CN111900764B - 模块化三相五电平电流型并网逆变器调制均流方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种模块化三相五电平电流型并网逆变器调制均流方法，根据三相电感电流调制量获取矢量作用扇区，将矢量作用扇区经过3s/2s坐标转换得到两相静止坐标系的α轴分量和β轴分量，计算得到矢量作用时间，得到二值逻辑开关时间状态，确定目标逻辑开关控制策略，将二值逻辑开关时间状态中各个逻辑变量的取值调节至与目标逻辑开关控制策略一致，以重新确定相应逆变器的二值逻辑开关时间状态，按照改正的逆变器二值逻辑开关时间状态进行相应控制，达到均流目的，这样在直流母线的电感电流不平衡时，仅修正相应的二值逻辑开关状态，简化冗余矢量，减小了开关组合的切换，提高直流利用率，易于扩展到更多电平的电流源型逆变器(CSI)。
Description
技术领域
本发明涉及逆变器技术领域，尤其涉及一种模块化三相五电平电流型并网逆变器调制均流方法。
背景技术
随着能源短缺和环境污染问题的日益严峻，风能、太阳能等可再生能源发电技术得到了快速的发展。并网逆变器作为可再生能源与电网的接口，对能量转化有较大的影响。根据直流侧储能形式的不同，并网逆变器分为电压型逆变器(VSI)和电流型逆变器(CSI)。相对于VSI来说，CSI具有升压特性、可靠的短路保护特性、简单的直接电流控制特性等优点，因此目前已经广泛地应用于包括新能源发电、电机驱动、有源电力滤波器等在内的诸多领域。
由于实际工程中生产的电感元件特性不会完全一致，因此模块化的MCSI拓扑更具有实际应用价值。但当电感电流不均衡时，功率器件承受的应力分配不均，交流侧电流波形质量下降，严重时会损坏器件，系统无法正常工作。造成MCSI电感电流不均衡的主要原因有4种：1)模块之间不对称的开关状态；2)主电路参数不一致，特别是特性不一致的直流侧储能电感；3)功率器件导通压降不一致；4)功率器件的触发时刻不一致。有文献提出一种载波交换方法，通过定时交换每个模块载波信号，从而使得每个模块上的开关状态一致，减少电感电流的不平衡，该方法原理简单，易于实现，但只能抑制功率开关器件状态不一致引起的电感电流不平衡，当分流电感参数不一致时不平衡抑制效果差。另一文献考虑经济性，指出一些多电平CSI的拓扑结构具有电感电流自动平衡的特点，其原理是建立在假设所有的模块之间的参数及功率器件特性完全一致基础上的，仅依靠电路结构本身的电感电流自动平衡的特点，动态平衡效果较差。还有文献采用中矢量来平衡直流侧电感电流。该方法应用于逆变器系统时，参考矢量落在六边形边界上，因此调制指数不固定，交流侧电流波形可能高度失真，不适合需要正弦线电流的有源前端(AFE)应用。为了克服这个问题，又提出了协同选择大矢量、中矢量和小矢量来平衡直流电流的改进策略。然而当使用此方法时，在开关周期中只能改变正向直流母线的电流或者负向直流母线电流中的一个，而另外一侧中的电感电流是不受控制的，在这种情况下，这些方法具有在动态控制期间放大相反直流母线电流误差的风险。结果，与没有直流电流平衡的传统SVPWM方法相比，直流链路电流具有更高的纹波，特别是当调制指数小时。
相较于CSI来说，学者们对VSI研究更为成熟。然而，考虑到CSI与VSI的对偶关系，目前电流型并网逆变器中仍然缺少一种简单的可以有效均衡多个逆变器电感电流的方法。
发明内容
针对以上问题，本发明提出一种模块化三相五电平电流型并网逆变器调制均流方法。
为实现本发明的目的，提供一种模块化三相五电平电流型并网逆变器调制均流方法，包括如下步骤：
S10，对逆变器进行采样得到基本电流源变流器单元1的直流侧上桥臂电感电流i1、基本电流源变流器单元1的直流侧下桥臂电感电流i2、基本电流源变流器单元2的直流侧上桥臂电感电流i3、基本电流源变流器单元2的直流侧下桥臂电感电流i4、交流侧3个电容的电容电压va,vb,vc、和交流侧3个电感的电感电流ia,ib,ic；其中，va表示第一电容电压，vb表示第二电容电压，vc表示第三电容电压，ia表示第一电感电流，ib表示第二电感电流，ic表示第三电感电流；
