CN102257719B - 用于检测串联多重化逆变器的输出电流的方法 - Google Patents

用于检测串联多重化逆变器的输出电流的方法 Download PDF

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Abstract

为了以缩短电流检测延迟而不降低电流检测精度的方式检测输出电流，在串联多电平逆变器中，其中，通过串联连接n级单相逆变器的输出来配置三相逆变器的每一相，由检测电流进行电流控制(ACR)，该检测电流通过计算三相逆变器的每相输出电流的采样值的移动平均而得到，并且2n个载波信号被移位为[360/2n]相差，并且与用于每个单相逆变器的PWM控制的电压命令相比较，移动平均宽度Tc被设置为与PWM控制周期(载波信号的周期Tcarry的1/2n)相同的时间，并且与载波信号的波峰同步，和采样间隔Tsmp被设置为移动平均宽度Tc的1/2或更小，并且与载波信号同步。将电流控制周期设置为采样间隔Tsmp。

Description

用于检测串联多重化逆变器的输出电流的方法
技术领域
本发明涉及一种用于检测串联多重化(或多电平)逆变器的输出电流的方法，并且特别是，涉及一种通过对电流检测信号和其移动平均的采样来检测串联多电平逆变器的输出电流的方法。
背景技术
在图2中示出串联多电平逆变器的主电路的配置。图2作为例子示出了其中逆变器的级数是二的情形。然而，逆变器的级数被任意地设置，并且其级数是n(n是自然数)。
在下面描述中使用的附图全部都在采用例如双逆变器(逆变器的级数是二)的情况下示出。
串联多电平逆变器具有多相绕组变压器2和六个单相PWM逆变器3～8(U1、U2、V1、V2、W1、W2)，其中三相电源1作为电源。在输入中，通过多相绕组变压器2抑制电源侧高次谐波，并且其次级侧连接到单相PWM逆变器3～8中的每一个上。通过串联连接逆变器3～8的每一相U、V、W的同相输出，实现串联多电平逆变器，并且串联多电平逆变器将高三相电压Vu、Vv、Vw供给到负载9(例如，见非专利文献1)。
在以逆变器5作为逆变器代表的附图中所示的单相PWM逆变器的主电路的配置中，进行通过变换器部分(CNV)的三相交流(AC)-直流(DC)的正向变换和通过逆变器部分(INV)的直流-单相交流的反向变换。在附图中，逆变器部分的直流电压是VDC。
在图3中示出以上串联多电平逆变器的电流控制块配置。通过使用计算机数字处理执行在这个块配置中的信号处理功能。电流控制器11(ACR：自动电流调节器)使用电流命令值Iref＊与电流检测值Idet之差进行电流控制。该电流控制器11的输出变为串联多电平逆变器的电压命令值Vref＊。PWM(脉宽调制)部分12通过将具有周期Tcarry的三角形载波与电压命令值Vref＊相比较产生PWM波形，并且产生串联多电平逆变器14(图2中的3～8)的每个选通命令INVgate，该三角形载波在载波产生部分13中产生。
为了检测串联多电平逆变器14的三相输出电流Iu、Iv、Iw，移动平均运算由移动平均运算部分15进行，并且提高了电流检测抗干扰的精度。在移动平均运算部分15中检测的移动平均电流在三相/两相变换部分16中变换成沿dq-轴的直角坐标的电流，并且这个电流作为电流控制器11的电流检测值Idet作为反馈返回。
在移动平均运算部分15的配置中，如图3所示，AD变换器(ADC)进行输出电流Iu、Iv、Iw的检测值中的每一个的采样和数字变换。这个数字值通过用于样本保持的D型触发器的级联连接电路(按位数的并行配置)而移位。此外，通过对ADC和每个触发器的数字输出求和得到的值通过除法器除以e，由此确定移动平均值。
这个移动平均运算的间隔Tsmp在ADC触发器产生部分17中产生，并且使D型触发器与AD变换器的采样触发器同步，且也与ACR11的操作间隔同步。
图4示出通过移动平均的U相的电流检测计时。将移动平均宽度Tc设置为与载波频率Fc的周期Tcarry相同的值。ACR的更新周期也与此同步。由于电流检测采样的数量和周期取决于AD变换器的性能，所以这些被任意地设置。图4作为例子示出其中在一个载波周期的八个点处进行采样的情形。这种情形的采样间隔是Tsmp＝Tc/8，并且计时与载波信号同步。然后，通过如下表达式的运算，确定U相负载电流的检测值Idet_U。
