JP3408238B2 - レゾルバ／デジタル変換装置および変換方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電動機や内燃機関
などの回転機器の回転角度を検出するレゾルバのレゾル
バ出力信号をデジタル角度信号に変換するレゾルバ／デ
ジタル変換装置および変換方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来のレゾルバ／デジタル変換装置に関
わるハードウェアは、専用の集積回路として構成される
ことが多いが、このような集積回路を用いることはコス
トが高くなってしまうといった問題を有する。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】電動機を駆動する駆動
装置や、内燃機関を制御する制御装置にはマイクロコン
ピュータが組込まれることが多いので、制御装置に組込
まれるマイクロコンピュータを用い、マイクロコンピュ
ータの持つ機能を最大限に利用することによって、レゾ
ルバ／デジタル変換に関わるハードウェアを最大限に利
用し、レゾルバ／デジタル変換に関わるハードウェアを
最小にすることが望まれる。また、典型的な先行技術と
して、以下の３つの先行技術が挙げられる。 イ）：特開平１０−１１１１４５ レゾルバデジタル変
換方法 ロ）：特開平１１−１１８５２０ ディジタル角度変換
方法 ハ）：特開平０９−２６５５０４ レゾルバ／デジタル
信号出力方法 これらの先行技術には、以下に述べるような問題点が存
在する。

【０００４】イ）およびロ）では、レゾルバの出力信号
をＡ／Ｄ変換器に取込んでいる。これらの場合、Ａ／Ｄ
変換時には、直流成分誤差が不可避的に生じ、Ａ／Ｄ変
換されたデジタル値は誤差を含むため、角度検出を正確
に行なうことができないという問題がある。直流成分誤
差が生じる主な原因として、Ａ／Ｄ変換器内部のスケー
リング抵抗の抵抗値が温度や経時変化により変化するこ
と、Ａ／Ｄ変換器内部のＤ／Ａコンバータの出力電圧が
誤差を含むことが挙げられる。イ）では回路の構成上、
サンプルを行なう点が励磁信号の１周期の間における１
点に限定される。前述の誤差を小さくするには、より高
精度のＡ／Ｄ変換器を用意するほかに解決方法はなく、
ハードウェアのコストアップを招く。またロ）では、サ
ンプル回数を多くとってフーリエ変換するという手法を
採用しているため、直流電圧の誤差は除去可能である。
しかし、マイクロコンピュータによる演算量が過大とな
り、高速な処理を行なえるマイクロコンピュータを必要
とし、ハードウェアの制約が厳しくなるという問題点が
あった。

【０００５】本発明の目的は、Ａ／Ｄ変換時に生じる直
流誤差を除去し、またマイクロコンピュータに過大な負
荷をかけることなく、角度を正確に検出することができ
るレゾルバ／デジタル変換装置を提供することである。

【０００６】

【課題を解決するための手段】本発明は、（ａ）１相励
磁２相出力のレゾルバ本体１１であって、固定子に、９
０度の位相差をもつＡ相巻線１とＢ相巻線２とが巻か
れ、回転機器によって回転される回転子に、励磁巻線３
が巻かれ、励磁巻線３と、Ａ相巻線１およびＢ相巻線２
との磁気的な結合は、回転子の回転角度φによって変化
するレゾルバ本体と、 （ｂ）一定の角周波数ω０および一定の振幅Ｖｒの周期
的な交流電圧である励磁信号を、励磁巻線３に、印加す
る励磁信号発生回路１２と、 （ｃ）アナログ／デジタル変換器１３ａ，１３ｂであっ
て、Ａ相巻線１からのＡ相出力電圧Ａと、Ｂ相巻線２か
らのＢ相出力電圧Ｂとを、同時刻でサンプリングし、こ
のサンプリング時刻は、励磁信号の１周期のうち、半周
期毎に１８０度の位相差をもって１回ずつ、合計２回、
サンプリングを行う時刻であり、サンプリングしたＡ相
出力電圧ＡとサンプリングしたＢ相出力電圧Ｂとを、デ
ジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換器と、 （ｄ）差分・符号補正手段２５，２６であって、アナロ
グ／デジタル変換器の出力に応答し、１サンプル前と現
在とのサンプリングデータの差分（Ａ_ｎ−１−Ａｎ），
（Ｂ_ｎ−１−Ｂｎ）を算出し、その算出した差分がレゾ
ルバの回転子の角度φに応じて正または負に符号を補正
する差分・符号補正手段２５，２６と、 （ｅ）差分・符号補正手段２５，２６の出力に応答し、
φを実角度とするとき、符号補正された一方の前記差分
（Ａ_ｎ−１−Ａｎ）を算出する第１算出手段と、 （ｆ）差分・符号補正手段２５，２６の出力に応答し、
符号補正された他方の前記差分（Ｂ_ｎ−１−Ｂｎ）を算
出する第２算出手段と、 （ｇ）入力される推定角度θの信号に応答し、推定角度
θのsinθとcosθの値を出力するsin・cos出力手段と、 （ｈ）第１算出手段と第２算出手段とsin・cos出力手段
とからの出力に応答し、sinφ、cosφ、sinθ、cosθに
よって偏差φ−θを算出する第３算出手段と、 （ｉ）第３算出手段の出力に応答し、偏差φ−θを積分
して推定角速度ｖを算出する第１積分器２９と、 （ｊ）第３算出手段の出力に応答し、偏差φ−θが与え
られ、比例要素を有し、系を安定化する位相補償器３１
と、 （ｋ）第１積分器２９の出力と位相補償器３１の出力と
を積分し、推定角度θを算出して第１算出手段に与える
第２積分器３０とを含むことを特徴とするレゾルバ／デ
ジタル変換装置である。本発明は、励磁信号発生回路１
２は、矩形波の励磁信号を導出し、アナログ／デジタル
変換器は、励磁信号の波形の切替わり時刻から前記Ａ相
およびＢ相出力電圧Ａ，Ｂが安定する所定時間遅れたサ
ンプリング時刻でサンプリングを行うことを特徴とす
る。