S20，将交流侧3个电容的电容电压va,vb,vc、以及交流侧3个电感的电感电流ia,ib,ic，分别经过3s/2r坐标转换获取两相旋转坐标系下d轴分量和q轴分量，并将dq坐标系按电网电压矢量进行定向，即将d轴分量和电网电压矢量重合，经过电压外环电流内环双闭环PI控制，再经过2r/3s坐标转换得到三相电感电流调制量；其中，3s/2r坐标转换表示由三相静止坐标系经过clack变换和park变换转化为同步旋转坐标系，2r/3s坐标转换表示由同步旋转坐标系经过反park变换和反clack变换转化为三相静止坐标系；
S30，根据三相电感电流调制量获取矢量作用扇区，将矢量作用扇区经过3s/2s坐标转换得到两相静止坐标系的α轴分量和β轴分量，根据α轴分量和β轴分量计算得到矢量作用时间，对矢量作用时间调制得到二值逻辑开关时间状态；其中，3s/2s坐标转换表示由三相静止坐标系经过clack变换转化为两相静止坐标系；
S40，根据基本电流源变流器单元1的直流侧上桥臂电感电流i1、基本电流源变流器单元1的直流侧下桥臂电感电流i2、基本电流源变流器单元2的直流侧上桥臂电感电流i3、基本电流源变流器单元2的直流侧下桥臂电感电流i4、交流侧3个电容的电容电压va,vb,vc确定目标逻辑开关控制策略，若二值逻辑开关时间状态与目标逻辑开关控制策略不一致，将二值逻辑开关时间状态中各个逻辑变量的取值调节至与目标逻辑开关控制策略一致。
在一个实施例中，在步骤S40之前，还包括：
设置各个扇区分别对应的逻辑开关控制策略以及各个扇区所包括的各组电流关系和电压关系，分别确定各个扇区中各组电流关系和电压关系各自对应的逻辑开关控制策略。
具体地，根据基本电流源变流器单元1的直流侧上桥臂电感电流i1、基本电流源变流器单元1的直流侧下桥臂电感电流i2、基本电流源变流器单元2的直流侧上桥臂电感电流i3、基本电流源变流器单元2的直流侧下桥臂电感电流i4、交流侧3个电容的电容电压va,vb,vc确定目标逻辑开关控制策略包括：
根据基本电流源变流器单元1的直流侧上桥臂电感电流i1、基本电流源变流器单元1的直流侧下桥臂电感电流i2、基本电流源变流器单元2的直流侧上桥臂电感电流i3、基本电流源变流器单元2的直流侧下桥臂电感电流i4、交流侧3个电容的电容电压va,vb,vc确定目标扇区以及当前电流关系和电压关系，在目标扇区查找当前电流关系和电压关系对应的逻辑开关控制策略，得到目标逻辑开关控制策略。
上述模块化三相五电平电流型并网逆变器调制均流方法，通过对逆变器进行采样得到基本电流源变流器单元1的直流侧上桥臂电感电流i1、基本电流源变流器单元1的直流侧下桥臂电感电流i2、基本电流源变流器单元2的直流侧上桥臂电感电流i3、基本电流源变流器单元2的直流侧下桥臂电感电流i4、交流侧3个电容的电容电压va,vb,vc、和交流侧3个电感的电感电流ia,ib,ic，根据三相电感电流调制量获取矢量作用扇区，将矢量作用扇区经过3s/2s坐标转换得到两相静止坐标系的α轴分量和β轴分量，根据α轴分量和β轴分量计算得到矢量作用时间，对矢量作用时间调制得到二值逻辑开关时间状态，根据基本电流源变流器单元1的直流侧上桥臂电感电流i1、基本电流源变流器单元1的直流侧下桥臂电感电流i2、基本电流源变流器单元2的直流侧上桥臂电感电流i3、基本电流源变流器单元2的直流侧下桥臂电感电流i4、交流侧3个电容的电容电压va,vb,vc确定目标逻辑开关控制策略，若二值逻辑开关时间状态与目标逻辑开关控制策略不一致，将二值逻辑开关时间状态中各个逻辑变量的取值调节至与目标逻辑开关控制策略一致，以重新确定相应逆变器的二值逻辑开关时间状态，按照逆变器当前的二值逻辑开关时间状态进行相应控制，达到均流目的，这样在直流母线的电感电流不平衡时，仅修正相应的二值逻辑开关状态，简化冗余矢量，减小了开关组合的切换，提高直流利用率，易于扩展到更多电平的电流源型逆变器。