[表达式1]
I det _ U = 1 e Σ k = 1 e I det k
这里，e是在运动平均宽度Tc中采样的数量。(在这个例子中，e＝8)
接下来，将解释在串联多电平逆变器控制方法中的PS(相移)方法(见专利文献1)。PS方法是这样一种方法，在该方法中，多个载波信号的相位被移动，并且与电压命令相比较。使用的载波信号的数量是2n。这些2n个载波信号的组叫做相移载波组。载波信号的相移由[360°/载波信号的数量](该数量为最大地降低电压失真的值)确定。在两级串联多电平逆变器的情况下，四个载波信号以90°相位差设置并且这些载波信号中的每一个由相应单相逆变器处理，由此实现相移。关于这个例子，在图5中示出了PS方法的载波信号、电压命令值及输出电压之间的关系。
现有技术文献
非专利文献
非专利文献1：Tadano，Urushibata，Ogura，Shibaki，Nomura：“AMultilevel PWM Strategy suitable for High-Voltage Motor DirectDrive Systems in Consideration of the Adverse Effect of a Deadtime”，The Transactions of the Institute of Electrical Engineers of Japan，D.126.1(2006)，它在日本发行。
专利文献
专利文献1：日本专利申请Kokai公报第2006-109688号
发明内容
本发明解决的问题
在由以上PS方法执行电流控制的情况下，串联多电平逆变器的输出相电压变为脉冲波形，并且电压具有五个电平(图6中的VU，在两级的情况下VU＝VU1+VU2，单相逆变器单元U1和U2的输出电压分别是VU1和VU2)。因此，在其中连接诸如电动机之类的电感负载的情况下，如图7所示，尽管电流检测波形包括高次谐波，但这种高次谐波可由移动平均运算除去，并且可保证电流检测的精度。
更具体地说，由于输出线电压的相对较低阶的高次谐波通过多重化而被降低，所以检测电流的高次谐波主分量是[载波频率×2n[Hz]]的频率分量。在通常的串联多电平逆变器中，为了除去这种高次谐波，进行多点电流检测。在多点电流检测中，在一个载波周期中的某些点处进行电流检测，并且电流检测与载波同步，然后通过得到移动平均，确定检测值。因而，移动平均宽度Tc变为与一个载波周期Tcarry相等。
一般地，如图3所示，以ACR的控制周期与载波周期同步的方式来执行控制。当在电流控制器11中完成ACR时，在其电流信息中，存在按这一个载波周期的量的电流检测延迟。当进行高响应电流控制时，存在其中由于电流检测延迟而不能完成目标控制的情形。
因此本发明的目的是，提供一种用于检测串联多电平逆变器的输出电流的方法，该方法能够以缩短电流检测延迟而不降低电流检测精度的方式来检测输出电流。
解决问题的手段
本发明是这样一种发明，其中，在通过PS方法执行PWM控制的情况下，尽管单相逆变器的PWM控制周期与载波周期Tcarry相同，但在串联多电平逆变器中存在具有不同相位的多个载波信号，因此考虑到PWM控制周期变为1/(2n×载波频率Fc)，也通过将电流检测的移动平均宽度Tc设置为与PWM控制周期相同的时间，由于移动平均造成的电流检测延迟变为最小，而且电流控制的周期被设置为移动平均宽度Tc的1/2或更小，并且与载波信号同步。本发明由如下方法表征。
根据本发明的一个方面，(1)一种用于检测串联多电平逆变器的输出电流的方法，其中，通过串联连接n级单相逆变器的输出来配置三相逆变器的每一相，由检测电流进行电流控制(ACR)，该检测电流通过计算三相逆变器的每相输出电流的采样值的移动平均而得到，并且2n个载波信号被移位到[360/2n]相差，并且与用于每个单相逆变器的PWM控制的电压命令相比较，该方法包括：将移动平均宽度Tc设置为与PWM控制周期(载波信号的周期Tcarry的1/2n)相同的时间，并且使移动平均宽度Tc与载波信号的波峰同步；和将采样间隔Tsmp设置为移动平均宽度Tc的1/2或更小，并且使采样间隔Tsmp与载波信号同步。
