JP6341770B2 - ２相信号位相検出装置及び２相信号位相検出方法 - Google Patents

Description

本発明は、２相信号の位相を検出する装置に関し、特にモータ又は内燃機関の回転軸等の回転する検出対象に接続されるレゾルバの２相出力信号の位相を検出する装置に関する。

モータ制御や発電装置等の分野では、回転軸等の回転数又は回転角を検出する技術が必要である。従来、回転する検出対象に接続されたレゾルバの２相出力信号に対してＡＤ変換を施して、回転角度位置および回転角速度の推定値を求めるレゾルバデジタル変換装置が知られている（特許文献１又は特許文献２を参照）。この装置は、推定角度θを求めるのに、実角度φと推定角度θとの偏差φ−θを算出し、この偏差を推定角度θの検出誤差として推定角度θの検出ループに入力することによって、推定角速度ωおよび推定角度θを算出する。この方式は、トラッキング方式と呼ばれる。

特開２００２−１６２２５５号公報 特開２００４−３０１７１１号公報

しかしながら、従来のトラッキング方式における速度と角度の推定器の入力として用いられるレゾルバのＡ相出力信号（ｃｏｓφ信号）とＢ相出力信号（ｓｉｎφ信号）との振幅が不揃いである場合、推定器の入力に外乱が重畳されることになる。このため推定速度と推定角度にリプルが含まれる。この推定速度を例えばモータの速度フィードバック制御の検出値として用いる場合にはモータのトルクリプルを招き、モータの速度が不安定となる。この課題は、レゾルバの出力信号には限らず、ｃｏｓφ信号とｓｉｎφ信号とからなる２相信号でれば直面する課題である。

本発明は、以上のような課題を解決するためになされたものであり、２相信号の振幅の不揃いに起因するリプル成分を含まない推定位相及び推定角速度を取得可能な２相信号の位相検出装置を提供することを目的とする。

上記の課題を解決するために、本発明に係る２相信号位相検出装置は、ｃｏｓφ信号とｓｉｎφ信号とからなる２相信号を、ＤＤＳＲＦ(Double Decoupled Synchronous Reference Frame）又はこれと等価な複素フィルタを用いて、正相成分と逆相成分とに分離する成分分離器と、前記成分分離器によって分離された前記２相信号の正相成分のｑ軸信号にフィーバック制御の補償器によって補償を施して前記２相信号の正相成分の推定位相及び推定角速度を取得し、当該推定位相を前記成分分離器に出力する位相及び角速度推定器と、を備える。

上記構成により、成分分離器によって分離された２相信号の正相成分のｑ軸信号は２相信号の位相と推定位相との誤差が小さい範囲においては当該位相推定誤差の信号と見なすことができる。また、位相及び角速度推定器から出力される正相成分の推定位相が成分分離器に出力されるので、成分分離器と位相及び角速度推定器とによって正相成分のトラッキング方式による位相検出ループが構成される。従って、２相信号における正相成分の位相と推定位相との誤差信号に相当するｑ軸信号にフィーバック制御の補償を施すことにより正相成分の推定角速度を取得し且つ当該推定角速度を積分することにより推定位相を取得することができる。この際、２相信号におけるｃｏｓφ信号とｓｉｎφ信号との振幅が不揃いであるとこの振幅の不揃いが２相信号の逆相成分として表れるが、この逆相成分が成分分離器によって分離されるとともに２相信号の正相成分のみに基づいて推定位相と推定角速度とが取得される。よって、２相信号におけるｃｏｓφ信号とｓｉｎφ信号との振幅が不揃いであっても、その不揃いに起因するリプル成分を含まない推定位相と推定角速度とを取得することができる。

前記位相及び角速度推定器は、２相信号の角速度の変化に応じて、前記補償器の補償要素のゲインを変化させるよう構成されてもよい。

成分分離器と位相及び角速度推定器とによって構成される位相検出ループのトラッキング制御性能を好適に発揮させるためには、位相検出誤差に対して補償器の補償要素のゲインをｑ軸信号の応答特性に適合させる必要がある。その一方、２相信号が、例えば、回転機に設けられたレゾルバの出力信号である場合には、２相信号の角速度（周波数）が変化する。このような場合には、ある角速度に適正なゲインであっても他の角速度に対しては適正ではなくなる。上記構成によれば、２相信号の角速度の変化に応じて、補償器の補償要素のゲインを変化させて適正なゲインを設定することができるので、２相信号の角速度が変化しても、２相信号におけるsinφ信号とｃｏｓφ信号との振幅の不揃いに起因するリプル成分を含まない推定位相と推定角速度とを取得することができる。