附图说明
图1是一个实施例的模块化三相五电平电流型并网逆变器调制均流方法流程图；
图2是一个实施例的三相五电平电流源型并网逆变器控制框图；
图3是一个实施例的三相五电平电流源型并网逆变器拓扑结构示意图；
图4是一个实施例的基于载波移相SVPWM的电感电流均衡策略流程图；
图5为一个实施例中理想电路条件下直流侧电流仿真波形示意图；
图6是一个实施例中非理想电路条件下未采用本发明所提方法直流侧电流仿真波形示意图；
图7是一个实施例中非理想电路条件下采用本发明所提方法直流侧电流仿真波形示意图；
图8是一个实施例中五电平CSI仿真结果仿真波形和并网电流FFT分析示意图。
具体实施方式
为了使本申请的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本申请进行进一步详细说明。应当理解，此处描述的具体实施例仅仅用以解释本申请，并不用于限定本申请。
在本文中提及“实施例”意味着，结合实施例描述的特定特征、结构或特性可以包含在本申请的至少一个实施例中。在说明书中的各个位置出现该短语并不一定均是指相同的实施例，也不是与其它实施例互斥的独立的或备选的实施例。本领域技术人员显式地和隐式地理解的是，本文所描述的实施例可以与其它实施例相结合。
参考图1所示，图1为一个实施例的模块化三相五电平电流型并网逆变器调制均流方法流程图，包括如下步骤：
S10，对逆变器进行采样得到基本电流源变流器单元1的直流侧上桥臂电感电流i1、基本电流源变流器单元1的直流侧下桥臂电感电流i2、基本电流源变流器单元2的直流侧上桥臂电感电流i3、基本电流源变流器单元2的直流侧下桥臂电感电流i4、交流侧3个电容的电容电压va,vb,vc、和交流侧3个电感的电感电流ia,ib,ic；其中，va表示第1个电容的第一电容电压，vb表示第2个电容的第二电容电压，vc表示第3个电容的第三电容电压，ia表示第1个电感的第一电感电流，ib表示第2个电感的第二电感电流，ic表示第3个电感的第三电感电流。
具体地，上述步骤可以采样得到直流侧电流idc、基本电流源变流器单元1直流侧上桥臂电感电流i1和直流侧下桥臂电感电流i2、基本电流源变流器单元2直流侧上桥臂电感电流i3和直流侧下桥臂电感电流i4、交流侧电容电压va,vb,vc、交流侧电感电流ia,ib,ic和电网电压ea,eb,ec。
S20，将交流侧3个电容的电容电压va,vb,vc、以及交流侧3个电感的电感电流ia,ib,ic，分别经过3s/2r坐标转换获取两相旋转坐标系下d轴分量和q轴分量，并将dq坐标系按电网电压矢量进行定向，即将d轴分量和电网电压矢量重合，经过电压外环电流内环双闭环PI控制，再经过2r/3s坐标转换得到三相电感电流调制量；其中，3s/2r坐标转换表示由三相静止坐标系经过clack变换和park变换转化为同步旋转坐标系，2r/3s坐标转换表示由同步旋转坐标系经过反park变换和反clack变换转化为三相静止坐标系。
上述三相电感电流调制量可以包括进行坐标转换后，第1个电感的第一电感电流ia′，第2个电感的第二电感电流ib′，ic表示第3个电感的第三电感电流ic′。
S30，根据三相电感电流调制量获取矢量作用扇区，将矢量作用扇区经过3s/2s坐标转换得到两相静止坐标系的α轴分量和β轴分量，根据α轴分量和β轴分量计算得到矢量作用时间，对矢量作用时间调制得到二值逻辑开关时间状态；其中，3s/2s坐标转换表示由三相静止坐标系经过clack变换转化为两相静止坐标系。
S40，根据基本电流源变流器单元1的直流侧上桥臂电感电流i1、基本电流源变流器单元1的直流侧下桥臂电感电流i2、基本电流源变流器单元2的直流侧上桥臂电感电流i3、基本电流源变流器单元2的直流侧下桥臂电感电流i4、交流侧3个电容的电容电压va,vb,vc确定目标逻辑开关控制策略，若二值逻辑开关时间状态与目标逻辑开关控制策略不一致，将二值逻辑开关时间状态中各个逻辑变量的取值调节至与目标逻辑开关控制策略一致。
