第１推定角度値θ１の正弦ｓｉｎθ１を含む第２アナログ正弦値データと、第１推定角度値θ１の余弦ｃｏｓθ１を含む第２アナログ余弦値データとに基づいて、第２Ｕ相巻線に第２Ｕ相巻線電圧Ｕ２を与え、第２Ｖ相巻線に第２Ｖ相巻線電圧Ｖ２を与え、第２Ｗ相巻線に第２Ｗ相巻線電圧Ｗ２を与える。

第３Ａ／Ｄ変換器１５Ｂは、第２Ｄ／Ａ変換器５６から与えられる第２アナログ余弦値データに含まれる第１推定角度値θ１の余弦ｃｏｓθ１を、アナログ値からデジタル値に変換し、このように変換した値ｃｏｓθ１を含む第２デジタル余弦値データを、第１θ復元器８３Ｂに与える。第４Ａ／Ｄ変換器１４Ｂは、第１Ｄ／Ａ変換器５５から与えられる第２アナログ正弦値データに含まれる第１推定角度値θ１の正弦ｓｉｎθ１を、アナログ値からデジタル値に変換し、このように変換した値ｓｉｎθ１を含む第２デジタル正弦値データを、第１θ復元器８３Ｂに与える。

第１θ復元器８３Ｂは、第３および第４Ａ／Ｄ変換器１４Ｂ，１５Ｂから与えられる第１推定角度値θ１の正弦ｓｉｎθ１と第１推定角度値θ１の余弦ｃｏｓθ１とに基づいて、第２推定角速度値Ω２を角速度指令値Ω_ＲＥＦ２として算出するとともに、第２推定角度値θ２を角度指令値θ_ＲＥＦ２として算出する。第１θ復元器８３Ｂは、算出した第２推定角速度値Ω２を第２Ｖ／Ｆ演算器４１Ｂに与え、第２推定角度値θ２を第２加算器８４Ｂに与える。

図８は、第１θ復元器８３Ｂの構成を示すブロック図である。第１θ復元器８３Ｂは、回転情報算出部７と同様の構成であるので、対応する部分については、同一の数字に添字Ｂを付して記載し、重複する説明は、省略する。第１θ復元器８３Ｂは、第９乗算器２３Ｂと、第１０乗算器２４Ｂと、第２減算器２５Ｂと、第３積分器２６Ｂと、第４積分器２７Ｂと、第２位相補償器３１Ｂと、第３加算器３２Ｂと、第９正弦値生成器３３Ｂと、第３余弦値生成器３４Ｂとを含んで構成される。図８に示す第９乗算器２３Ｂ、第１０乗算器２４Ｂ、第２減算器２５Ｂ、第３積分器２６Ｂ、第４積分器２７Ｂ、第２位相補償器３１Ｂ、第３加算器３２Ｂ、第９正弦値生成器３３Ｂおよび第３余弦値生成器３４Ｂは、図４に示す第４乗算器２３Ａ、第５乗算器２４Ａ、第１減算器２５Ａ、第１積分器２６Ａ、第２積分器２７Ａ、第１位相補償器３１Ａ、第１加算器３２Ａ、第５正弦値生成器３３Ａおよび第２余弦値生成器３４Ａにそれぞれ対応する。第１θ復元器８３Ｂは、回転情報算出部７の構成から、第１Ａ／Ｄ変換器１４Ａ、第２Ａ／Ｄ変換器１５Ａ、カウンタ・タイミング回路１７、第１同期整流器２１および第２同期整流器２２を除いた構成である。

第１θ復元器８３Ｂの第９乗算器２３Ｂに第１推定角度値θ１の正弦ｓｉｎθ１が与えられ、第１θ復元器８３Ｂの第１０乗算器２４Ｂに第１推定角度値θ１の余弦ｃｏｓθ１が与えられると、第３積分器２６Ｂは、第２Ｖ／Ｆ演算器４１Ｂに回転子の回転速度の推定値である第２推定角速度値Ω２を角速度指令値Ω_ＲＥＦ２として与え、第４積分器２７Ｂは、第２加算器８４Ｂに回転子の推定角度である第２推定角度値θ２を角度指令値θ_ＲＥＦ２として与える。

