CN111224583A - 低速无传感器转子角度估计 - Google Patents

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CN111224583A CN201911154130.XA CN201911154130A CN111224583A CN 111224583 A CN111224583 A CN 111224583A CN 201911154130 A CN201911154130 A CN 201911154130A CN 111224583 A CN111224583 A CN 111224583A
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Abstract

本申请涉及低速无传感器转子角度估计，并且公开一种永磁马达控制器，其将周期信号注入到无刷马达的场取向控制器中。测量无刷马达的定子绕组中的相电流。通过相电流的变换(821)来确定d轴电流和q轴电流。解调(822、823)d轴电流和q轴电流以提取取决于角度的电流特征，该电流特征包括转子角度估计的正弦分量和转子角度估计的余弦分量。通过处理(820)正弦分量和余弦分量来确定转子角度估计(ωre)。

Description

低速无传感器转子角度估计
技术领域
本发明涉及永磁无刷直流马达的转子角度估计。
背景技术
永磁(PM)无刷直流(BLDC)马达用于计算机外围设备(磁盘驱动器、打印机)、手持电动工具、从模型飞行器到汽车的交通工具等。PM BLDC马达消除了电刷的需要并提供高功率重量比、高速和高转矩生成。
永磁马达是其中固定定子引起可移动转子旋转的一种马达。转子通常包括嵌入或连接到转子的多个磁体，并且定子通常包括多个导电绕组。绕组中的电流生成旋转磁场，该磁场与转子的磁体相互作用，从而导致转子旋转。由于定子具有多个绕组，因此控制器所见的马达负载是电感性的。
“无传感器”马达控制是指一种在没有直接传感器测量的情况下数学地推导马达的一个或多个特性(诸如马达速度或转子位置)的方法。无传感器马达控制通常避免使用机械地附接到马达的单独的速度和位置传感器。
发明内容
无刷马达控制器将周期信号注入到无刷马达的场取向控制器中。测量无刷马达的定子绕组中的相电流。通过相电流的变换来确定d轴电流和q轴电流。解调d轴电流和q轴电流以提取取决于角度的电流特征，该电流特征包括转子角度估计的正弦分量和转子角度估计的余弦分量。通过处理正弦分量和余弦分量来确定转子角度估计。
附图说明
图1是具有永磁转子的马达的横截面视图。
图2示出与图1的转子和马达相关联的各种坐标系。
图3是基于周期信号注入的无传感器马达控制的框图。
图4是可以在图3的无传感器驱动控制中使用以提取位置信息的位置传感器的更详细的框图。
图5是用于确定转子角度的PLL观察器的框图。
图6是用于确定转子角度的龙伯格(Luenberger)观察器的框图。
图7是示出作为转子角度的函数的基于显著性的电感特征的曲线图。
图8是使用查找表(LUT)和相位补偿的转子角度估计逻辑的框图。
图9A至图9C是示出PLL观察器的操作的曲线图。
图10A至图10C、图11A至图11C和图12A至图12C是示出图8的转子角度估计逻辑的操作的曲线图。
图13是示出图3的位置/速度估计逻辑的更多细节的框图。
图14是使用LUT和补偿逻辑的转子角度估计的流程图。
图15是使用技术组合的转子角度估计的流程图。
具体实施方式
在附图中，为了一致起见，相似的元件由相似的附图标记表示。
低速无传感器位置估计的挑战有据可查；参见，例如：MJ Corley和RD Lorenz，“Rotor position and velocity estimation for a salient pole PMSM at standstilland high speeds”。在低转子速度下缺少有效的反EMF信号，因此需要使用高频信号注入方法，其利用转子显著性基于电压和电流中的取决于转子位置的特征估计转子角度。这些算法可以分为两个阶段，即，提取取决于位置误差的特征，然后是跟踪观察器(诸如锁相环(PLL))，该观察器更新估计的位置以便将位置误差驱动为零。此类方法在负载的大的阶跃变化时可能由于PLL模型的线性崩溃(breakdown)而失败。