上述模块化三相五电平电流型并网逆变器调制均流方法，通过对逆变器进行采样得到基本电流源变流器单元1的直流侧上桥臂电感电流i1、基本电流源变流器单元1的直流侧下桥臂电感电流i2、基本电流源变流器单元2的直流侧上桥臂电感电流i3、基本电流源变流器单元2的直流侧下桥臂电感电流i4、交流侧3个电容的电容电压va,vb,vc、和交流侧3个电感的电感电流ia,ib,ic，根据三相电感电流调制量获取矢量作用扇区，将矢量作用扇区经过3s/2s坐标转换得到两相静止坐标系的α轴分量和β轴分量，根据α轴分量和β轴分量计算得到矢量作用时间，对矢量作用时间调制得到二值逻辑开关时间状态，根据基本电流源变流器单元1的直流侧上桥臂电感电流i1、基本电流源变流器单元1的直流侧下桥臂电感电流i2、基本电流源变流器单元2的直流侧上桥臂电感电流i3、基本电流源变流器单元2的直流侧下桥臂电感电流i4、交流侧3个电容的电容电压va,vb,vc确定目标逻辑开关控制策略，若二值逻辑开关时间状态与目标逻辑开关控制策略不一致，将二值逻辑开关时间状态中各个逻辑变量的取值调节至与目标逻辑开关控制策略一致，以重新确定相应逆变器的二值逻辑开关时间状态，按照逆变器当前的二值逻辑开关时间状态进行相应控制，达到均流目的，这样在直流母线的电感电流不平衡时，仅修正相应的二值逻辑开关状态，简化冗余矢量，减小了开关组合的切换，提高直流利用率，易于扩展到更多电平的电流源型逆变器(CSI)。
在一个实施例中，在步骤S40之前，还包括：
设置各个扇区分别对应的逻辑开关控制策略以及各个扇区所包括的各组电流关系和电压关系(如表1所示的电流关系和电压关系)，分别确定各个扇区中各组电流关系和电压关系各自对应的逻辑开关控制策略。
具体地，根据基本电流源变流器单元1的直流侧上桥臂电感电流i1、基本电流源变流器单元1的直流侧下桥臂电感电流i2、基本电流源变流器单元2的直流侧上桥臂电感电流i3、基本电流源变流器单元2的直流侧下桥臂电感电流i4、交流侧3个电容的电容电压va,vb,vc确定目标逻辑开关控制策略包括：
根据基本电流源变流器单元1的直流侧上桥臂电感电流i1、基本电流源变流器单元1的直流侧下桥臂电感电流i2、基本电流源变流器单元2的直流侧上桥臂电感电流i3、基本电流源变流器单元2的直流侧下桥臂电感电流i4、交流侧3个电容的电容电压va,vb,vc确定目标扇区以及当前电流关系和电压关系，在目标扇区查找当前电流关系和电压关系对应的逻辑开关控制策略，得到目标逻辑开关控制策略。
本实施例首先根据步骤S10所得的电感电流ia,ib和ic和电网电压ea,eb,ec，经过3s/2r坐标转换获取两相旋转坐标系下d轴分量和q轴分量，并将dq坐标系按电网电压矢量进行定向，即将d轴和电网电压矢量重合，经过电压外环电流内环双闭环PI控制，再经过2r/3s得到三相电感电流调制量。再根据三相电感电流调制量获取调制策略，即根据电感电流ia,ib和ic获取矢量作用扇区，然后经过3s/2s左边变换得到两相静止坐标系α轴和β轴分量，计算得到矢量作用时间，再经过调制得到二值逻辑开关时间状态，二值逻辑开关量表示为PA1、PB1、PC1、PA2、PB2和PC2(管子开通时为1，关断时为0)，然后根据所在扇区中各组电流关系和电压关系各自对应的逻辑开关控制策略实现均流。
在一个示例中，各个扇区中各组电流关系和电压关系各自对应的逻辑开关控制策略可以参考表1所示。
表1
在一个实施例中，参考图2所示，图2为三相五电平电流源型逆变器并网主要控制框图。首先采样获得直流侧电感电流、交流侧电网电压、电容电压和电感电流；然后经过电压电流双闭环获得修正的电感电流，依据此电流判断扇区；在每个扇区内，根据直流侧电感电流和电容电压大小关系，对二值逻辑开关状态值进行修正；最后依据修正的二值逻辑开关状态值，经过二三值逻辑转换，输出PWM脉冲控制变流器实现均流。