第１θ復元器８３Ｂによって生成される回転子の回転角度Ψの推定値である第２推定角度値θ２は、主制御装置４から第１伝送路８を介して与えられる第１推定角度値θ１に基づいて生成されるので、第１推定角度値θ１から遅れるが、その差はごく僅かであり、誘導電動機２の制御にほとんど影響を与えない程度である。

第１θ復元器８３Ｂは、前述した回転情報算出部７と同様の構成であるので、低域通過フィルタの機能を有し、高周波数のノイズを除去することができる。したがって、第１θ復元器８３Ｂは、第２アナログ正弦値データおよび第２アナログ余弦値データが主制御装置４から第１伝送路８を介して第１副制御装置５に伝達されるときに重畳される高周波数のノイズを除去することができる。第２アナログ正弦値データおよび第２アナログ余弦値データに重畳される高周波数のノイズは、主に、第１〜第３インバータ回路５１Ａ，５１Ｂ，５１Ｃを構成するトランジスタがオンからオフまたはオフからオンに切替わるときに生じる。トランジスタがオンからオフ、またはオフからオンに切替わる周期は、誘導電動機２の回転子が回転する周期よりも早いので、主に第２アナログ正弦値データおよび第２アナログ余弦値データが主制御装置４から第１伝送路８を介して第１副制御装置５に伝達されるときに重畳するノイズの周波数は、第１推定角度値θ１および第１推定角速度値Ω１の周波数よりも高い。第１θ復元器８３Ｂは、高周波数のノイズを除去することができるので、第１θ復元器８３Ｂから出力される第２推定角度値θ２は、回転子の回転角度φに十分近い値であり、第２推定角速度Ω２は、回転子の回転角速度Ψに十分近い値である。

第２加算器８４Ｂは、第１θ復元器８３Ｂから与えられる角度指令値θ_ＲＥＦ２である第２推定角度値θ２に第３の角度Θ３、つまり２・π／９を加算して、このように加算した値を含む第２加算器データを第６〜第８正弦値生成器４３Ｂ，４４Ｂ，４５Ｂにそれぞれ与える。

第２Ｖ／Ｆ演算器４１Ｂは、前述の第１Ｖ／Ｆ演算器４１Ａと同様の処理を行う。第１Ｖ／Ｆ演算器４１Ａは、角速度指令値Ω_ＲＥＦ１に基づいて第１Ｖ／Ｆデータを算出するのに対して、第２Ｖ／Ｆ演算器４１Ｂは、角速度指令値Ω_ＲＥＦ２である第２推定角速度値Ω２に基づいて第２Ｖ／Ｆデータを算出する。

第１副制御装置５の第２ＰＷＭ変調率生成器４２Ｂ、第６〜第８正弦値生成器４３Ｂ，４４Ｂ，４５Ｂ、第２比較器５４Ｂ、および第６〜第８乗算器４６Ｂ，４７Ｂ，４８Ｂは、前述した主制御装置４の第１ＰＷＭ変調率生成器４２Ａ、第１〜第３正弦値生成器４３Ａ，４４Ａ，４５Ａ、第１比較器５４Ａおよび第１〜第３乗算器４６Ａ，４７Ａ，４８Ａとそれぞれ同様の処理を行う。