前記２相信号は、回転機に設けられたレゾルバのｃｏｓφ信号としてのＡ相信号とsinφ信号としてのＢ相信号とを含む出力信号でもよい。

上記構成により、モータ制御や内燃機関等の発電装置の分野において回転軸の回転数又は回転角を検出することができる。

本発明によれば、２相信号の振幅の不揃いに起因するリプル成分を含まない推定位相及び推定角速度を取得可能な２相信号の位相検出装置を提供することができる。

本発明の２相信号位相検出装置の構成を示すブロック図である。 本発明をレゾルバの出力信号の処理に適用した実施例の２相信号位相検出装置の構成を示すブロック図である。 図２の成分分離器（ＤＤＳＲＦ）の構成を示すブロック図である。 図２の成分分離器のフィルタ通過後の伝達関数の周波数応答を示すグラフである。 図２の成分分離器のフィルタ通過前の伝達関数の周波数応答を示すグラフである。 比較例の２相信号位相検出装置の構成を示すブロック図である。 比較例による角速度及びｄ軸電流のシミュレーション結果のグラフである。 実施例による角速度及びｄ軸電流のシミュレーション結果のグラフである。 実施例による正相及び逆相成分のシミュレーション結果のグラフである。 本発明の実施形態の成分分離器の第１変形例の構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態の成分分離器の第２変形例の構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態の成分分離器の第３変形例の構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態の成分分離器の図１０の形態における正相抽出部の構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態の成分分離器の図１２の形態における正相抽出部の構成を示すブロック図である。 図１４の正相抽出部の実部と虚部を成分ごとに展開したブロック図である。 図１５の正相抽出部の変形例の構成を示すブロック図である。

以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しつつ説明する。全ての図面を通じて同一又は相当する要素には同じ符号を付して、重複する説明は省略する。また、全図面中のｓの文字はラプラス演算子を表す。

（実施形態）
図１は、本発明に係る２相信号位相検出装置の構成を示すブロック図である。図１に示すように、２相信号位相検出装置１は、成分分離器２と、ｑ軸成分抽出器３と、位相及び角速度推定器４（以下、単に推定器ともいう）と、を備える。成分分離器２は、ｃｏｓφ信号とｓｉｎφ信号とからなる２相信号を、推定位相θに基づき且つＤＤＳＲＦ(Double Decoupled Synchronous Reference Frame）又はこれと等価な複素フィルタを用いて、正相成分と逆相成分とに分離する。成分分離器２の具体的構成は、図２に示す例において詳しく説明する。ｑ軸成分抽出器３は、成分分離器２によって分離された２相信号の正相成分及び逆相成分から正相成分のｑ軸信号を抽出する。位相及び角速度推定器４は、ｑ軸成分抽出器３によって抽出されたｑ軸信号にフィーバック制御の補償器によって補償を施して２相信号における正相成分の推定位相θ及び推定角速度ωを取得し、推定位相θを成分分離器２に出力する。

以上の構成によれば、成分分離器２によって分離された２相信号の正相成分のｑ軸信号は２相信号における正相成分の位相と推定位相との誤差が小さい範囲においては当該誤差の信号と見なすことができる。また、位相及び角速度推定器４から出力される正相成分の推定位相が成分分離器２に出力されるので、成分分離器と位相及び角速度推定器とによって正相成分のトラッキング方式による位相検出ループが構成される。従って、２相信号における正相成分の位相と推定位相との誤差信号に相当するｑ軸信号にフィーバック制御の補償を施すことにより正相成分の推定角速度を取得し且つ当該推定角速度を積分することにより推定位相を取得することができる。この際、２相信号におけるｃｏｓφ信号とｓｉｎφ信号との振幅が不揃いであるとこの振幅の不揃いが２相信号の逆相成分として表れるが、この逆相成分が成分分離器によって分離されるとともに２相信号の正相成分のみに基づいてｓｉｎφ信号の推定位相と推定角速度とが取得される。よって、２相信号におけるｃｏｓφ信号とｓｉｎφ信号との振幅が不揃いであっても、その不揃いに起因するリプル成分を含まない推定位相と推定角速度とを取得することができる。

（実施例）
次に、本発明の実施例について説明する。本実施例は、２相信号位相検出装置がレゾルバの２相出力信号の位相及び角速度を検出する２相信号位相検出装置である形態を例示するものである。本実施例の２相信号位相検出装置は、レゾルバデジタル変換装置に用いられる。レゾルバデジタル変換装置は、モータおよび内燃機関などの回転機器の回転軸などの、回転する検出対象に接続されるレゾルバから出力されるアナログレゾルバデータを、デジタルレゾルバデータに変換して、レゾルバの回転子、すなわち検出対象の回転角度位置および回転角速度の推定値である推定位相および推定角速度を取得する装置である。

図２は、本発明の実施例に係る２相信号位相検出装置の構成とその周辺回路を示すブロック図である。図２に示すように、２相信号位相検出装置１は、レゾルバデジタル変換装置１００に実装されている。レゾルバデジタル変換装置１００は、２相信号位相検出装置１と、第１アナログデジタル変換器４０と、第２アナログデジタル変換器４１と、カウンタ・タイミング回路４２と、ドライバ４３と、を備える。以下では第１アナログデジタル変換器４０及び第２アナログデジタル変換器４１を、第１Ａ／Ｄ変換器４０及び第２Ａ／Ｄ変換器４１と略して表記する。

レゾルバ３０は、例えば、１相励磁２相出力方式と呼ばれるレゾルバである。レゾルバ３０の構成は周知であるので、簡単に説明する。レゾルバ３０は、Ｒ相巻線、Ａ相巻線およびＢ相巻線を含んで構成される。Ｒ相巻線は、励磁巻線とも呼ばれ、回転機器の回転軸に接続される回転子（図示せず）に巻回される。したがってＲ相巻線は、回転機器の回転軸が回転すると、前記回転軸とともに回転する。Ａ相巻線およびＢ相巻線は、互いに磁気的な結合をしないように、幾何的に互いに直角になるようにして、固定子に巻回される。