【０００７】

【０００８】レゾルバ／デジタル変換装置は、レゾルバ
本体と、アナログ／デジタル変換器（以下、Ａ／Ｄ変換
器と略記する）と演算手段とを有する。電動機や内燃機
関などの回転機器は、マイクロコンピュータを内蔵する
制御装置を有し、前記演算装置は、この制御装置で実現
される。つまり、本発明の演算手段は、レゾルバ専用集
積回路でなく、回転機器に設けられる制御装置のソフト
ウェアとして実現される。これによって、レゾルバ／デ
ジタル変換装置の低コスト化が図られる。

【０００９】前述したように、Ａ／Ｄ変換器では、サン
プリングデータは直流誤差を含む。したがって、１周期
に１回のサンプリングを行なうレゾルバ／デジタル変換
装置では、正確に回転角度を算出することが困難であ
る。これに対し、本発明では、サンプリングを励磁信号
１周期のうち２回行い、連続する２回のデータを引き算
によって、誤差が除去される。これによって、安価なＡ
／Ｄ変換器であっても高精度に角度を検出することがで
きる。また従来技術のように、１周期あたりに多点をサ
ンプリングし、フーリエ変換して角度を算出する場合に
は、演算手段での演算処理量が膨大となり、回転機器に
設けられる制御装置では処理できない場合があるが、本
発明では２点のみのサンプリングであるので、回転機器
に設けられる制御装置で充分に演算可能である。また、
１周期あたり２点のみのサンプリングであるので、低速
のＡ／Ｄ変換器を用いることができ、これによっても低
コスト化が図られる。

【００１０】Ａ／Ｄ変換器は、たとえば−２．５Ｖ〜＋
２．５Ｖの入力信号を変換するタイプ（両入力タイプ）
と、０Ｖ〜５Ｖの入力信号を変換するタイプ（片入力タ
イプ）とがあり、両入力タイプの場合には、励磁信号は
極性に関して対称の波形を必要とする。本発明では、サ
ンプリングした２点のデータを引き算して演算するの
で、励磁信号を、極性に関して対称とする必要がない。
したがって、安価な素子を使用可能であり、装置の低コ
スト化が図られる。

【００１１】

【００１２】これによって、安定してサンプリングを行
なうことができる。本発明は、励磁信号発生回路１２
は、ノコギリ波、三角波または正弦波の励磁信号を導出
することを特徴とする。

【００１３】レゾルバ／デジタル変換装置がアナログ回
路素子で構成される場合は、回路の構成上の理由から、
励磁信号を正弦波波形とすることが多い。しかし、本発
明においては、励磁信号が正弦波に限定されることはな
く、矩形波や高調波を含む歪み波であってもよい。

【００１４】

【００１５】本発明は、回転機器は、電動機または内燃
機関であって、電動機または内燃機関に備えられ、電動
機または内燃機関を制御し、マイクロコンピュータ１４
を内蔵する制御装置が設けられ、この制御装置は、前記
差分・符号補正手段２５，２６と、第１算出手段と、第
２算出手段と、sin・cos出力手段と、第３算出手段と、
第１積分器２９と、位相補償器３１と、第２積分器３０
とを、ソフトウェアの実行によって実現することを特徴
とする。