第２インバータ回路５１Ｂは、第１インバータ回路５１Ａと同様の構成である。第２インバータ回路５１Ｂは、第２比較器５４Ｂから与えられる６つのＰＷＭ変調パルスに基づいて、第２Ｕ相巻線に第２Ｕ相巻線電圧Ｕ２を与え、第２Ｖ相巻線に第２Ｖ相巻線電圧Ｖ２を与え、第２Ｗ相巻線に第２Ｗ相巻線電圧Ｗ２を与える。第２Ｕ相巻線電圧Ｕ２の位相、第２Ｖ相巻線Ｖ２の位相および第２Ｗ層巻線電圧Ｗ２の位相は、互いにそれぞれ第１の角度Θ１（ｒａｄ）異なる。また、第２加算器８４Ｂから、第６〜第８正弦値生成器４３Ｂ，４４Ｂ，４５Ｂにそれぞれ与えられる値θ２は、第１〜第３正弦値生成器４３Ａ，４４Ａ，４５Ａにそれぞれ与えられる第１推定角度値θ１よりも第３の角度Θ３大きいので、第２Ｕ相巻線電圧Ｕ２の位相は、前述したように、第１Ｕ相巻線電圧Ｕ１の位相より第３の角度Θ３（ｒａｄ）進む。

第２副制御装置６は、第１副制御装置５と同様の構成であるので、対応する部分については、同一の数字に添字Ｃを付して記載する。第２副制御装置６は、ソフトウェアを実行することによって実現される第２θ復元器８３Ｃ、第４加算器８４Ｃ、第３Ｖ／Ｆ演算器４１Ｃ、第３ＰＷＭ変調率生成器４２Ｃ、第１０正弦値生成器４３Ｃ、第１１正弦値生成器４４Ｃ、第１２正弦値生成器４５Ｃ、第１１乗算器４６Ｃ、第１２乗算器４７Ｃ、第１３乗算器４８Ｃ、第３比較器５４Ｃと、第３インバータ回路５１Ｃ、第５Ａ／Ｄ変換器１５Ｃおよび第６Ａ／Ｄ変換器１４Ｃとを含んで構成される。第２副制御装置６は、主制御装置４から与えられる第１推定角度値θ１の正弦ｓｉｎθ１を含む第２アナログ正弦値データと、第１推定角度値θ１の余弦ｃｏｓθ１を含む第２アナログ余弦値データとに基づいて、第３Ｕ相巻線に第３Ｕ相巻線電圧Ｕ３を与え、第３Ｖ相巻線に第３Ｖ相巻線電圧Ｖ３を与え、第３Ｗ相巻線に第３Ｗ相巻線電圧Ｗ３を与える。第２副制御装置６は、前述した第１副制御装置５と同様の構成であり、重複する説明は省略する。

第２副制御装置６の、第５Ａ／Ｄ変換器１５Ｃ、第６Ａ／Ｄ変換器１４Ｃ、第２θ復元器８３Ｃ、第４加算器８４Ｃ、第３Ｖ／Ｆ演算器４１Ｃ、第３ＰＷＭ変調率生成器４２Ｃ、第１０正弦値生成器４３Ｃ、第１１正弦値生成器４４Ｃ、第１２正弦値生成器４５Ｃ、第１１乗算器４６Ｃ、第１２乗算器４７Ｃ、第１３乗算器４８Ｃ、第３比較器５４Ｃおよび第３インバータ回路５１Ｃは、第１副制御装置５の第３Ａ／Ｄ変換器１５Ｂ、第４Ａ／Ｄ変換器１４Ｂ、第１θ復元器８３Ｂ、第２加算器８４Ｂ、第２Ｖ／Ｆ演算器４１Ｂ、第２ＰＷＭ変調率生成器４２Ｂ、第６正弦値生成器４３Ｂ、第７正弦値生成器４４Ｂ、第８正弦値生成器４５Ｂ、第６乗算器４６Ｂ、第７乗算器４７Ｂ、第８乗算器４８Ｂ、第２比較器５４Ｂおよび第２インバータ回路５１Ｂにそれぞれ対応する。

第１副制御装置５の第２加算器８４Ｂに対応する第２副制御装置６の第４加算器８４Ｃは、第２θ復元器８３Ｃから与えられる角度指令値θ_ＲＥＦ２である第２推定角度値θ２と第３の角度Θ３の負値、つまり（−２・π／９）とを加算した第４加算器データを第１０〜第１２正弦値生成器４３Ｃ，４４Ｃ，４５Ｃにそれぞれ与える。