本実施例は、レゾルバ３０のＲ相巻線には、カウンタ・タイミング回路４２からのＲ相駆動信号に基づいてドライバ４３から励磁電圧が印加される。レゾルバデジタル変換装置１００がアナログ回路素子で構成される場合は、回路の構成上の理由から、Ｒ相巻線には、励磁電圧として、一定の振幅で一定の角周波数の正弦波交流電圧が印加される。これによってＲ相巻線が巻回される回転子は、この角周波数で励磁される。そして、レゾルバ３０は、Ａ相巻線から回転子の回転角度位置φを余弦で表すＡ相巻線電圧を含む第１アナログレゾルバデータを出力し、Ｂ相巻線から回転子の回転角度位置φを正弦で表すＢ相巻線電圧を含む第２アナログレゾルバデータを出力する。

第１Ａ／Ｄ変換器４０は、カウンタ・タイミング回路４２から出力される同期信号に基づいて、レゾルバ３０のＡ相巻線から出力される第１アナログレゾルバデータをサンプリングして、第１デジタルレゾルバデータに変換して、ｃｏｓφ信号としてのＡ相信号を２相信号位相検出装置１に出力する。

第２Ａ／Ｄ変換器４１は、カウンタ・タイミング回路４２から出力される同期信号に基づいて、第１Ａ／Ｄ変換器４０の第１アナログレゾルバデータから第１デジタルレゾルバデータへの変換に同期して、レゾルバ３０のＢ相巻線から出力される第２アナログレゾルバデータをサンプリングして、第２デジタルレゾルバデータに変換して、ｓｉｎφ信号としてのＢ相信号を２相信号位相検出装置１に出力する。

２相信号位相検出装置１は、成分分離器２と、ｑ軸成分抽出器３と、推定器４と、を備える。本実施例では、２相信号位相検出装置１は、ＦＰＧＡ(field programmable gate array)、ＰＬＣ(programmable logic controller)、マイクロコントローラ等の演算装置で構成され、各部は、上記演算装置においてそれに内蔵されているプログラムが実行されることにより実現される機能ブロックである。また２相信号位相検出装置１は、２相信号の位相及び角速度を検出する。

成分分離器２は、ｃｏｓφ信号とｓｉｎφ信号とからなる２相信号Ｖ_αβを、推定位相θに基づき且つＤＤＳＲＦ又はこれと等価な複素フィルタを用いて、正相成分Ｖ_ｄｑ ^＋と逆相成分Ｖ_ｄｑ ⁻とに分離するように構成されている。ここで成分分離器２に入力される２相信号Ｖ_αβは、次式（１）で表されるベクトルである。２相信号の正相成分Ｖ_ｄｑ ^＋と逆相成分Ｖ_ｄｑ ⁻は、それぞれ回転座標系に変換された２相信号のｄ軸信号とｑ軸信号のベクトル表記である。

また、ＤＤＳＲＦは、系統連系インバータ等で系統の電圧又は電流の正相成分と逆相成分を分離して制御するために用いられることが知られている（D.Siemaszko, A, C, rufer, "Power Compensataion Approach and Double Frame Control forGrid Connected Converters" Proc. of IEEE Intrnl.conf. of Power Electoronics and Drive Systems, pp.1263-1268, 2013）。本実施例では、ＤＤＳＲＦは、２相信号Ｖ_αβにおける逆相成分を除去するために用いられる。ＤＤＳＲＦを用いた成分分離器２の具体的な構成については図３で説明する。

ｑ軸成分抽出器３は、成分分離器２により分離された２相信号の正相成分Ｖ_ｄｑ ^＋からｑ軸信号Ｖ_ｑ ^＋を抽出して推定器４に出力するように構成されている。ここで回転座標系における正相成分のｑ軸信号Ｖ_ｑ ^＋とｄ軸信号Ｖ_ｄ ^＋との間には、次式（２）が成り立つ。

ここで位相推定誤差φ−θがゼロに近ければ、次式（３）は充足される。

つまり、成分分離器２によって分離された２相信号の正相成分Ｖ_ｄｑ ^＋のｑ軸信号Ｖ_ｑ ^＋は、２相信号における正相成分の位相φと推定位相θとの位相検出誤差が小さい範囲においては当該位相推定誤差φ−θの信号と見なすことができる。すなわち、ｑ軸成分抽出器３は、位相推定誤差φ−θに相当する正相成分のｑ軸信号Ｖ_ｑ ^＋を位相及び角速度推定器４に出力するように構成されている。

推定器４は、２相信号の正相成分のｑ軸信号Ｖ_ｑ ^＋にフィーバック制御の補償器によって補償を施して正相成分の推定位相θ及び推定角速度ωを取得し、当該推定位相θを成分分離器２に出力するように構成されている。本実施例では、推定器４は、第１積分器５と、比例制御器６と、加算器７と、第２積分器８とを備える。

第１積分器５は、ｑ軸成分抽出器３から入力された正相成分のｑ軸信号Ｖ_ｑ ^＋を時間に関して積分するとともに積分ゲイン値Ｋ_ｉを乗算して、推定角速度ωを算出し、これを加算器７に出力する。

比例制御器６は、ｑ軸成分抽出器３から入力された正相成分のｑ軸信号Ｖ_ｑ ^＋に比例ゲイン値Ｋ_ｐを乗算し、これを加算器７に出力する。

加算器７は、第１積分器５から入力された推定角速度ωに、比例制御器６から入力される信号を加算して、これを第２積分器８に出力するとともに２相信号位相検出装置１の外部に出力する。