【００１６】本発明は、レゾルバ本体を準備し、このレ
ゾルバ本体は、固定子に、９０度の位相差をもつＡ相巻
線１とＢ相巻線２とが巻かれ、回転機器によって回転さ
れる回転子に、励磁巻線３が巻かれ、励磁巻線３と、Ａ
相巻線１およびＢ相巻線２との磁気的な結合は、回転子
の回転角度φによって変化する１相励磁２相出力の構成
を有し、励磁信号発生回路１２から、一定の角周波数ω
０および一定の振幅Ｖｒの周期的な交流電圧である励磁
信号を、励磁巻線３に、印加し、アナログ／デジタル変
換器によって、Ａ相巻線１からのＡ相出力電圧Ａと、Ｂ
相巻線２からのＢ相出力電圧Ｂとを、同時刻でサンプリ
ングし、このサンプリング時刻は、励磁信号の１周期の
うち、半周期毎に１８０度の位相差をもって１回ずつ、
合計２回、サンプリングを行う時刻であり、こうしてサ
ンプリングしたＡ相出力電圧ＡとＢ相出力電圧Ｂとを、
デジタル信号に変換し、差分・符号補正手段２５，２６
によって、アナログ／デジタル変換器の出力に応答し、
１サンプル前と現在とのサンプリングデータの差分（Ａ
_ｎ−１−Ａｎ），（Ｂ_ｎ−１−Ｂｎ）を算出し、その算
出した差分がレゾルバの回転子の角度φに応じて正また
は負に符号を補正し、第１算出手段によって、差分・符
号補正手段２５，２６の出力に応答し、φを実角度とす
るとき、符号補正された一方の前記差分（Ａ_ｎ−１−Ａ
ｎ）を算出し、第２算出手段によって、差分・符号補正
手段２５，２６の出力に応答し、符号補正された他方の
前記差分（Ｂ_ｎ−１−Ｂｎ）を算出し、sin・cos出力手
段によって、入力される推定角度θの信号に応答し、推
定角度θのsinθとcosθの値を出力し、第３算出手段に
よって、第１算出手段と第２算出手段とsin・cos出力手
段とからの出力に応答し、sinφ、cosφ、sinθ、cosθ
によって偏差φ−θを算出し、第１積分器２９によっ
て、第３算出手段の出力に応答し、偏差φ−θを積分し
て推定角速度ｖを算出し、位相補償器３１によって、第
３算出手段の出力に応答し、偏差φ−θが与えられ、比
例要素を有し、系を安定化し、第２積分器３０によっ
て、第１積分器２９の出力と位相補償器３１の出力とを
積分し、推定角度θを算出して第１算出手段に与えるこ
とを特徴とするレゾルバ／デジタル変換方法である。

【００１７】本発明に従えば、２点サンプリング点で回
転角度を算出するので、誤差のうち、直流成分が除去さ
れ、高精度に回転角度を検出することができる。また、
Ａ／Ｄ変換器は安価なものでよく、これによって低コス
ト化が図られる。

【００１８】

【発明の実施の形態】本発明で対象とするレゾルバは、
１相励磁・２相出力方式のレゾルバである。回転子の巻
線に電流を流すためには給電のためにスリップリングと
ブラシが必要になるが、スリップリングとブラシとを回
転変圧器に置き換えたブラシレスタイプのレゾルバもあ
る。

【００１９】１相励磁・２相出力方式のレゾルバの代表
的な構成を図１に示す。この例では、幾何的に９０度の
位相差をもつ２つの巻線、Ａ相巻線１とＢ相巻線２とが
固定子に巻かれ、回転子には１つの巻線、Ｒ相巻線３が
巻かれている。Ｒ相巻線３は励磁巻線とも呼ばれる。Ｒ
相巻線は回転子に固定されているために、回転子の回転
に伴って向きを変える。固定子側の２つの巻線、すなわ
ちＡ相巻線１とＢ相巻線２は幾何的に互いに直交してお
り、磁気的な結合はない。Ｒ相巻線には、通常、一定の
角周波数、一定の振幅の正弦波交流電圧が印加される。
この結果、回転子はこの角周波数で励磁される。印加さ
れる交流電圧の電圧の振幅をＶｒとし、角周波数をωｏ
とする。Ｒ相巻線３と、Ａ相巻線１およびＢ相巻線２と
の間の磁気的な結合は、レゾルバ軸の回転角度によって
変化する。Ｂ相巻線２とＡ相巻線１とは、幾何的に９０
度の位相差をもつ。レゾルバの回転角度をφとし、Ｒ相
巻線３と、Ａ相巻線１およびＢ相巻線２との間の磁気的
な結合係数Ｍａｒ，Ｍｂｒは、回転子の回転角度φの関
数となる。 Ｍar＝Ｍcosφ，Ｍbr＝Ｍsinφ