第３インバータ回路５１Ｃは、第３比較器５４Ｃから与えられるＰＷＭ変調パルスに基づいて、第３Ｕ相巻線に第３Ｕ相巻線電圧Ｕ３を与え、第３Ｖ相巻線に第３Ｖ相巻線電圧Ｖ３を与え、第３Ｗ相巻線に第３Ｗ相巻線電圧Ｗ３を与える。第３Ｕ相巻線電圧Ｕ３の位相、第３Ｖ相巻線Ｖ３の位相および第３Ｗ層巻線電圧Ｗ３の位相は、互いに第１の角度Θ１（ｒａｄ）異なる。また、第４加算器８４Ｃから、第１０〜第１２正弦値生成器４３Ｃ，４４Ｃ，４５Ｃにそれぞれ与えられる値θ２は、第１〜第３正弦値生成器４３Ａ，４４Ａ，４５Ａにそれぞれ与えられる第１推定角度値θ１よりも２・π／９小さく、第６〜第８正弦値生成器４３Ｂ，４４Ｂ，４５Ｂに与えられる第２加算器データに含まれる値θ２よりも４・π／９小さいので、第３Ｕ相巻線電圧Ｕ３の位相は、前述したように、第１Ｕ相巻線電圧Ｕ１の位相より第３の角度Θ３（ｒａｄ）、つまり２・π／９（ｒａｄ）遅れ、第２Ｕ相巻線電圧Ｕ２の位相より第３の角度Θ３の２倍、つまり４・π／９（ｒａｄ）遅れる。

第２アナログ／デジタル変換部は、第３Ａ／Ｄ変換器１５Ｂ、第４Ａ／Ｄ変換器１４Ｂ、第５Ａ／Ｄ変換器１５Ｃ、および第６Ａ／Ｄ変換器１４Ｃを含んで実現される。また第１インバータ回路５１Ａと同期して誘導電動機２に電力を供給する第２インバータ回路は、第２および第３インバータ回路５１Ｂ，５１Ｃを含んで実現される。また第２および第３インバータ回路５１Ｂ，５１Ｃを第１インバータ回路５１Ａと同期して駆動する第２インバータ駆動部は、第１および第２θ復元器８３Ｂ，８３Ｃと、第２および第３Ｖ／Ｆ演算器４１Ｂ，４１Ｃと、第２および第３ＰＷＭ変調率生成器４２Ｂ，４２Ｃと、第６および第１０正弦値生成器４３Ｂ，４３Ｃと、第７および第１１正弦値生成器４４Ｂ，４４Ｃと、第８および第１２正弦値生成器４５Ｂ，４５Ｃと第６および第１１乗算器４６Ｂ，４６Ｃと、第７および第１２乗算器４７Ｂ，４７Ｃと、第８および第１３乗算器４８Ｂ，４８Ｃと、第２および第３比較器５４Ｂ，５４Ｃと、第２および第４加算器８４Ｂ，８４Ｃとを含んで実現される。また推定角度値算出部および推定角速度値算出部は、第１および第２θ復元器８３Ｂ，８３Ｃによって実現される。

以上述べたように、第１および第２副制御装置５，６が、主制御装置４と同期して誘導電動機２を駆動するための電力を供給するために、主制御装置４から第１伝送路８を介して第１および第２副制御装置５，６にアナログ値の第２アナログ正弦値データおよび第２アナログ余弦値データを与える。第１および第２副制御装置５，６は、この第２アナログ正弦値データおよび第２アナログ余弦値データに基づいて、主制御装置４と同期して誘導電動機２を駆動するための電力を供給する。