本文提出了一种方法，该方法克服了基于PLL模型的转子位置感测中的局限性，该局限性是由于负载的大的阶跃变化而引起的，该大的阶跃变化可能导致PLL模型的线性崩溃。下文描述的方法通过补偿由解调过程引入的相位滞后来改善角度估计精度。来自角度误差的正弦分量和余弦分量的信息可能会在先前方法失败的情况下以较高的角度误差值采用。在大的角度误差值下有效使用角度误差信息提供稳健的解决方案，并可扩展到角度误差和电流特征之间的任何映射。
如将在下文中更详细地描述的，可以执行从d信道和q信道提取角度信息，然后执行查找表(LUT)和相位补偿器块。通过以这种方式补偿解调函数，可以在慢速马达速度下提供改善的估计精度。
所使用的系统和方法根据马达的速度而变化。当马达静止时，或更具体地说，当转子相对于定子静止时，通过将方波电压注入马达中并测量磁通量的位置或相位和方向来确定转子的位置。转子的位置是指转子的角度，并且术语“转子位置”和“转子角度”用作同义词。当马达以低速操作时，通过将方波注入或叠加到马达的驱动电压上并测量流入马达中的电流来确定转子速度。当马达高速操作时，基于反电动势(电磁场)的常规系统和方法可以用于确定转子的位置。
图1中示出示例马达100的横截面视图。马达100包括定子102和转子104。定子102是固定的并且转子104相对于定子104旋转。定子102具有邻近转子104延伸的多个齿108。齿108中的每一个由导体缠绕以形成线圈或绕组110，当电流在导体中流动时，该线圈或绕组110生成磁场。转子104具有附接到其上的单个磁体或多个磁体。在本文描述的示例中，转子104具有附接到其上或位于其中的单个磁体。在图1的示例中，转子104中的磁体具有分别由其北极N和南极S表示的取向。马达100通过以下方式操作：改变由绕组110产生的磁场，这引起齿108推动或拉动转子104中的磁体，这继而使转子104旋转。因此，通过控制输入到马达100的电流(其输入到定子102)来控制马达100的速度和转矩。
当进入绕组110的输入电流波形的取向近似垂直于转子104中的磁通场的位置时，生成马达100的最大转矩。对于永磁马达，诸如马达100，磁通取向等于转子104的位置。结果，如果已知转子104的瞬时位置，从而可以相应地定位输入电流，则可以在马达100中获得最大转矩。当前位置是指绕组110中的输入电流相对于转子104的位置的相位。通过使用本文公开的装置和方法，转子104的位置被快速确定，这使得马达控制器(在图1中未示出)能够最大化马达100的转矩输出。
图2示出与图1的转子104和马达100相关联的各种坐标系。该坐标系根据与图1的定子102相关联的电流来参考，该电流参考转子104。电流id和iq涉及马达100的q轴202和d轴201，并且相对于转子104是固定的。d/q轴涉及马达100的场取向控制并且是正交的。iM轴203和iN轴204是用作确定转子104的位置的基准的任意轴。iM轴和iN轴可以是马达100中转子104的位置从其确定的预定轴。ia轴205和iβ轴206表示正交坐标系，其中ia轴与马达绕组的相对齐，如下所述。基于该ia轴和iM轴之间的角度的转子104的角度被称为角度θ207。旋转角度θR208被定义为ia轴和id轴之间的角度。随着转子104旋转，旋转角度θR发生变化，并且每单位时间的变化等于转子104的速度。
图3是基于周期信号注入(PSI)的无传感器马达控制的框图。表1列出了以下附图和讨论中使用的各种术语。
表1符号和注释
Figure BDA0002283857570000041
场取向控制器300包括速度控制器302，该速度控制器302从用户或外部源接收参考速度输入信号ωref。速度控制器302将参考速度输入ωref与从位置/速度估计逻辑320输出的估计的速度
Figure BDA0002283857570000042
进行比较。速度控制器302的输出是q轴中的参考电流，通过电流控制304将该参考电流与q轴中的测量的电流进行比较。电流控制器304生成q轴电压Vq。还从外部源接收输入Id，ref，并且通过电流控制器304将其与测量的电流Id进行比较，电流控制器304生成d轴驱动电压Vd。
在该示例中，周期信号306是近似方波信号，其频率在大约2KHz至10KHz的范围内。在适当选择的坐标系(诸如，图2的d-q坐标系201、202)中在电流控制器304的输出端处经由加法器307注入周期信号306。周期信号306引起驱动电压Vd的周期分量，该分量被解调为牛成振幅与