根据本发明的另一个方面，(2)在用于检测串联多电平逆变器的输出电流的方法中，将电流控制周期设置为采样间隔Tsmp。
本发明的效果
如以上提到的那样，根据本发明，电流检测的移动平均宽度Tc被设置为与PWM控制周期(载波信号的周期Tcarry的1/2n)相同的时间，并且与载波信号的波峰同步，而且电流检测的采样间隔Tsmp被设置为移动平均宽度Tc的1/2或更小，并且与载波信号同步，由此以缩短电流检测延迟而不降低电流检测精度的方式实现了输出电流控制。
附图说明
图1是示出本发明的实施例的电流检测计时波形图，
图2是串联多电平逆变器的主电路的配置图，
图3是串联多电平逆变器的电流控制块配置图，
图4是通过移动平均的U相的电流检测计时波形图，
图5是在PS方法的载波信号、电压命令值及输出电压之间的关系图，
图6是在单相逆变器输出电压、多电平逆变器输出电压及输出电流波形之间的关系图，
图7是通过移动平均除去高次谐波的波形的例子。
具体实施方式
在通过在图2中示出的串联多电平逆变器的电动机电流控制系统的配置中，在其中由PS方法进行PWM控制的情况下，单相逆变器的PWM控制周期与载波周期Tcarry相同。然而，由于在串联多电平逆变器中存在具有不同相位的多个载波信号，所以PWM控制周期变为1/(2n×载波频率Fc)。因此，当移动平均宽度Tc也设置为与PWM控制周期相同的时间时，由于移动平均造成的电流检测延迟变为最小，然后可缩短ACR响应的浪费时间。
图1示出表示本发明的实施例的电流检测计时，并且示出通过移动平均的U相的电流检测计时。如图所示，在其中将ACR的控制周期设置为载波周期Tcarry的1/2n并且该载波周期与载波组的波峰同步的情况下，将用于电流检测的移动平均宽度Tc设置为载波周期Tcarry的1/2n。然而，将在移动平均宽度Tc中的电流采样间隔Tsmp设置为移动平均宽度Tc的1/2或更小。图1作为例子示出了在移动平均宽度Tc中的采样点的数量是四的情形。
在图1的例子中，与图4相比，ACR的控制周期缩短为载波周期Tcarry的1/2n，也可缩短电流检测延迟时间，并且电流响应能够很高。这种电流响应变高，由此也实现在电动机负载的情况下使转矩响应为高的控制。
这里，尽管缩短了移动平均时间，但由于执行了载波多重化，所以对电流检测的精度的影响小。
附图标记的说明
1       三相电源
2       多相绕组变压器
3～8    单相PWM逆变器
9       负载
11      电流控制器
12      PWM部分
13      载波产生部分
14      串联多电平逆变器
15      移动平均运算部分
16      三相/两相变换部分
17      ADC触发器产生部分

Claims (3)

1.一种用于检测串联多电平逆变器的输出电流的方法，其中，通过串联连接n级单相逆变器的输出来配置三相逆变器的每一相，由检测电流进行电流控制ACR，所述检测电流通过计算所述三相逆变器的每相输出电流的采样值的移动平均而得到，并且2n个载波信号被移位为360/2n相差，并且与用于每个单相逆变器的PWM控制的电压命令相比较，所述方法包括：
将移动平均宽度Tc设置为与PWM控制周期相同的时间，并且使所述移动平均宽度Tc与所述载波信号的波峰同步；和
将采样间隔Tsmp设置为所述移动平均宽度Tc的1/2或更小，并且使所述采样间隔Tsmp与所述载波信号同步。
2.根据权利要求1所述的用于检测串联多电平逆变器的输出电流的方法，其中：所述PWM控制周期为载波信号的周期Tcarry的1/2n。
3.根据权利要求1或2所述的用于检测串联多电平逆变器的输出电流的方法，其中：
将电流控制周期设置为所述采样间隔Tsmp。
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