第２積分器８は、加算器７から入力される推定角速度ωを、時間に関して積分して推定位相θを算出し、これを成分分離器２に出力するとともに２相信号位相検出装置１の外部に出力する。

このように、２相信号位相検出装置１において、位相及び角速度推定器４からｓｉｎφ信号の推定位相θが出力され、成分分離器２に入力されることにより、成分分離器２とｑ軸成分抽出器３と位相及び角速度推定器４とによってｓｉｎφ信号のトラッキング方式による位相検出ループが構成されている。

図２に示した実施例においては、正相成分のｑ軸信号から推定角速度ωを算出するために、いわゆる比例積分補償器を用いているが、他の構成も可能であり、例えばいわゆる位相補償器を用いることもできる。

また、図２に示した実施例においては、推定角速度ωは、第１積分器５により、ｑ軸成分抽出器３から入力された正相成分のｑ軸信号Ｖ_ｑ ^＋を時間に関して積分するとともに積分ゲイン値Ｋ_ｉを乗算した値としたが、他の構成も可能であり、例えば加算器７により、第１積分器５の出力信号と比例制御器６の出力信号とを加算した値を、推定角速度ωとしてもよい。

図３は、ＤＤＳＲＦを用いた成分分離器２の構成を示すブロック図である。図３に示すように、成分分離器２は、４つの回転座標変換部２０，２１，２２，２３と、２つの加減算器２４、２５と、２つのローパスフィルタ２６，２７とを備えている。

図３において、回転座標変換部２０，２１，２２，２３のＴは、次式（４）又は（５）で表される正回転又は逆回転の回転行列である。ここでθは推定位相である。回転変換では、例えば図示しないサインコサインテーブル器により推定位相θに相当する正弦又は余弦が算出される。

また、図３において、ローパスフィルタ２６，２７のＦは、例えば次式（５）で表される伝達関数である。ここでω_ｃはローパスフィルタの遮断周波数である。

回転座標変換部２０は、入力された２相信号Ｖ_αβに正回転変換を施して、これを加減算器２４に出力する。

回転座標変換部２１は、入力された逆相信号Ｖ_ｄｑｆ ⁻に２倍の正回転変換を施して、これを加減算器２４に出力する。

加減算器２４は、回転座標変換部２０から入力される正回転変換を施した２相信号から、回転座標変換部２１から入力される２倍の正回転変換を施した逆相信号を減算して正相成分Ｖ_ｄｑ ^＋を算出し、これをローパスフィルタ２６に出力する。

ローパスフィルタ２６は、加減算器２４から入力された正相成分Ｖ_ｄｑ ^＋にフィルタリング処理を施し、この正相成分Ｖ_ｄｑｆ ^＋を回転座標変換部２３及びｑ軸成分抽出器３に出力する。

回転座標変換部２２は、入力された２相信号Ｖ_αβに逆回転変換を施し、これを加減算器２５に出力する。

回転座標変換部２３は、入力された正相信号Ｖ_ｄｑｆ ^＋に２倍の逆回転変換を施して、これを加減算器２５に出力する。

加減算器２５は、回転座標変換部２２から入力される逆回転変換後の２相信号から、回転座標変換部２３から入力される２倍の逆回転変換を施した正相信号を減算して逆相成分Ｖ_ｄｑ ⁻を算出し、これをローパスフィルタ２７に出力する。

ローパスフィルタ２７は、加減算器２５から入力された逆相成分Ｖ_ｄｑ ⁻にフィルタリング処理を施し、この逆相成分Ｖ_ｄｑｆ ⁻を、回転座標変換部２１及びｑ軸成分抽出器３に出力する。

［動作］
以上のような構成の２相信号位相検出装置１の動作について説明する。まず、図３において、回転機に設けられたレゾルバ３０のＡ相信号（ｃｏｓφ信号）とＢ相信号（ｓｉｎφ信号）からなる２相出力信号Ｖ_αβが成分分離器２に入力される。成分分離器２は、図３の上の信号経路（Ｖ_αβからＶ_ｄｑｆ ^＋に至る経路）において、回転座標変換部２０により、入力された２相信号Ｖ_αβを推定位相θの回転変換を施し、回転座標系（例えばモータの回転に同期した）における信号Ｖ_ｄｑ ^＋に変換する。この時点でＶ_αβに含まれる正相成分は直流となり、もし逆相の信号がＶ_αβに含まれていると、それに２倍の周波数の信号が重畳される。そこで、成分分離器２は、ローパスフィルタ２６を通過することにより、信号Ｖ_ｄｑ ^＋を、逆相に相当する２倍の周波数の信号が除去された信号Ｖ_ｄｑｆ ^＋に変換する。

一方、成分分離器２は、図３の下の信号経路（Ｖ_αβからＶ_ｄｑｆ ⁻に至る経路）において、回転座標変換部２２により、Ｖ_αβは推定位相θの逆回転変換（すなわち逆相の成分に同期した回転変換）を施し、回転座標系の信号Ｖ_ｄｑ ⁻に変換する。この時点でＶ_αβに含まれる逆相成分は直流になり、正相成分が２倍の周波数の信号として重畳される。そこで、成分分離器２は、ローパスフィルタ２７を通過することにより、信号Ｖ_ｄｑ ⁻を、正相に相当する２倍の周波数の信号が除去された信号Ｖ_ｄｑｆ ⁻に変換する。