Figure BDA0002283857570000051
成比例变化的信号，
Figure BDA0002283857570000052
是角度误差的两倍的正弦。
电压Vq和Vd输入到逆帕克变换逻辑308，该逆帕克变换逻辑308生成α/β域中的电压Vαβ，参见图2中的轴205、206。
将α/β域中的电压Vαβ输入到空间矢量调制器(SVM)310。SVM 310为马达100生成三相驱动信号，对其进行脉宽调制(PWM)，并放大所得的PWM信号。然后，将放大的三相PWM信号提供给三相逆变器312以驱动马达100。
电流传感器(未示出)监控由逆变器312提供的进入马达100中的电流。电流传感器可以是低值电阻器，其产生与马达100中的相电流成比例的电压信号。在一些示例中，三个相中的一个被监控，并且在其他示例中，两个或三个相被监控。电压信号是模拟值，并且被输入到模数转换器(ADC)314，模数转换器314输山表示测量的电流的数字值。电流的数字值输入到克拉克变换函数316，该函数输出α/β域电流Iα、Iβ或电流Iα、Iβ的表示，参见图2中的轴205、206。
电流Iαβ被输入到执行帕克变换的帕克变换函数318。如下面更详细描述的，估计的转子角度
Figure BDA0002283857570000055
输入到帕克变换318。帕克变换函数318如上所述生成电流iq和id或代表电流的估计的值。帕克变换装置318使用转子角度
Figure BDA0002283857570000056
确定或计算电流iq和id。帕克变换函数318的输出电流输入到电流控制器304。
α/β域电流Iαβ或电流Iαβ的表示也输入到位置/速度估计(PSE)逻辑320。PSE逻辑320使用PLL跟踪观察器424(图4)或龙伯格观察器624(图6)生成估计的转子角度
Figure BDA0002283857570000057
和估计的速度
Figure BDA0002283857570000058
图4是可以用于图3的无传感器驱动控制中以提取位置信息的基于跟踪观察器的位置估计器420的更详细框图。如上所述，周期信号306导致周期电流分量，该周期电流分量被解调以生成其幅值变化与
Figure BDA0002283857570000053
即角度误差的两倍的正弦成比例的信号，如在表达式1中所示。
Figure BDA0002283857570000054
当在估计的参考系的d轴中注入周期电压信号时，在d轴和q轴中的反射电流的高频分量由表达式(2)给出。
Figure BDA0002283857570000061
信号注入的更详细的数学分析在2016年2月23日授予专利权的题为“Circuitsand Methods of Determining Position and Velocity of a Rotor”的美国专利9,270,220中提供，该专利通过引用并入本文。本文在表达式(1)中使用的项“p”表示导数算子d/dt。扩展表达式(1)产生与美国专利9,270,220中所示相同的等式。
显然，电流中的误差信号被载波频率调制。帕克变换421从电流Iα、Iβ生成q轴电流Iq。在估计的参考系中的q轴电流
Figure BDA0002283857570000062
由解调逻辑422和LPE 432中的低通滤波(LPF)解调以衰减2ωi下的高频分量。此步骤的目的是提取与
Figure BDA0002283857570000064
成比例的误差信号。
一种方法基于以下原理：当角度误差小时，
Figure BDA0002283857570000065
Figure BDA0002283857570000066
即，解调步骤的输出可以用作位置误差的替代。可以将观察器设计为将角度误差驱动为零并提取转子角度。
图5是可以用于确定转子角度的PLL观察器424(图4)的更详细的框图。PLL观察器424包括比例增益(Kp)块501和积分增益(Ki)块502。
图6是可以用于代替PLL观察器424(图4)来确定转子角度的龙伯格观察器624的框图。龙伯格观察器对由等式(3)定义的误差信号eθ进行操作。因此，它对ΔiN电流值进行操作，该值是由于注入的方波信号而引起的在iN方向上的电流电平的变化。当龙伯格观测器624将误差信号eθ驱动为零时，角度θ进入θR，iM轴与id轴对齐并且iN轴与iq轴对齐。误差eθ可以在图2中的转子角度θR208与图2中的任意角度θ207之间驱动为零。当龙伯格观察器624将误差eθ驱动为零时，任意角度θ等于转子角度θR，并且因此龙伯格观察器的输出(θ)是转子角度θR。