【００２０】ここにＭは正定数であって、レゾルバの構
造と巻線とによって決まる。いまＲ相巻線３に角周波数
ωｏの交流電圧ｆｏ（ｔ）を印加する。ここにｔは時刻
を表している。このときＡ相巻線１とＢ相巻線２とに誘
起させる電圧Ｖａ，Ｖｂは以下のようになる。 Ｖa＝Ｍarｆo（ｔ）＝Ｍcosφｆo（ｔ） Ｖb＝Ｍbrｆo（ｔ）＝Ｍsinφｆo（ｔ）

【００２１】産業界で広く用いられているレゾルバ／デ
ジタル変換装置は、上記のＡ相巻線１、Ｂ相巻線２に誘
起される瞬時電圧Ｖａ，Ｖｂおよび、Ｒ相巻線３に印加
される電圧ｆｏ（ｔ）をもとに、回転子の角度φを求
め、デジタル値に変換するものである。 φ＝tan^-1（Ｖa／Ｖb）

【００２２】レゾルバデジタル変換装置が、アナログ回
路素子で構成される場合は、回路の構成上の理由から、
励磁電圧を正弦波波形とすることが多い。

【００２３】この場合、上記交流電圧ｆｏ（ｔ）は正弦
波波形となり、交流電圧の振幅をＶｒｏとすれば、 ｆo（ｔ）＝Ｖro sinωo t と表現できる。このときのＡ相巻線１とＢ相巻線２とに
誘起される電圧Ｖａ，Ｖｂの一例を図２に示す。また、
レゾルバの出力信号が、Ａ／Ｄ変換器によって取込ま
れ、ソフトウェアでレゾルバ／デジタル変換が行われる
場合には、回路構成をシンプルにするために、励磁信号
を矩形波波形とすることも可能である。交流電圧の振幅
をVrrとすれば、交流電圧ｆo（ｔ）は次のように表現で
きる。 ｆo（ｔ）＝Vrr sgn(sinωot)

【００２４】ここに関数sgn()は符号関数であり、かっ
こ内が正の値をもつときには＋１の値を、負の値をもつ
ときには−１の値をとる。このときのＡ相とＢ相の巻線
に誘起される電圧Ｖａ，Ｖｂの一例を図３に示す。

【００２５】図４は、本発明の実施の一形態のレゾルバ
／デジタル変換装置１０のハードウェア構成を示す図で
ある。レゾルバ／デジタル変換装置１０は、レゾルバ本
体１１と、励磁信号発生回路１２と、Ａ／Ｄ変換器１３
と、マイクロコンピュータ１４とから構成される。レゾ
ルバ本体１１は、回転角度を検出するモータなどの回転
機器に取付けられ、前述したＡ相巻線、Ｂ相巻線、Ｒ相
巻線を有する。励磁信号発生回路１２は、Ｒ相巻線を励
磁する回路であり、Ａ／Ｄ変換器１３は、Ａ相巻線用の
Ａ／Ｄ変換器１３ａとＢ相巻線用Ａ／Ｄ変換器１３ｂと
を有する。マイクロコンピュータ１４は、回転機器の制
御装置に内蔵されるものであり、本来、回転機器を制御
するために設けられるものであるが、本発明では、これ
をレゾルバ／デジタル変換装置の角度算出の演算に用い
る。

【００２６】本実施形態では、励磁信号発生回路１２
は、矩形波を発生することを特徴としている。矩形波
は、デジタル素子によって構成されるカウンタ・タイミ
ング回路１５で発生される。この矩形波は、巻線を励磁
するのに必要な電圧に増幅回路１６で増幅され、レゾル
バ本体のＲ相巻線に供給される。また、矩形波の増幅回
路は、巻線を励磁するために充分な電流を供給できるも
のとする。増幅回路１６のゲインは１でもよく、この場
合は産業界で広く用いられるデジタル回路用素子を使用
してもよい。本実施形態では、正弦波を取扱う必要がな
いので、巻線を駆動するためのリニアアンプや正弦波発
振回路が不要となる。また、カウンタ・タイミング回路
１５は、Ｒ相励磁信号だけでなく、Ａ／Ｄ変換器１３へ
の変換開始信号、マイクロコンピュータ１４への変換終
了信号を生成する。次に、図５を参照してカウンタ・タ
イミング回路１５について説明する。