主制御装置４から第１および第２副制御装置５，６に与えられる信号が、デジタル値で表される場合、この信号は、第１伝送路８を通過する間に、ノイズの影響を受けて、大きく変化する可能性がある。たとえば、第１伝送路８を通過する間にノイズの影響を受けて、デジタル値で表される信号のうちの１ビットが反転した情報を、第１および第２副制御装置５，６が受け取る場合がある。デジタル値で表される信号のうちの１ビットのみが反転した場合であっても、反転した１ビットが符号を表す符号ビットであれば、符号が反転した信号が第１および第２副制御装置５，６に与えられることになる。この場合、第１および第２副制御装置５，６は、この符号が反転した情報に基づいて誘導電動機２を駆動する電力を供給するので、誘導電動機２の回転子が、予め設定された回転状態から大きく外れる可能性がある。本実施の形態では、第２アナログ正弦値データおよび第２アナログ余弦値データは、アナログ値で表されるので、伝送路を通過する間にノイズによって変化したとしても、その変化分のみがノイズとして第１および第２副制御装置５，６に与えられる。したがって、第２アナログ正弦値データおよび第２アナログ余弦値データは、デジタル値で表される場合に比べ、第１伝送路８を通過する間に大きな変化を受ける可能性は少ない。この第２アナログ正弦値データおよび第２アナログ余弦値データに基づいて、第１および第２副制御装置５，６は、主制御装置４に同期して誘導電動機２に電力を供給する。これによって、主制御装置４、第１副制御装置５および第２副制御装置６は、誘導電動機２の回転子を正確に角速度指令値Ω_ＲＥＦ１に応じた回転状態となるように誘導電動機２を制御することができる。

また、主制御装置４は、誤り検出機能などの複雑な制御を設けない簡易な通信の制御によって、第１および第２副制御装置５，６にアナログ値の第２アナログ正弦値データおよび第２アナログ余弦値データを与える。したがって、通信の制御に複雑な制御を設ける場合に比べて、主制御装置４、第１副制御装置５および第２副制御装置６が処理すべき量を抑制することができる。これによって、主制御装置４に角速度指令値Ω_ＲＥＦ１が与えられると、この角速度指令値Ω_ＲＥＦ１を反映した電力を速やかに誘導電動機２に与えることができる。

また、前述したように回転情報算出部７は、高域通過フィルタを構成するので、回転子の回転角度φに十分近い第１推定角度値θ１を出力するとともに、回転子の回転角速度Ψに十分近い第１推定角速度値Ω１を出力することができる。また、第１復元器８３Ｂおよび第２復元器８３Ｂは、高域通過フィルタを構成するので、回転子の回転角度に十分近い第２推定角度値θ２を角度指令値θ_ＲＥＦ２として出力するとともに、回転子の回転角速度Ψに十分近い第２推定角速度値Ω２を角速度指令値Ω_ＲＥＦ２として出力することができる。第１および第２副制御装置５，６は、回転子の回転角度φに十分近い第２推定角速度値θ２および回転子の角速度Ψに十分近い第２推定角速度値Ω２に基づいて誘導電動機２を駆動する電力を供給する。これによって、主制御装置４、第１および第２副制御装置５，６は、誘導電動機２の回転子が正確に角速度指令値Ω_ＲＥＦ１に応じた回転状態となるように誘導電動機２を制御することができる。

図９は、本発明の他の実施の形態の制御装置８５、誘導電動機２、レゾルバ３およびドライバ１８の構成を示すブロック図である。本発明の制御装置８５は、前述の実施の形態の制御装置１と同様の構成であるので、対応する構成については同一の符号を付して説明を省略する。

本実施の形態の制御装置８５は、前述の実施の形態の制御装置１における主制御装置４の構成が異なり、すべり周波数制御を行う。

主制御装置８６は、ソフトウェアを実行することによって実現される回転情報算出部８７、角度指令値算出器８８、すべり周波数制御部８９、第１Ｖ／Ｆ演算器９０、第１ＰＷＭ変調率生成器４２Ａ、第１〜第３正弦値生成器４３Ａ，４４Ａ，４５Ａ、第１〜第３乗算器４６Ａ，４７Ａ，４８Ａ、第１比較器５４Ａ、第４正弦値生成器５２および第１余弦値生成器５３、第１インバータ回路５１Ａ、第１Ｄ／Ａ変換器５５および第２Ｄ／Ａ変換器５６とを含んで構成される。