常数K1、K2和K3是观察器增益，其被设定为使得龙伯格观察器624的极点稳定。在数学上，对龙伯格观察器624的传递函数的极点进行分析，以确保它们在s域的左半平面中，这确保了稳定性。因为龙伯格观察器624是稳定的，所以保证误差eθ在有限的时间量内变为零。项b是粘性阻尼项，其表示图1的马达100中的任何阻力转矩，其中该转矩与角度速度ω成比例。项J是马达100所经历的旋转惯性，并且以常规方式从转子轴和任何惯性负载得出。使用小角度近似和龙伯格观察器624，误差
Figure BDA0002283857570000073
可以写为如表达式(3)所不。
Figure BDA0002283857570000071
其中常数K由表达式(4)定义。
Figure BDA0002283857570000072
通过使用龙伯格观察器624，如果观察器的极点被正确设计，则保证系统收敛。电感变化很小，因此项L2是小值，并且将不会对K的值产生非常显著的影响。在一些实施例中，电感作为转子角度θR的函数被测量，因此L2的值被测量。
图7是示出作为转子角度的函数的基于显著性的电感特征的曲线图。如上所述，仅使用误差项的正弦分量来解析位置在角度估计中引入模糊性。在转子角度701、702、703、704处示出角度估计的这种模糊性，其中给定的电感值可以对应于每个周期的转子角度的四个不同值，诸如在周期705中，其涵盖了2π弧度的完整旋转。
这种模糊性的一部分，即因子2，是由于电流中的周期分量是角度误差的两倍的函数。因此，北-南(N-S)和南-北(S-N)转子取向都导致相同的电感值。该问题可以通过利用转子芯的饱和行为来解决，如在2016年2月23日授予专利的标题为“Circuits and Methodsof Determining Position and Velocity of a Rotor”的美国专利9,270,220中所述，该专利通过引用并入本文。针对转子104(图1)中的磁体相对于定子绕组110(图1)的不同取向的电流量值的行为用于确定转子104的取向。在这种情况下，注入的信号306(图3)是方波。计算由注入的电压方波导致的平均电流值。对于平均电流大于零时的情况，转子104与定子102(图1)对齐。对于平均电流小于零时的情况，转子104与定子102相对。在转子104与定子102相对的情况下，转子角度θre应调节π。
转子位置模糊性中的剩余因子2是由于在估计过程中仅使用角度误差的正弦分量而引起的。解调过程中的低通滤波逻辑423(图4)在误差信号中引入了相位延迟。因此，低通滤波的解调的误差信号与
Figure BDA0002283857570000082
成比例。低通滤波器引入的相位延迟随着解调的信号的周期分量期望的衰减而增加。当角度误差的量值变大时，该假设
Figure BDA0002283857570000083
可能崩塌。由于突然的大负载瞬变可能导致此行为，在此期间实际转子角度可能大大偏离估计的转子角度。
图8是使用查找表(LUT)827和相位补偿逻辑828的转子角度估计逻辑820的框图。转子角度估计(RAE)逻辑820可以被包括在位置/速度估计逻辑320(图3)内。帕克变换逻辑821从克拉克变换逻辑316(图3)接收α/β域电流Iα、Iβ。RAE逻辑820试图通过对由帕克变换逻辑821生成的分量
Figure BDA0002283857570000084
和
Figure BDA0002283857570000085
两者进行解调来提取角度误差的正弦分量和余弦分量。通过乘法器822使用sin(ωit)来解调Id电流，并且使用LPF 825对其进行低通滤波。通过乘法器823使用sin(ωit)解调Iq电流，并且使用LPF 826对其进行低通滤波。解调的q轴分量包含表达式(5)中所示的DC项，等式(5)可以从等式(2)导出。
Figure BDA0002283857570000081
假设知道注入的信号Vi的幅值、其频率ωi以及电感L0和L2，可以通过减法器824减去该分量。去除DC分量的标准平均方法在较低速度下受到限制，其中平均函数提供的衰减小。在其他示例中，可以使用另一种已知的或后来开发的技术去除DC项。