【００２７】カウンタ・タイミング回路１５はデジタル
回路で構成され、１つのバイナリカウンタ２０と、２つ
の比較器２１，２２で構成される。バイナリカウンタ２
０の最上位ビットはそのままＲ相励磁電圧波形として出
力される。この出力は、Ｒ相に励磁に必要な電流を流す
ための増幅回路（バッファＩＣ）１６に与えられる。比
較器２１は、バイナリカウンタの下位ｎ−１ビットと、
もう１つの予め定められた値Ｅとを比較して、値が一致
したときに変換終了信号を生成する。

【００２８】Ａ相巻線に誘起されている電圧ＶａとＢ相
巻線に誘起される電圧Ｖｂは、それぞれＡ／Ｄ変換器１
３によってアナログ値からデジタル値に変換される。Ａ
／Ｄ変換器１３によってＶａとＶｂとがサンプリングさ
れるのは同時刻である。

【００２９】図６は、カウンタ・タイミング回路１６に
よる変換開始信号および変換終了信号のタイミング・チ
ャートである。励磁信号（Ｒ相駆動信号）は矩形波であ
り、安定した一定の電圧値を半周期毎にとるので、Ａ相
巻線およびＢ相巻線電圧は、励磁信号の電圧の切替わり
後に、安定した一定電圧をとる。したがって、この安定
した部分でサンプリングされるように、変換開始時刻を
決定する値Ｓが決定される。Ａ／Ｄ変換を行なうには、
変換器の特性によって定まる変換時間を要するので、変
換開始信号の時刻と、変換終了信号の時刻の時間差は、
Ａ／Ｄ変換器１３の変換時間よりも大きく取られ、この
変換時間から前記予め定める値Ｅが決まる。サンプリン
グは、搬送波（励磁信号）の１周期のうちに２回行われ
る。１回は、搬送波が正の値をとる半周期内の１つの時
刻であり、もう１回は搬送波に対しておよそ１８０度の
位相差をもって行われる。矩形波の信号によって励磁さ
れるので、Ａ相巻線電圧およびＢ相巻線電圧も、１周期
に２回の安定した一定の電圧値が存在し、１８０度の位
相差をもって１周期に２回サンプリングする場合、安定
した値をサンプリングすることができる。これによっ
て、伝送線路の特性などによってサンプリングの時間遅
れが発生したとしても、一定の値をサンプリングするこ
とができ、変換誤差を低減させることができる。

【００３０】次に、図７を参照してマイクロコンピュー
タ１４の内部でソフトウェアによって行われる処理を示
す。Ａ相巻線電圧、Ｂ相巻線電圧は、Ａ／Ｄ変換器１３
ａ，１３ｂによってデジタル化され、マイクロコンピュ
ータ１４によってその値が読込まれた後、差分・符号補
正処理される。次に、図８を参照して、差分・符号補正
処理について説明する。

【００３１】時刻０から１５の間に、ＡＤ変換器１３に
よりＡ相（sin成分）のデータをそれぞれＡ０からＡ１
５までサンプリングしたとき、以下の処理を行う。 （Ａ０−Ａ１）・sgn、（Ａ１−Ａ２）・sgn、（Ａ２−
Ａ３）・sgn、（Ａ３−Ａ４）・sgn、…、（Ａ_ｎ−１−
Ａｎ）・sgn

【００３２】搬送波fo(t)の周波数成分を除去するため
に、１サンプル前の時刻のサンプリングデータから現在
時刻のサンプリングデータを引いて差分を算出する。図
８の縦の点線部分はモータの角度が１８０度を超えたこ
とを意味する。１８０度を超えたとき差分の符号を正か
ら負に変える必要がある。差分に関数sgnを乗算して符
号を補正する。この例の場合は、時刻が０，２，４，
６，８，１０，１２，１４のとき、s gn＝−１であり、
時刻が１，３，５，７，９，１１，１３，１５のとき、
sgn＝＋１である。１８０度以前において（Ａ_ｎ−１−
Ａｎ）・sgnは正の値となり、１８０度以後において
（Ａ_ｎ−１−Ａｎ）・sgnを負の値とすることができ
る。

【００３３】以上の搬送波fo(t)の周波数成分を目的と
した処理は、サンプリングデータの差分を算出するた
め、次の２つの働きを有する。サンプリングデータに
含まれるＡ／Ｄ変換器の直流分誤差の除去、サンプリ
ングデータに高域通過フィルタをかけることができる。