更に、図３では、成分分離器２は、回転座標変換部２１及び２３により、抽出された正逆相信号Ｖ_ｄｑｆ ^＋及びＶ_ｄｑｆ ⁻をそれぞれ２倍の逆回転変換及び正回転変換を行う。そして、成分分離器２は、加減算器２４及２５により、信号Ｖ_ｄｑ ^＋及び信号Ｖ_ｄｑ ⁻から正相及び逆相それぞれに同期した座標系において重畳された２倍の周波数成分を差し引いている。これにより、正相及び逆相それぞれの抽出の性能を高めることができる。

次に、成分分離器２の伝達特性について説明する。図４は、成分分離器２のローパスフィルタ２６，２７通過後の伝達関数の周波数応答を示すグラフである。図５は、成分分離器２のローパスフィルタ２６，２７通過前の伝達関数の周波数応答を示すグラフである。ω_０は同期座標系の角速度であり、現在のモータの角速度である。ここでは図３のフィルタ通過前のＶ_ｄｑ ^＋及びフィルタ通過後のＶ_ｄｑｆ ^＋は同期座標系での変数であり、入力Ｖ_αβは固定座標系での変数であるので、Ｖ_ｄｑ ^＋及びＶ_ｄｑｆ ^＋をそれぞれ固定座標系での変数Ｖ_αβ ^＋及びＶ_αβｆ ^＋に変換し、さらにベクトルを複素変数表現に変換して伝達特性を計算している。図４及び図５に示すように、いずれも逆相成分（ω／ω_０＝−１）が完全に除去されている。つまり、図３における正相の抽出信号にはＶ_ｄｑ ^＋又はＶ_ｄｑｆ ^＋のどちらを用いてもよいことを示している。

一方、図４に示すように、フィルタの後ろから抽出された２相信号は元の信号に対して位相が遅れている。これは、フィルタの遅れに起因する。これに対し、図５に示すように、フィルタの手前から正相信号を抽出した場合には位相の遅れはほとんどない。これにより、位相の遅れを考慮する場合には正相の抽出信号にはＶ_ｄｑ ^＋を用いることが望ましい。

また、以上より回転変換はモータの回転に同期しているとして説明したが、もし回転変換の同期がずれているとすると、信号Ｖ_ｄｑ ^＋又はＶ_ｄｑｆ ^＋の第２成分すなわちｑ軸信号Ｖ_ｑ ^＋又はＶ_ｑｆ ^＋が値を持つことになる。よって、本実施例の２相信号位相検出装置１では、図２に示すように、位相角θ又は角速度ωのトラッキングはこのｑ軸信号Ｖ_ｑ ^＋を０とするように制御系が構成されている。この系において、トラッキングの制御性能は、位相角の偏差に対して図２のブロック図から出力されるｑ軸信号Ｖ_ｑ ^＋の応答特性に合わせていかに推定器４の制御ゲインＫ_ｐとＫ_ｉを設定するかに依存する。

一般にモータは回転数が変化するため、成分分離器２と位相及び角速度推定器４の制御パラメータは回転数に応じて変化させることが望ましい。あるモータの回転数ω^＊において、適正なパラメータω_ｃ ^＊，Ｋ_ｐ ^＊ _，Ｋ_ｉ ^＊が選定されたとすると、回転数がωの場合には次のように設定すればよい。この関係はω^＊によって回転数を正規化することにより得られる。
ω_ｃ＝（ω_／ω^＊）×ω_ｃ ^＊
Ｋ_ｐ＝（ω_／ω^＊）×Ｋ_ｐ ^＊
Ｋ_ｉ＝（ω_／ω^＊）^２×Ｋ_ｉ ^＊
尚、制御パラメータをモータの回転数に応じて変化させるためのモータの回転数を表す信号としては、例えば、モータに対する速度指令値を用いてもよい。また、制御パラメータをモータの回転数に応じて変化させる態様としては、例えば、モータの回転数の変化に対してゲインを単調に変化させてもよく、モータの回転数の変化に対してステップ状に変化させてもよい。

このように成分分離器２によって２相信号を正相成分と逆相成分に分離し、正相成分のｑ軸信号を０とするように位相及び角速度推定器４によって位相θと角速度ωを推定し、さらに制御パラメータを回転数に応じて変化させることにより、２相信号の振幅の不揃いに起因するリプル成分を含まないようにすることができる。よって、トラッキング方式のレゾルバデジタル変換装置１００において推定角速度ω及び推定角度θに外乱のリプル成分が無くなり、速度フィードバック制御を行うモータのトルクと速度を安定させることができる。

なお、例えば、モータの回転数が一定であるか又は余り変化しないような用途においては、成分分離器２と位相及び角速度推定器４の制御パラメータを一定にしてもよい。

従って、本実施例によれば、レゾルバ３０のＡ相信号とＢ相信号のＡ／Ｄサンプリング値の振幅が不揃いな環境においても安定なモータの速度制御が実現できる。船舶の主機などを用途とする低回転・大トルクのモータの速度制御を安定させるのに特に効果がある。