回転情報算出部８７は、第１アナログ回転情報を、デジタル値で表される第１デジタル回転情報に変換する第１アナログ／デジタル変換部として機能する。角度指令値算出器８８、すべり周波数制御部８９、第１Ｖ／Ｆ演算器９０、第１ＰＷＭ変調率生成器４２Ａ、第１〜第３正弦値生成器４３Ａ，４４Ａ，４５Ａ、第１〜第３乗算器４６Ａ，４７Ａ，４８Ａ、および第１比較器５４Ａは、第１デジタル回転情報およびすべり周波数制御に基づいて第１インバータ回路を駆動する第１インバータ駆動部として機能する。また角度指令値算出器８８、すべり周波数制御部８９、第４正弦値生成器５２および第１余弦値生成器５３、第１インバータ回路５１Ａ、第１Ｄ／Ａ変換器５５および第２Ｄ／Ａ変換器５６は、第１デジタル回転情報およびすべり周波数制御に基づいて、第２アナログ回転情報を生成し、伝送路を介して第２アナログ回転情報を第２インバータ駆動手段に与えるデジタル／アナログ変換部として機能する。

回転情報算出部８７は、第１推定角速度値Ω１を算出し、第１推定角速度値Ω１を含む第１積分器データをすべり周波数制御部８９に与える。

図１０は、すべり周波数制御部８９の構成を示すブロック図である。すべり周波数制御部８９は、制御対象である誘導電動機２に対してＰＩ制御を行う。すべり周波数制御部８９は、主制御装置８６の外部から与えられる角速度目標値Ω_ＣＭＤと第１推定角速度値Ω１とに基づいて角速度指令値Ω_ＲＥＦ１を算出し、第１Ｖ／Ｆ演算器９０および角度指令値算出器８８に与える。角速度目標値Ω_ＣＭＤは、制御対象である回転子の角速度の目標値である。

すべり周波数制御部８９は、第３減算器９１、比例器９２、第５積分器９３、第５加算器９４および第６加算器９５を含む。第３減算器９１は、角速度目標値Ω_ＣＭＤから第１推定角速度値Ω１を減算して角速度偏差値を算出し、このようにして求めた角速度偏差値を含む偏差データを比例器９２および第５積分器９３に与える。

比例器９２は、第３減算器９１から与えられる偏差データに含まれる角速度偏差値に比例ゲイン値Ｋｆ_Ｐを乗算し、このようにして求めた比例値を含む比例データを第５加算器９４に与える。第５積分器９３は、第３減算器９１から与えられる偏差データに含まれる角速度偏差値を時間に関して積分して、積分ゲインＫｆ_Ｉを乗算し、このようにして求めた積分値を含む積分データを第５加算器９４に与える。第５加算器９４は、比例器９２および第５積分器９３から与えられる比例データおよび積分データに含まれる比例値と積分値とを加算し、加算値を加算データとして第６加算器９５に与える。第６加算器９５は、第５加算器９４から与えられる加算データに含まれる加算値と、角速度目標値Ω_ＣＭＤとを加算することによって角速度指令値Ω_ＲＥＦ１を算出し、算出した角速度指令値Ω_ＲＥＦ１を含む角速度指令データを角度指令値算出器８８および第１Ｖ／Ｆ演算器９０に与える。

角度指令値算出器８８は、すべり周波数制御部８９から与えられる角速度指令値Ω_ＲＥＦ１を時間に関して積分することによって角度指令値θ_ＲＥＦ１を算出する。角度指令値算出器８８は、算出した角度指令値θ_ＲＥＦ１を第１〜第３正弦値生成器４３Ａ，４４Ａ，４５Ａ、第４正弦値生成器５２および第１余弦値生成器５３に与える。

第４正弦値生成器５２、第１余弦値生成器５３、第１Ｄ／Ａ変換器５５および第２Ｄ／Ａ変換器５６は、デジタル値で表される角度指令値θ_ＲＥＦ１をアナログ値で表される第２アナログ回転情報に変換して第１および第２副制御装置５，６に角度指令値θ_ＲＥＦ１を含む第２アナログ回転情報を与える。