可以通过查找表827处理解调级的输出，以提取转子角度的中间估计。例如，可以基于马达的仿真或通过实际马达的测量来创建LUT。LUT可以组织为二维阵列，该阵列使用正弦分量和余弦分量两者进行索引。
使用LPF相位补偿逻辑828，针对由解调滤波器引入的相位滞后进一步校正该估计，以获得转子角度的准确估计。补偿逻辑828生成转子角度
Figure BDA0002283857570000086
然后将其提供给帕克变换逻辑318(图3)和帕克变换逻辑821，该帕克变换逻辑821生成d轴电流和q轴电流。补偿逻辑828还生成转子速度估计
Figure BDA0002283857570000087
然后将其提供给速度控制逻辑302(图3)。
从表达式(2)可以看出，角度误差的正弦部分和余弦部分是由注入的频率调制的。因此，它们首先被解调到基带，并经过低通滤波以去除高频解调副产物。首先去除作为余弦分量的加法项存在的DC偏移。该角度最初经由查找表(LUT)进行估计，该查找表在简单的情况下实现反正切函数或实现表示角度误差和电流特征之间关系的更复杂映射。例如，可以通过模拟马达或通过测试实际马达来确定复杂映射。
图9A至图9C是示出仅使用PLL跟踪观察器的具有马达控制的马达的操作的曲线图。图9A是负载(单位为牛顿米)对时间的曲线图；图9B是转子速度(单位为赫兹)对时间(单位为秒)的曲线图；图9C是转子角度(单位为弧度)对时间(单位为秒)的曲线图。这些曲线图说明，当大的负载阶跃使PLL失锁并导致“小角度误差”假设变为无效时，基于PLL的跟踪方法可能会失败。在此示例中，如在901处所指示的，在等于2秒的时间处在固定转子上施加73％的额定负载阶跃导致PLL失锁。
图10A至图10C、图11A至图11C和图12A至图12C是示出使用图8的转子角度估计逻辑的具有马达控制的马达的操作的曲线图。图10A、图11A和图12A是负载(单位为牛顿米)对时间(单位为秒)的曲线图。图10B、图11B和图12B是转子速度(单位为赫兹)对时间(单位为秒)的曲线图。图10C、图11C和图12C是转子角度(单位为弧度)对时间(单位为秒)的曲线图。注意360度等效于2π弧度。
图10A至图10C示出马达100在零速度下的操作，如在1001处所指示的，在等于两秒的时间施加了120％的负载。LUT转子角度估计逻辑820(图8)成功地跟踪了在零速度下的转子角度，如在1002处所指示的。
图11A至图11C示出马达100在零负载下的操作，如在1101处所指示的，在等于两秒的时间从零旋转转变到40Hz电速度。LUT转子角度估计逻辑820(图8)成功地跟踪了转子角度，如在1102处所指示的。
图12A至图12C示出马达100在40Hz电速度的速度下的操作，如在1201处所指示的，在等于两秒的时间施加了120％的负载。LUT转子角度估计逻辑820(图8)成功地跟踪了40Hz速度下的转子角度，如在1202处所指示的。
因此，如本文所述的使用查找表的转子角度估计方案从电流的d分量和q分量两者中提取位置信息。此外，可以使用查找表(诸如LUT 827)来概括从解调的电流特征到转子角度的映射。诸如相位角度校正块828之类的相位校正块使解调滤波器设计具有更大的灵活性，当针对更高的通带衰减进行设计时，它可以引入明显的相位延迟，并且因此改善角度估计准确性。如上文更详细地描述的，本文中描述的转子角度估计方案将转子位置模糊性从四个可能性减小到两个，这可以通过响应于饱和期间的芯行为而测量平均电流来进一步消除。本文所述的转子角度估计方案对于大负载阶跃更为稳健，大负载阶跃可能导致基于常规PLL的方法不能按期望工作。
图13是示出图3的位置/速度估计逻辑320的更多细节的框图。在该示例中，PLL跟踪观察器转子角度估计逻辑420和sin/cos LUT转子角度估计逻辑820各自如上所述协力操作。LUT sin/cos方法对瞬变的稳健性更高，而跟踪观察器方法则更好地滤除随机噪声，诸如量化引起的随机噪声。通过在超出选定误差阈值时使用LUT逻辑并且在阈值之内时使用跟踪观察器逻辑，可以获得两者的优点。
控制逻辑1301监控由观察器转子角度估计逻辑420产生的估计的转子角度误差值。当马达最初处于静止时，选择PLL观察器逻辑。当估计的转子角度误差低于阈值时，PLL转子角度估计逻辑420响应于控制逻辑1301将
Figure BDA0002283857570000101