［シミュレーション］
本発明者等は、本実施例の効果を検証するために所定の条件下でシミュレーションを行った。比較例として、ＤＤＳＲＦを用いない従来の方法により推定角速度ωおよび推定角度θを算出する２相信号位相検出装置を想定する。図６は、比較例の２相信号位相検出装置の構成を示すブロック図である。２相信号位相検出装置２００は、レゾルバデジタル変換装置３００に実装されている。２相信号位相検出装置２００は、推定角度θを求めるのに、実角度φと推定角度θとの偏差φ−θを算出し、この偏差と２個の積分器を用いて、推定角速度ωおよび推定角度θを算出する。レゾルバデジタル変換装置３００は、１相励磁、２相出力タイプのレゾルバ３０から入力されたＡ相出力信号（ｃｏｓφ信号）とＢ相出力信号（ｓｉｎφ信号）に基づいて、トラッキング方式による速度と角度の推定器を用いてレゾルバ３０の角度・角速度を推定する。比較例の２相信号位相検出装置２００及びレゾルバデジタル変換装置３００の具体的な構成は公知であるので詳細な説明は省略する（例えば本件出願人らによる特開２００４−３０１７１１号公報を参照）。

この２相信号位相検出装置２００では、例えばＡ相信号（ｃｏｓφ信号）がＢ相出力信号（ｓｉｎφ信号）よりもｋだけ振幅値が大きい場合、式（７）のように、真値φと推定値θの角度偏差信号に実角度φの２倍の外乱が重畳される。このため、この角度偏差信号を速度と角度の推定器の入力にしたとき、推定速度に実角度φの２倍の外乱が重畳されることになる。

その結果、モータの角速度を速度フィードバック制御により制御しているとき、この推定速度をフィードバックの検出値として用いる場合、推定速度と推定角度に周期２φのリプル成分の誤差が載り、電動機のトルクリプルを招くという課題がある。

本発明者らは、実施例及び比較例をモータ制御系に実装してレゾルバ信号に不平衡があった場合を想定し、シミュレーションにより両者を比較して効果を検証した。シミュレーションでは、モータの極対数は３、定格回転数は１６．８［ｒａｄ／ｓｅｃ］、定格出力は１．５［ＭＷ］とした。電流制御ループを構成し、速度制御系の偏差から電流指令を生成する制御系とした。このモータ制御系において速度指令、電流指令、３相の電機子電流、ｄｑ軸電流、電気角と電気角速度の推定値を適宜設定した。速度と電流の制御ゲインについても適宜設定した。また、ＰＷＭは考慮せず、端子電圧の指令値を端子電圧の値とした。制御部分は１２５μｓｅｃのサンプリング系とした。入力の速度指令は，２秒で定格に達するランプ入力とした。レゾルバは１０％の不平衡すなわちＡ相をｃｏｓθとするとＢ相は０．９ｓｉｎθとなっているとした。角度推定の初期誤差は不平衡を考慮せずに初期角度を求めたときの最大誤差の約２倍の０．１ｒａｄとした。制御パラメータはω_ｃ／ω_０＝０．７、正規化したゲイン交点を６、位相余裕を４５°になるように選んだ。尚、ここでもω_０は同期座標系の角速度であり、現在のモータの角速度である。そのパラメータを元に、可変ゲインは速度指令が定格の１０％の時の値を下限として設定した。比較例については上記の定格速度に対するものと同じゲインとした。また、実施例のＤＤＳＲＦがほぼ平衡状態になってから制御を開始するように０．５秒後に指令を立ち上げた。電流指令には定格の１２０％でリミッタをかけるように設定した。

以上のような条件により行ったシミュレーションの結果を図７〜図９に示す。図７のグラフは比較例による角速度（ａ）及びｄ軸電流（ｂ）を示し、図８のグラフは実施例による角速度（ａ）及びｄ軸電流（ｂ）を示し、図９のグラフは実施例による正相成分（ａ）及び逆相成分（ｂ）を示している。

図７（ａ）（ｂ）に示すように、比較例では速度は指令に追従しているものの、不平衡の影響によりｄ軸電流の変動が大きく、現実的にはもはや電流制御系として成立していない。

一方、図８（ａ）（ｂ）に示すように、実施例では、ＤＤＳＲＦを通して位相検出ループを構成しているので、初期の位相推定誤差による若干の過渡変動は出ているが、不平衡の影響は完全に消去されている。ここでは４秒後に速度指令をステップ状に−１０％変化させているが、図９に示すように、実施例ではＤＤＳＲＦで抽出された正相及び逆相の信号は安定しており、位相検出ループに乱れは全くなく、良好な応答値が確保されている。

このように、比較例では、２相信号におけるｓｉｎφ信号とｃｏｓφ信号との振幅が不揃いであるとこの振幅の不揃いがｄ軸電流及び角速度の変動として顕著に表れる。これに対し、実施例では、この逆相成分が成分分離器によって分離されるとともに２相信号の正相成分のみに基づいてｓｉｎφ信号の推定位相θと推定角速度ωが取得されるので、２相信号におけるｓｉｎφ信号とｃｏｓφ信号との振幅が不揃いであっても、その不揃いに起因するリプル成分を含まない推定位相θと推定角速度ωとを取得することができる。

（変形例）
次に、上記実施形態の変形例について説明する。上記実施形態の成分分離器２（図３）は、ＤＤＳＲＦを用いて構成されていたが、ＤＤＳＲＦと等価であればこれに限定されるものではない。