第１および第２副制御装置５，６は、主制御装置８６から与えられた角度指令値θ_ＲＥＦ１を含む第２アナログ回転情報に基づいて主制御装置８６と同期してインバータ回路５１Ｂ，５１Ｃを制御する。角度指令値θ_ＲＥＦ１は、すべり周波数制御に基づいて算出された値なので、主制御装置８６、第１および第２副制御装置５，６は、互いに同期して誘導電動機２に対してすべり周波数制御を行う。

以上述べた制御装置８５によれば、前述したように主制御装置８６から第１および第２副制御装置５，６に角度指令値θ_ＲＥＦ１を含む第２アナログ回転情報を正確に伝達することができる。これによって主制御装置８６、第１および第２副制御装置５，６は、正確に同期して誘導電動機２に対してすべり周波数制御を行うことができ、制御装置８５は、図１０に示す角速度目標値Ω_ＣＭＤに図１０に示す角速度推定値Ω１を正確に追従させることができる。

本実施の形態において、レゾルバ３は、１相励磁２相出力方式のレゾルバであるとしたけれども、これに限ることはない。たとえばレゾルバの回転子の巻線に電流を流すためスリップリングおよびブラシを、回転変圧器に置き換えたブラシレスタイプのレゾルバであってもよい。また回転子に巻線が巻回されない構成のリラクタンス型レゾルバと呼ばれるレゾルバでもよい。すなわちレゾルバ３は、電気的には見掛け上、１相励磁２相出力方式と同等の電気的特性を有するレゾルバであればよい。

また本実施の形態において、主制御装置４に同期して誘導電動機２に電力を供給する制御装置は、２つ、すなわち第１および第２副制御装置５，６であるとしたけれども、主制御装置４に同期して誘導電動機２に電力を供給する制御装置は、２つに限らず、１つまたは３つ以上であってもよい。

また、本実施の形態において、誘導電動機２は、９相の誘導電動機であるとしたけれども、誘導電動機の相数は、９相に限らず、３相以上であればよい。３相以上の誘導電動機２を、主制御装置と副制御装置とによって同期して駆動すればよい。また、制御装置１は、誘導電動機２を駆動するとしたけれども、制御装置１が駆動する電動機は、誘導電動機に限らず、同期電動機であってもよい。

本発明の実施の一形態の制御装置１、誘導電動機２、レゾルバ３およびドライバ１８の構成を示すブロック図である。 第１Ｕ相巻線電圧Ｕ１の位相が０（ｒａｄ）のときの、各巻線に印加される電圧をフェーザ表示した図である。 レゾルバ３の構成を模式的に示す図である。 回転情報算出部７の構成を示すブロック図である。 図４における第１積分器２６Ａ、第１位相補償器３１Ａ、第１加算器３２Ａおよび第２積分器２７Ａを含み、第１推定角速度値Ω１を求める系と等価な等価制御系３５を示すブロック図である。 誘導電動機２に与える１次電圧の振幅と、１次電圧の周波数との関係を表すグラフである。 第１インバータ回路５１Ａの構成を模式的に示す図である。 第１θ復元器８３Ｂの構成を示すブロック図である。 本発明の他の実施の形態の制御装置８５、誘導電動機２、レゾルバ３およびドライバ１８の構成を示すブロック図である。 すべり周波数制御部８９の構成を示すブロック図である。

符号の説明

１，８５ 制御装置
２ 誘導電動機
３ レゾルバ
４，８６ 主制御装置
５ 第１副制御装置
６ 第２副制御装置
７，８７ 回転情報算出部
１４Ａ 第１アナログ／デジタル変換器
１４Ｂ 第４アナログ／デジタル変換器
１４Ｃ 第６アナログ／デジタル変換器
１５Ａ 第２アナログ／デジタル変換器
１５Ｂ 第３アナログ／デジタル変換器
１５Ｃ 第５アナログ／デジタル変換器
１９ 角度指令器算出器
５１Ａ 第１インバータ回路
５１Ｂ 第２インバータ回路
５１Ｃ 第３インバータ回路
５４Ａ 第１比較器
５４Ｂ 第２比較器
５４Ｃ 第３比較器
８３Ｂ 第１θ復元器
８４Ｂ 第２θ復元器