和
Figure BDA0002283857570000104
输出分别提供给速度控制逻辑302和帕克变换318。当转子角度误差估计超出阈值时，则LUT转子角度估计逻辑820响应于控制逻辑1301将
Figure BDA0002283857570000102
和
Figure BDA0002283857570000103
输出分别提供给速度控制逻辑302和帕克变换318。在该示例中，阈值可以在系统控制器的控制下可调。大约30度的转子角度误差阈值提供了良好平衡。
一旦马达100的速度超过电动势速度阈值，在该阈值处可以使用基于来自马达100的反电动势(电磁场)的控制，则控制系统300可以切换并使用基于反电动势的估计技术来进行速度控制目的。
图14是使用LUT和补偿逻辑的转子角度估计的流程图。如上述详细描述的，仅基于PLL模型的转子位置感测可能由于负载的大的阶跃变化而失败，该大的阶跃变化可能导致PLL模型的线性崩溃。来自角度误差的正弦分量和余弦分量的信息可以在较高角度误差值的情况下使用。在较大角度误差的情况下有效使用角度误差信息提供了稳健的解决方案，并且可以扩展到角度误差和电流特征之间的任意映射。
在1402处，将周期信号注入到无刷马达(诸如图1的无刷马达100)的速度控制器中。该周期信号导致马达的驱动电压中的周期分量，该周期分量可以被解调以生成其幅值变化与
Figure BDA0002283857570000105
成正比的信号，
Figure BDA0002283857570000106
是角度误差的两倍的正弦。
在1404处，测量马达的场绕组中的相电流。电流传感器可以是低值电阻器，其产生与马达中的场电流成比例的电压信号。在一些示例中，监控三个相中的一个，并且在其他示例中，监控两个或三个相。电压信号是模拟值并输入到模数转换器(ADC)，该ADC输出代表测量的电流的数字值。
在1406处，代表测量的场电流的信号被变换以生成d轴电流信号和q轴电流信号。在此示例中，使用克拉克变换生成α/β域电流，然后使用帕克变换将α/β域电流变换为d轴电流信号和q轴电流信号。
在1408处，对d轴电流和q轴电流进行解调以提取转子角度的正弦分量和余弦分量，因为角度误差的正弦部分和余弦部分由注入的频率调制。在此示例中，使用sin(ωit)解调Id电流，并对其进行低通滤波以去除高频分量。使用sin(ωit)解调Iq电流，并对其进行低通滤波以去除高频分量。解调的q轴分量包含DC项，假定已知注入的信号Vi的幅值、其频率ωi以及电感L0和L2，可以减去该DC项，如上文中更详细描述的。去除DC分量的标准平均方法在较低速度下受到限制，其中平均函数提供的衰减小。
在1410处，通过处理转子角度的正弦分量和余弦分量来确定转子角度估计。可以由查找表(LUT)(诸如LUT 827(图8))处理解调级的输出，以提取转子角度的中间估计。使用LPF相位补偿逻辑(诸如LPF补偿逻辑828(图8))针对解调滤波器引入的相位滞后进一步校正该估计，以获得转子角度的准确估计。补偿逻辑生成转子角度
Figure BDA0002283857570000111
然后将其提供给生成d轴电流和q轴电流的帕克变换逻辑。补偿逻辑还生成转子速度估计
Figure BDA0002283857570000112
然后将其提供给速度控制逻辑，诸如逻辑302(图3)。
图15是使用技术的组合进行转子角度估计的流程图。在1502处，初始化无传感器马达控制器(诸如场取向控制器300(图13))，并且将目标旋转速率(诸如信号ωref(图13))提供给控制器，该目标旋转速率也可以表示为频率。
在1504处，将转子的当前速度与电动势阈值进行比较。一旦马达(诸如马达100(图13))的速度超过EMF阈值，在该阈值处可以使用基于来自马达的反电动势的估计，则控制系统可以在1506处切换并使用反电动势估计以进行速度控制目的。当马达的速度低于电动势阈值时，无传感器马达控制基于周期信号注入(诸如PSI 306(图13))计算转子位置，该周期信号注入到提供给马达的电压中。在该示例中，当马达速度从零增加时，电动势阈值约为10Hz，而当马达速度向零减小时，具有较高的阈值。在其他示例中，可以选择更高或更低的阈值。一旦增加速度反电动势阈值或减小速度反电动势阈值交叉，则当控制从一个转换到另一个时，信号注入和反电动势估计算法需要一些重叠。一旦电动势阈值交叉，两种算法将并行运行，直到接管控制的算法生成的估计值接近于来自有效算法的值为止。