図１０は、本発明の実施形態の成分分離器の第１変形例の構成を示すブロック図である。図１０の成分分離器２Ａは、図３のＤＤＳＲＦにおいて加減算器２４と２５を回転座標変換部２０と２２の手前にそれぞれ移動して、固定座標系における正相成分Ｖ_αβｆ ^＋及びＶ_αβｆ ⁻を出力として書き直したものであり、４つの回転座標変換部３１，３２，３３，３４と、２つのローパスフィルタ２６，２７と、２つの加減算器２４，２５を備えている。本変形例では、回転座標変換部３１、ローパスフィルタ２６及び回転座標変換部３２が、正相成分Ｖ_αβｆ ^＋を抽出する正相抽出部５１Ａを構成する。また、回転座標変換部３３、ローパスフィルタ２７及び回転座標変換部３４が、逆相成分Ｖ_αβｆ ⁻を抽出する逆相抽出部５２Ａを構成する。このような構成であっても、成分分離器２Ａは、図３の成分分離器２と等価であるので、上記実施形態と同様な効果を奏することができる。

図１１は、本発明の実施形態の成分分離器の第２変形例の構成を示すブロック図である。図１１に示すように、成分分離器２Ｂは、図１０の変数表現を複素数表現に変形したものであって、図１０の４つの回転座標変換部３１，３２，３３，３４が、複素信号処理を実行する４つの演算ブロック３５，３６，３７，３８に変換されている。本変形例では、正相抽出部５１Ｂは、演算ブロック３５、ローパスフィルタ２６及び演算ブロック３７により構成される。また、逆相抽出部５２Ｂは、演算ブロック３７、ローパスフィルタ２７及び演算ブロック３８により構成される。このような構成であっても、成分分離器２Ｂは、図３の成分分離器２と等価であるので、上記実施形態と同様な効果を奏することができる。

図１２は、図１１を複素係数フィルタを用いて書き直したブロック図である。図１２に示すように、成分分離器２Ｃは、２つの複素係数フィルタ３３Ｃ，３４Ｃと、２つの加減算器３１Ｃ，３２Ｃを備えている。本変形例では、正相抽出部５１Ｃは複素係数フィルタ３３Ｃにより構成される。また、逆相抽出部５２Ｃは複素係数フィルタ３４Ｃにより構成される。図１１において、複素変数Ｖ_αβ ^＋あるいはＶ_αβ ⁻に演算ブロック３５あるいは３７により正の回転座標変換を施し、フィルタ２６あるいは２７を経由して演算ブロック３６により逆の回転座標変換を施し複素変数Ｖ_αβｆ ^＋あるいはＶ_αβｆ ⁻を得るという操作は、複素変数Ｖ_αβ ^＋あるいはＶ_αβ ⁻にフィルタＦの変数を変換した複素係数フィルタＦ（ｓ−ｊω）あるいはＦ（ｓ＋ｊω）を施す操作と等価であるという事実に基づいて図１２が導かれている。このように、図１２に示す変形例では、正相抽出部５１Ｃ及び逆相抽出部５２Ｃが成分分離のために角速度ωを用いるため、位相及び角速度推定器４から成分分離器２Ｃに対して角速度ωを出力するように構成されている。

加減算器３１Ｃは、入力された２相信号Ｖ_αβから、入力された逆相信号Ｖ_αβｆ ⁻を減算して固定座標系の正相成分Ｖ_αβ ^＋を算出し、これを複素係数フィルタ３３Ｃに出力する。複素係数フィルタ３３Ｃは、加減算器３１Ｃから入力された固定座標系の正相成分Ｖ_αβ ^＋にフィルタリング処理を施し、この正相成分Ｖ_αβｆ ^＋を加減算器３２Ｃに出力する。ここでＦ（ｓ−ｊω）は正相のみのバンドパスフィルタである。加減算器３２Ｃは、入力された２相信号Ｖ_αβから、入力された正相信号Ｖ_αβｆ ^＋を減算して固定座標系の逆相成分Ｖ_αβ ⁻を算出し、これを複素係数フィルタ３４Ｃに出力する。複素係数フィルタ３４Ｃは、加減算器３２Ｃから入力された固定座標系の逆相成分Ｖ_αβ ⁻にフィルタリング処理を施し、この逆相成分Ｖ_αβｆ ⁻を加減算器３１Ｃに出力する。ここでＦ（ｓ＋ｊω）は逆相のみのバンドパスフィルタである。ここで複素係数フィルタ３３Ｃ及び３４Ｃの出力Ｖ_αβｆ ^＋及びＶ_αβｆ ⁻は、固定座標系であるので回転座標系に変換した後にｑ軸成分抽出器３に出力する。

このような構成であっても、成分分離器２Ｃは、図３の成分分離器２と等価であるので、上記実施形態と同様な効果を奏することができる。

図１３は、本発明の実施形態の成分分離器の図１０の形態における正相抽出部５１Ａの構成を示すブロック図である。図１３に示すように、正相抽出部５１Ｄは、２つの回転座標変換部３１，３２と、２つのフィルタ２６ａ，２６ｂを備える。本変形例では入力された２相信号ベクトルの要素ごとに演算が行われる。回転座標変換部３１は、入力された２相信号ベクトルのＶ_α及びＶ_βごとに正回転変換を施して、ｄ軸成分Ｖ_ｄをフィルタ２６ａに出力し、ｑ軸成分Ｖ_ｑをフィルタ２６ｂに出力する。フィルタ２６ａは、入力されたｄ軸成分Ｖ_ｄにフィルタリング処理を施して、これを回転座標変換部３２に出力する。フィルタ２６ｂは、入力されたｑ軸成分Ｖ_ｑにフィルタリング処理を施して、これを回転座標変換部３２に出力する。回転座標変換部３２は、入力されたフィルタ２６ａ及び２６ｂの出力毎に逆回転変換を施して、これらを出力する。図１０の逆相抽出部５２Ａも同様に構成できる。このような構成により、図３の成分分離器２を信号成分ごとに構成することができる。