【００３４】本発明では、推定角度θを求めるのに、実
角度φと推定角度θとの偏差φ−θを算出し、この偏差
と２個の積分器を用いて、推定角速度ｖおよび推定角度
θを算出する。

【００３５】図９は、実角度φから推定角速度ｖを求め
る伝達関数のブロック図である。積分器３０からの出力
が推定角度θであり、この推定角度θと、実際の角度φ
とから偏差φ−θが算出される。この偏差φ−θは、ゲ
インを乗じた後、再び上記の積分器３０に入力される。
このことによって、推定角度θは、常に実際の角度に追
従しようと働く。したがって、推定角度θが実際の角度
φに追従するように、フィードバックゲインを選べば、
積分器３０への入力は推定角速度ｖとして利用される。
回転機器が一定回転で回り続ける場合、速度は一定にな
るので、積分器３０への入力はゼロでない一定値でなけ
ればならない。一方、推定角度θが実角度φに完全にト
ラッキングしてしまえば、角度の偏差φ−θはゼロとな
る。この場合には、フィードバックゲインに積分器を含
ませる必要がある。これが積分器２９である。また、フ
ィードバックゲインが積分器のみの場合は、系が安定と
ならない。そこで、比例要素をフィードバックゲインに
追加して、ダイピングを追加する。これが位相補償器３
１である。位相補償器３１の出力は、第１積分器２９の
出力である推定角速度ｖに加えられておらず、これによ
って実角度φが変化したときの誤差を抑制することがで
きる。よって、最終的な制御構成図は、図９に示すよう
になる。図９の制御系の伝達関数は次のようになる。 ｖ／φ ＝ sＫ_Ｉ／(s²＋sＫp＋Ｋ_Ｉ)

【００３６】ω_n ²＝Ｋ_Ｉ，２ζω_n＝Ｋpとすれば、自然
角周波数ω_nおよび減衰定数ξを適切に選ぶことによ
り、ブロック図中のＫ_ＩとＫpを決定することができ
る。たとえば、減衰定数ξ＝１／√２とする。

【００３７】次に、図７のマイクロコンピュータ１４の
ブロック図と、図１０のフローチャートを参照して、回
転速度推定値と、回転角度推定値の算出方法を説明す
る。

【００３８】まず、ステップＳ１において、Ａ／Ｄ変換
器１３ａ，１３ｂで変換されたＡ相とＢ相のサンプリン
グデータがマイクロコンピュータ１４に読込まれる。ス
テップＳ２では、sgn＝１であるか否かが判断され、１
の場合は、ステップＳ３に進み、−１の場合は、ステッ
プＳ４に進む。ステップＳ３では、Ａ_ｎ−１−Ａｎが、
si nφとして算出され、Ｂ_ｎ−１−Ｂｎが、cosφとし
て算出される。ここで、φは実際の角度である。次に、
ステップＳ５で、推定角度θのsinとcosの値をsin cos
テーブル２７から読出す。ステップＳ６では、演算回路
２８で、φ−θ＝sinφ cosθ−cosφ sinθを演算し、
偏差φ−θを算出する。ステップＳ７では、積分器２９
で積分し、ステップＳ８で積分値ｓに定数Ｋ_Ｉ・τを乗
じて推定角速度ｖを算出する。次のステップＳ９では、
推定角速度ｖを積分器３０で積分するとともに、位相補
償器３１で位相補償を行い、推定角度θを算出する。つ
まり、Ｋ_Ｉ・τ²・ｓ＋Ｋp・τ・（φ−θ）を算出す
る。また、この推定角度θは、前述したsin cosテーブ
ル２７で参照される。最後のステップＳ１０で、Ａ_n-1
＝Ａ_n，Ｂ_n-1＝Ｂ_nとしてサンプリングデータを１つず
つずらして一連の処理が終了する。このようなスタート
からエンドまでの一連の処理を、マイクロコンピュータ
１４の制御周期毎に行なう。

【００３９】

【発明の効果】本発明によれば、サンプリングを励磁信
号の１周期のうち２回行い、連続する２回のデータを引
き算するので、サンプリングデータに直流誤差が含まれ
ていたとしても、引き算によって、誤差が除去され、こ
れによって、安価なＡ／Ｄ変換器であっても高精度に角
度を検出することができる。また、レゾルバの励磁巻線
を駆動するドライバは、極性に関する対称性を要求され
ないため、安価な素子が使用可能である。