在1508处，选择逻辑决定使用哪种估计技术。在该示例中，将估计的转子角度误差与误差阈值进行比较，然而，在其他示例中，可以使用不同的参数来选择使用哪种估计技术。当估计的转子角度误差小于误差阈值时，仅通过注入的周期信号的正弦分量，使用观察器模型(诸如PLL观察器424(图4)或龙伯格观察器624(图6))在1510处估计转子角度和转子速度。在该示例中，误差阈值被选择为大约30度；然而，例如，在其他示例中，可以基于马达的操作特性选择更大或更小的误差阈值。
在1512处，当估计的转子角度大于误差阈值时，使用HFI信号的正弦分量和余弦分量两者来估计转子角度和转子速度。如上文更详细地描述的，可以对测量的相电流的d轴分量和q轴分量进行解调和滤波以提取正弦分量和余弦分量，然后使用该正弦分量和余弦分量访问提供估计的转子角度和速度的查找表。相位补偿用于校正解调滤波器引入的相位滞后。从补偿逻辑输出当前的估计转子角度
Figure BDA0002283857570000121
和转子速度估计
Figure BDA0002283857570000122
在1514处，如上文更详细地描述的，通过确定由注入的信号导致的电流量值的平均值，基于转子饱和行为来确定转子的北-南取向。
在1516处，然后将在1512、1510或1506处生成的估计的转子角度
Figure BDA0002283857570000123
提供给帕克变换，诸如帕克变换逻辑318(图13)，该帕克变换生成d轴电流和q轴电流。转子速度估计
Figure BDA0002283857570000124
被提供给速度控制逻辑，诸如速度控制逻辑302(图13)。
其他示例
在所描述的示例中，使用了PLL观察器或龙伯格观察器。在其它示例中，可以使用其他已知的或后来开发的观察器。
在所描述的示例中，使用查找表来处理正弦分量和余弦分量。在另一示例中，可以使用复杂的数学模型来处理正弦分量和余弦分量，以产生估计的转子角度误差和估计的转子速度。
在所描述的示例中，马达控制(诸如马达控制300(图3))可以包括硬连线逻辑，以执行上义所述的各种控制功能。在其他示例中，可编程装置(诸如微处理器核心或其他类型的处理器)可以执行存储的指令以执行上文描述的各种控制功能。
在所描述的示例中，使用帕克变换函数和克拉克变换函数来处理测量的相电流。在其他示例中，可以使用其他已知的或以后开发的变换函数来处理测量的相电流。
在描述的示例中，使用方波作为注入的信号；然而，可以使用其他信号类型，诸如正弦波。信号沿可能会变圆一些。
在描述的示例中，使用大约30度的误差阈值。该值不是关键的并且可以从宽范围的值中选择。
在描述的示例中，示出例如马达100的0.2-0.3Nm的负载。在其他示例中，可以使用与上文所述相同的控制技术来操作设计用于更大或更小负载的马达。
在描述的示例中，示出用于控制马达转速的场取向控制回路。在其他示例中，需要位置和速度估计以用于其他用途(诸如位置控制、速度控制、转矩控制等)的场取向控制回路可以利用上文所述的基于LUT的估计技术。
在本说明书中，术语“耦合”及其派生词表示间接的、直接的、光学的和/或无线的电连接。因此，如果第一装置耦合到第二装置，则该连接可以是通过直接电连接、通过经由其他装置和连接的间接电连接、通过光学电连接和/或通过无线电连接。
在权利要求书的范围内，所描述的示例中的修改是可能的，并且其他示例是可能的。

Claims (20)

1.一种用于控制永磁马达的方法，所述方法包括：
将周期信号注入到所述无刷马达的场取向控制器中，所述马达具有转子和定子；
测量所述无刷马达的定子绕组中的相电流；
通过所述相电流的变换确定d轴电流和q轴电流；
解调所述d轴电流和所述q轴电流以提取取决于角度的电流特征，所述电流特征包括转子角度估计的正弦分量和所述转子角度估计的余弦分量；并且
通过处理所述正弦分量和余弦分量来确定所述转子角度估计。
2.根据权利要求1所述的方法，其中处理所述正弦分量和所述余弦分量使用查找表。
3.根据权利要求2所述的方法，其中解调所述d轴电流和所述q轴电流包括使用低通滤波器和/或带通滤波器来去除高频分量。
4.根据权利要求3所述的方法，还包括补偿在解调所述d轴电流和所述q轴电流期间由所述低通滤波器和/或带通滤波器产生的相位角度滞后。