図１４は、図１２に示す正相抽出部５１Ｃ（複素係数フィルタ３３Ｃ）の構成を示すブロック図である。図１４に示すように、正相抽出部５１Ｅは、加減算器５５と、２つの演算ブロック５６，５７を備える。複素数領域でフィルタＦ（ｓ−ｊω）は次式（８）のように変形することができるので、正相抽出部５１Ｅの構成となる。図１２に示す逆相抽出部５２Ｃ（複素係数フィルタ３４Ｃ）も同様に変形することができる。

図１５は、図１４の正相抽出部５１Ｅの実部と虚部を成分ごとに展開した構成例を示すブロック図である。図１５に示すように、正相抽出部５１Ｆは、複素数領域でフィルタＦ（ｓ−ｊω）を変形したものである。１／（ｓ−ｊω）の入出力をＸ_ｒ＋ｊＸ_ｉおよびＹ_ｒ＋ｊＹ_ｉとすると、両者の関係は次式（９）で表すことができる。

（Ｙ_ｒ＋ｊＹ_ｉ）（ｓ−ｊω）＝（Ｘ_ｒ＋ｊＸ_ｉ）・・・（９）
これを実部と虚部に分けると次式（１０）のように表すことができる。

この関係を用いてフィルタＦ（ｓ−ｊω_０）をブロック図に展開したものが図１５である。このような構成であっても、正相抽出部５１Ｆおよび同様の逆相抽出部を用いて、図３の成分分離器２と等価な成分分離器が構成できるので、上記実施形態と同様な効果を奏することができる。

図１６は、図１５の正相抽出部５１Ｆの変形例の構成を示すブロック図である。図１６に示すように、正相抽出部５１Ｇは、複素数領域でフィルタＦ（ｓ−ｊω）を変形したものである。式（１０）をＹ_ｒとＹ_ｉについて解くと、次式（１１）のようになる。

このようにしてＦ（ｓ−ｊω）を置換えても、正相抽出部５１Ｇおよび同様の逆相抽出部を用いて、図３の成分分離器２と等価な成分分離器が構成できるので、上記実施形態と同様な効果を奏することができる。

上記説明から、当業者にとっては、本発明の多くの改良や他の実施形態が明らかである。従って、上記説明は、例示としてのみ解釈されるべきであり、本発明を実行する最良の態様を当業者に教示する目的で提供されたものである。本発明の精神を逸脱することなく、その構造及び機能の少なくとも一方の詳細を実質的に変更できる。

本発明は、位相が直交する２相信号に基づいて推定位相及び推定角速度を検出する装置に用いることができる。例えばモータ制御又は発電装置の分野において回転数・回転角度を検出するためにレゾルバを用い、これをデジタル変換して制御等の実現に供する装置に用いることができる。

１ ２相信号位相検出装置
２，２Ａ，２Ｂ 成分分離器
３ ｑ軸成分抽出器
４ 位相及び角速度推定器
５ 第１積分器
６ 比例制御器
７ 加算器
８ 第２積分器
２０，２１，２２，２３ 回転座標変換部
２４，２５ 加減算器
２６，２７ ローパスフィルタ
３０ レゾルバ
４０，４１ Ａ／Ｄ変換器
４２ カウンタ・タイミング回路
４３ ドライバ
５１Ａ〜５１Ｇ 正相抽出部
５２Ａ 逆相抽出部
５５ 加減算器
５６，５７ 演算ブロック
１００ レゾルバデジタル変換装置
２００ ２相信号位相検出装置
３００ レゾルバデジタル変換装置

Claims (4)

1. ｃｏｓφ信号とｓｉｎφ信号とからなる２相信号を、推定位相に基づき且つＤＤＳＲＦ又はこれと等価な複素フィルタを用いて、正相成分と逆相成分とに分離する成分分離器と、
   前記成分分離器によって分離された前記２相信号の正相成分のｑ軸信号にフィーバック制御の補償器によって補償を施して前記正相成分の推定位相及び推定角速度を取得し、当該推定位相を前記成分分離器に出力する位相及び角速度推定器と、を備える、２相信号位相検出装置。
2. 前記位相及び角速度推定器は、前記正相成分の角速度の変化に応じて、前記補償器の補償要素のゲインを変化させるよう構成されている、請求項１記載の２相信号位相検出装置。
3. 前記２相信号は、回転する検出対象に設けられたレゾルバのｃｏｓφ信号としてのＡ相信号とｓｉｎφ信号としてのＢ相信号とを含む出力信号である、請求項１又は２に記載の２相信号位相検出装置。
4. ｃｏｓφ信号とｓｉｎφ信号とからなる２相信号を、推定位相に基づき且つＤＤＳＲＦ又はこれと等価な複素フィルタを用いて、正相成分と逆相成分とに分離する成分分離ステップと、
   前記成分分離ステップによって分離された前記２相信号の正相成分のｑ軸信号にフィーバック制御の補償器によって補償を施して前記正相成分の推定位相及び推定角速度を取得する位相及び角速度推定ステップと、を含み、
   前記成分分離ステップにおいて用いられる前記推定位相は、前記位相及び角速度推定ステップによって取得した推定位相である、２相信号位相検出方法。

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