【００４０】また、角度を推定するための演算は、レゾ
ルバ出力１周期に対して２回しか行われず、低速のＡ／
Ｄ変換器が使用可能である。また、演算量も少なくて済
み、回転機器に設けられる制御装置のマイクロコンピュ
ータで演算することができる。以上により、装置の低コ
ストを実現できる。

【００４１】また本発明によれば、励磁信号に矩形波を
用いることで、１周期に２回安定してサンプリングを行
なうことができ、レゾルバ本体の特性に起因する波形歪
みがあっても、精度良く角度検出ができる。また上述し
た実施形態では、励磁信号矩形波としたが、本発明はこ
れに限定されるものでなく、正弦波であってもよく、高
調波を含む歪み波であってもよい。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の対象とするレゾルバの構造を示す図で
ある。

【図２】正弦波で励磁したときのＡ相とＢ相の巻線に誘
起される電圧の波形図である。

【図３】矩形波で励磁したときのＡ相とＢ相の巻線に誘
起される電圧の波形図である。

【図４】本発明の実施の一形態のレゾルバ／デジタル変
換装置１０のハードウェア構成を示す図である。

【図５】カウンタ・タイミング回路１５のブロック図で
ある。

【図６】信号のタイミングを示すタイムチャートであ
る。

【図７】マイクロコンピュータ１４のブロック図であ
る。

【図８】Ｂ相（sin成分）のデータと、それに対する符
号の付与を説明する図である。

【図９】推定角度を算出する伝達関数のブロック図であ
る。

【図１０】マイクロコンピュータで演算するソフトウェ
アのフローチャートである。

【符号の説明】

１ Ａ相巻線 ２ Ｂ相巻線 ３ Ｒ相巻線 １０ レゾルバ／デジタル変換装置 １１ レゾルバ本体１１ １２ 励磁信号発生回路 １３ Ａ／Ｄ変換器 １４ マイクロコンピュータ

フロントページの続き (56)参考文献 特開 平８−334306（ＪＰ，Ａ) 特開 平11−118520（ＪＰ，Ａ) 特開 平10−111145（ＪＰ，Ａ) 特開2000−39337（ＪＰ，Ａ) 実開 平１−165414（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) G01D 5/00 - 5/62 G01B 7/00 - 7/34