5.根据权利要求1所述的方法，其中解调所述d轴电流包括校正所解调的d轴电流的直流偏移即DC偏移。
6.根据权利要求2所述的方法，其中所述查找表支持所述转子角度估计与所述d轴电流和q轴电流之间的复杂映射。
7.根据权利要求1所述的方法，还包括：
确定所述误差角度小于误差阈值；
当所述角度误差小于所述误差阈值时，仅解调所述q轴电流以提取所述角度误差的正弦分量；并且
当所述角度误差小于所述误差阈值时，通过使用跟踪观察器仅处理所述正弦分量来确定所述转子角度误差。
8.根据权利要求1所述的方法，还包括通过测量由注入的信号导致的平均电流来确定所述转子的北-南取向。
9.一种马达控制器，其包括：
周期信号发生器；
注入电路，其经耦合以接收来自所述周期信号发生器的输出，以向马达的定子绕组提供包括所述周期信号的驱动电压；
电流监控器，其用于测量所述马达的所述定子绕组中的场电流；以及
位置估计器，其耦合到所述电流监控器，以基于所述场电流确定所述马达的转子的转子角度估计，其中所述位置估计器包括估计逻辑，所述估计逻辑处理在所述马达的定子绕组中的所述场电流中测量的所述周期信号的正弦分量和余弦分量两者。
10.根据权利要求9所述的马达控制器，其中所述位置估计器包括用于处理所述正弦分量和所述余弦分量的查找表。
11.根据权利要求10所述的马达控制器，其中所述查找表支持所述转子角度估计与所述正弦分量和所述余弦分量之间的复杂映射。
12.根据权利要求10所述的马达控制器，其中所述位置估计器包括：
解调器，其用于从所述场电流中提取所述正弦分量和所述余弦分量；
低通滤波器，其耦合到所述解调器的输出端以去除高频分量，所述低通滤波器的输出端耦合到所述查找表；以及
补偿器，其耦合到所述查找表的输出端以补偿由所述低通滤波器产生的相位延迟。
13.根据权利要求12所述的马达控制器，其中所述位置估计器包括校正逻辑，所述校正逻辑耦合到所述解调器以校正所解调的余弦分量的直流偏移。
14.根据权利要求9所述的马达控制器，其中所述位置估计器还包括：
第二估计逻辑，其使用跟踪观察器仅处理在所述场电流中测量的所述周期信号的所述正弦分量以生成转子角度估计；以及
控制逻辑，其经耦合以当所述转子角度误差超过误差阈值时从所述估计逻辑中选择转子角度估计，并且经耦合以当所述转子角度误差小于所述误差阈值时从所述第二估计逻辑中选择转子角度估计。
15.根据权利要求9所述的马达控制器，其中所述位置估计器还包括取向逻辑，所述取向逻辑耦合到所述电流监控器，以基于在所述场电流中测量的所述周期信号的平均电流来确定所述转子的北-南取向。
16.一种系统，包括：
永磁马达，其具有转子和带定子绕组的定子；
马达控制器，其耦合到所述定子绕组以控制所述马达的磁场，其中所述马达控制器包括：
周期信号发生器；
注入电路，其经耦合以接收来自所述周期信号发生器的输出，以向所述定子绕组提供包括所述周期信号的驱动电压；
电流监控器，其用于测量所述定子绕组中的场电流；以及
位置估计器，其耦合到所述电流监控器，以基于所述场电流确定所述转子的转子角度估计，其中所述位置估计器包括估计逻辑，所述估计逻辑处理在所述定子绕组中的所述场电流中测量的所述周期信号的正弦分量和余弦分量两者。
17.根据权利要求16所述的系统，其中所述位置估计器包括用于处理所述正弦分量和所述余弦分量的查找表。
18.根据权利要求16所述的系统，其中所述位置估计器包括：
解调器，其用于从所述场电流中提取所述正弦分量和所述余弦分量；
低通滤波器，其耦合到所述解调器的输出端以去除高频分量，所述低通滤波器的输出端耦合到所述查找表；以及
补偿器，其耦合到所述查找表的输出端以补偿由所述低通滤波器产生的相位延迟。
19.根据权利要求16所述的系统，其中所述位置估计器还包括：
第二估计逻辑，其仪处理在所述场电流中测量的所述周期信号的所述正弦分量以生成转子角度估计；以及
控制逻辑，其经耦合以当所述转子角度误差超过误差阈值时从所述估计逻辑中选择转子角度估计，并且经耦合以当所述转子角度误差小于所述误差阈值时从所述第二估计逻辑中选择转子角度估计。
20.根据权利要求16所述的系统，其中所述位置估计器还包括取向逻辑，所述取向逻辑耦合到所述电流监控器，以基于在所述场电流中测量的所述周期信号的平均电流来确定所述转子的北-南取向。
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