Claims (4)

1. 電動機の回転子の回転状態を取得する回転情報取得手段から前記回転状態をアナログ値で表す第１アナログ回転情報が与えられ、電動機に電力を供給する第１インバータ回路を駆動する第１インバータ駆動手段と、第１インバータ駆動手段から出力され、回転子を予め設定された回転状態にするための指令をアナログ値で表す第２アナログ回転情報を伝送する伝送路と、伝送路を介して第１インバータ駆動手段から与えられる第２アナログ回転情報に基づいて、電動機に電力を供給する第２インバータ回路を駆動する第２インバータ駆動手段とを含み、
   第１インバータ駆動手段は、
   第１アナログ回転情報を、デジタル値で表される第１デジタル回転情報に変換する第１アナログ／デジタル変換部と、
   回転子が予め設定された回転状態となるように第１インバータ回路を駆動する第１インバータ駆動部と、
   第１デジタル回転情報に基づいて、前記第２アナログ回転情報を生成し、伝送路を介して第２アナログ回転情報を第２インバータ駆動手段に与えるデジタル／アナログ変換部とを有し、
   第２インバータ駆動手段は、
   伝送路を介して与えられる第２アナログ回転情報を、デジタル値で表される第２デジタル回転情報に変換する第２アナログ／デジタル変換部と、
   第２デジタル回転情報に基づいて、回転子が予め設定された回転状態となるように、第２インバータ回路を第１インバータ回路と同期させて駆動する第２インバータ駆動部とを含むことを特徴とするインバータ駆動装置。
2. 前記第１インバータ駆動部は、第１デジタル回転情報およびすべり周波数制御に基づいて第１インバータ回路を駆動し、
   前記デジタル／アナログ変換部は、第１デジタル回転情報およびすべり周波数制御に基づいて前記第２アナログ回転情報を生成することを特徴とする請求項１記載のインバータ駆動装置。
3. 第２インバータ駆動手段は、
   ２次遅れ要素を用いて第２デジタル回転情報から推定角度値を求める推定角度値算出部と、
   ２次遅れ要素を用いて第２デジタル回転情報から推定角速度値を求める推定角速度値算出部とをさらに含み、
   第２インバータ駆動部は、推定角度値および推定角速度値に基づいて第２インバータ回路を駆動することを特徴とする請求項１または２記載のインバータ駆動装置。
4. 電動機の回転子の回転状態を取得する回転情報取得手段から前記回転状態をアナログ値で表す第１アナログ回転情報が与えられ、第１インバータ駆動手段によって電動機に電力を供給する第１インバータ回路を駆動し、伝送路を介して第１インバータ駆動手段から与えられる回転子を予め設定された回転状態にするための指令をアナログ値で表す第２アナログ回転情報に基づいて、第２インバータ駆動手段によって電動機に電力を供給する第２インバータ回路を駆動するインバータ駆動方法であって、
   第１インバータ駆動手段は、
   第１アナログ回転情報を、デジタル値で表される第１デジタル回転情報に変換し、
   回転子が予め設定された回転状態となるように第１インバータ回路を駆動し、
   第１デジタル回転情報に基づいて、前記第２アナログ回転情報を生成し、伝送路を介して第２アナログ回転情報を第２インバータ駆動手段に与え、
   第２インバータ駆動手段は、
   伝送路を介して与えられる第２アナログ回転情報を、デジタル値で表される第２デジタル回転情報に変換し、
   第２デジタル回転情報に基づいて、回転子が予め設定された回転状態となるように、第２インバータ回路を第１インバータ回路と同期させて駆動することを特徴とするインバータ駆動方法。

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