Claims (5)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 （ａ）１相励磁２相出力のレゾルバ本体
   １１であって、 固定子に、９０度の位相差をもつＡ相巻線１とＢ相巻線
   ２とが巻かれ、 回転機器によって回転される回転子に、励磁巻線３が巻
   かれ、 励磁巻線３と、Ａ相巻線１およびＢ相巻線２との磁気的
   な結合は、回転子の回転角度φによって変化するレゾル
   バ本体と、 （ｂ）一定の角周波数ω０および一定の振幅Ｖｒの周期
   的な交流電圧である励磁信号を、励磁巻線３に、印加す
   る励磁信号発生回路１２と、 （ｃ）アナログ／デジタル変換器１３ａ，１３ｂであっ
   て、 Ａ相巻線１からのＡ相出力電圧Ａと、Ｂ相巻線２からの
   Ｂ相出力電圧Ｂとを、同時刻でサンプリングし、 このサンプリング時刻は、励磁信号の１周期のうち、半
   周期毎に１８０度の位相差をもって１回ずつ、合計２
   回、サンプリングを行う時刻であり、 サンプリングしたＡ相出力電圧ＡとサンプリングしたＢ
   相出力電圧Ｂとを、デジタル信号に変換するアナログ／
   デジタル変換器と、 （ｄ）差分・符号補正手段２５，２６であって、 アナログ／デジタル変換器の出力に応答し、 １サンプル前と現在とのサンプリングデータの差分（Ａ
   _ｎ−１−Ａｎ），（Ｂ_ｎ−１−Ｂｎ）を算出し、その算
   出した差分がレゾルバの回転子の角度φに応じて正また
   は負に符号を補正する差分・符号補正手段２５，２６
   と、 （ｅ）差分・符号補正手段２５，２６の出力に応答し、 φを実角度とするとき、符号補正された一方の前記差分
   （Ａ_ｎ−１−Ａｎ）を算出する第１算出手段と、 （ｆ）差分・符号補正手段２５，２６の出力に応答し、 符号補正された他方の前記差分（Ｂ_ｎ−１−Ｂｎ）を算
   出する第２算出手段と、 （ｇ）入力される推定角度θの信号に応答し、推定角度
   θのsinθとcosθの値を出力するsin・cos出力手段と、 （ｈ）第１算出手段と第２算出手段とsin・cos出力手段
   とからの出力に応答し、sinφ、cosφ、sinθ、cosθに
   よって偏差φ−θを算出する第３算出手段と、 （ｉ）第３算出手段の出力に応答し、偏差φ−θを積分
   して推定角速度ｖを算出する第１積分器２９と、 （ｊ）第３算出手段の出力に応答し、偏差φ−θが与え
   られ、比例要素を有し、系を安定化する位相補償器３１
   と、 （ｋ）第１積分器２９の出力と位相補償器３１の出力と
   を積分し、推定角度θを算出して第１算出手段に与える
   第２積分器３０とを含むことを特徴とするレゾルバ／デ
   ジタル変換装置。
2. 【請求項２】 励磁信号発生回路１２は、矩形波の励磁
   信号を導出し、 アナログ／デジタル変換器は、励磁信号の波形の切替わ
   り時刻から前記Ａ相およびＢ相出力電圧Ａ，Ｂが安定す
   る所定時間遅れたサンプリング時刻でサンプリングを行
   うことを特徴とする請求項１記載のレゾルバ／デジタル
   変換装置。
3. 【請求項３】 励磁信号発生回路１２は、 ノコギリ波、三角波または正弦波の励磁信号を導出する
   ことを特徴とする請求項１記載のレゾルバ／デジタル変
   換装置。
4. 【請求項４】 回転機器は、電動機または内燃機関であ
   って、 電動機または内燃機関に備えられ、電動機または内燃機
   関を制御し、マイクロコンピュータ１４を内蔵する制御
   装置が設けられ、 この制御装置は、前記差分・符号補正手段２５，２６
   と、第１算出手段と、第２算出手段と、sin・cos出力手
   段と、第３算出手段と、第１積分器２９と、位相補償器
   ３１と、第２積分器３０とを、ソフトウェアの実行によ
   って実現することを特徴とする請求項１〜３のうちの１
   つに記載のレゾルバ／デジタル変換装置。
5. 【請求項５】 レゾルバ本体を準備し、 このレゾルバ本体は、 固定子に、９０度の位相差をもつＡ相巻線１とＢ相巻線
   ２とが巻かれ、 回転機器によって回転される回転子に、励磁巻線３が巻
   かれ、 励磁巻線３と、Ａ相巻線１およびＢ相巻線２との磁気的
   な結合は、回転子の回転角度φによって変化する１相励
   磁２相出力の構成を有し、 励磁信号発生回路１２から、一定の角周波数ω０および
   一定の振幅Ｖｒの周期的な交流電圧である励磁信号を、
   励磁巻線３に、印加し、 アナログ／デジタル変換器によって、 Ａ相巻線１からのＡ相出力電圧Ａと、Ｂ相巻線２からの
   Ｂ相出力電圧Ｂとを、同時刻でサンプリングし、 このサンプリング時刻は、励磁信号の１周期のうち、半
   周期毎に１８０度の位相差をもって１回ずつ、合計２
   回、サンプリングを行う時刻であり、 こうしてサンプリングしたＡ相出力電圧ＡとＢ相出力電
   圧Ｂとを、デジタル信号に変換し、 差分・符号補正手段２５，２６によって、 アナログ／デジタル変換器の出力に応答し、 １サンプル前と現在とのサンプリングデータの差分（Ａ
   _ｎ−１−Ａｎ），（Ｂ_ｎ−１−Ｂｎ）を算出し、その算
   出した差分がレゾルバの回転子の角度φに応じて正また
   は負に符号を補正し、 第１算出手段によって、 差分・符号補正手段２５，２６の出力に応答し、 φを実角度とするとき、符号補正された一方の前記差分
   （Ａ_ｎ−１−Ａｎ）を算出し、 第２算出手段によって、 差分・符号補正手段２５，２６の出力に応答し、 符号補正された他方の前記差分（Ｂ_ｎ−１−Ｂｎ）を算
   出し、 sin・cos出力手段によって、 入力される推定角度θの信号に応答し、推定角度θのsi
   nθとcosθの値を出力し、 第３算出手段によって、 第１算出手段と第２算出手段とsin・cos出力手段とから
   の出力に応答し、sinφ、cosφ、sinθ、cosθによって
   偏差φ−θを算出し、 第１積分器２９によって、 第３算出手段の出力に応答し、偏差φ−θを積分して推
   定角速度ｖを算出し、 位相補償器３１によって、 第３算出手段の出力に応答し、偏差φ−θが与えられ、
   比例要素を有し、系を安定化し、 第２積分器３０によって、 第１積分器２９の出力と位相補償器３１の出力とを積分
   し、推定角度θを算出して第１算出手段に与えることを
   特徴とするレゾルバ／デジタル変換方法。