图3为三相五电平电流源型逆变器并网主电路拓扑，主要由三相两桥臂基本电流源变流器单元组成。其中ek(k＝a,b,c)为三相电网电压瞬时值，vk(k＝a,b,c)为CSI交流侧三相电容电压瞬时值，ik(k＝a,b,c)为三相并网电流瞬时值。Lu1、Ld1、Lu2和Ld2分别为逆变器单元1直流侧的正负端电感和逆变器单元2直流侧的正负端电感，Ck(k＝a,b,c)为交流滤波电容，Lk(k＝a,b,c)为交流滤波电感，E为直流电源电压。
图4为基于载波移相SVPWM的电感电流均衡策略流程图。首先判断逆变器单元1的正负直流母线电流和逆变器单元2的正负直流母线大小关系，然后判断电容电压大小，选择所在开关周期内的二值逻辑开关状态去平衡正负直流母线的一侧电感电流，至于另外一侧直流母线的电感电流，则由相应的修正的二值逻辑开关状态来调制，最后生成PWM脉冲实现电流平衡。
图5为理想电路条件下(在一个开关周期内，基本电流源变流器单元1和基本电流源变流器单元2的两个模块动作开关和矢量对称，且每个开关开通的时间也是一致的)采用本发明实施例的直流侧电流仿真波形。由图4可以看出，Lu1和Lu2上流过的电流i1和i3大小基本一直且平分了直流侧总电流idc，此时系统可以实现自均流，这是载波相移SVPWM的优点。
图6为非理想电路条件下(Lu1上寄生电阻RL1为0.3，Lu2上寄生电阻RL2为0.4)采用本发明实施例的直流侧电流仿真波形。由图5可以看出，直流侧电感Lu1通过的电流大于Lu2上通过电流，此时，即使电感两端电压分压相同，但由于寄生电阻不一致，电感上的通过的电流也会不同。这意味着非理想电路条件下需要电流均衡策略。
图7为采用本实施例所提均流策略时直流侧电流仿真波形。由图7可以看出，开始时Lu1通过的电流大于Lu2上通过电流，在0.05秒时加上电感电流均流策略，i1和i3的曲线达到基本一致，这说明本实施例所提方法对于三相五电平电流型逆变器并网均流效果较好。
图8为采用本实施例所提方法五电平CSI仿真波形，图8中(a)表示仿真波形，(b)表示并网电流FFT分析。由图8(a)可以看出并网电压电流波形质量较好，且其并网电流THD仅为0.20％，从而验证了本实施例所提方法对于三相五电平电流型并网逆变器调制和均流策略的有效性。
在三相五电平电流型并网逆变器中，直流侧电感分流不平衡问题是一个值得关注的问题。针对这个问题，本实施例在两相旋转坐标系下，提出了一种基于载波移相空间矢量脉宽调制(SVPWM)的三相五电平电流型逆变器均流策略。本实施例首先采样得到直流电感电流、交流侧电感电流、电容电压和电网电压，经过载波移相脉宽调制策略得到二值逻辑开关状态值；然后判断基本电流源变流器单元1的正负直流母线电流是否同时大于或者小于基本电流源变流器单元2的正负直流母线，根据三相电压的大小关系选择所在开关周期内的二值逻辑开关状态去平衡正负直流母线的一侧电感电流，至于另外一侧直流母线的电感电流，则由相应的修正的二值逻辑开关状态来调制。最后生成PWM脉冲，控制开关管的开通和关断，最终实现电流平衡。本发明所提出的控制方法的优点在于：SVPWM调制利用率为1，易于数字化。在直流母线的电感电流不平衡时，仅修正相应的二值逻辑开关状态，简化冗余矢量，减小了开关组合的切换，提高直流利用率，易于扩展到更多电平的电流源型逆变器(CSI)。最后仿真结果证明了本实施例所提方法所具有的优良性能。
以上实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。
需要说明的是，本申请实施例所涉及的术语“第一\第二\第三”仅仅是区别类似的对象，不代表针对对象的特定排序，可以理解地，“第一\第二\第三”在允许的情况下可以互换特定的顺序或先后次序。应该理解“第一\第二\第三”区分的对象在适当情况下可以互换，以使这里描述的本申请的实施例能够以除了在这里图示或描述的那些以外的顺序实施。
本申请实施例的术语“包括”和“具有”以及它们任何变形，意图在于覆盖不排他的包含。例如包含了一系列步骤或模块的过程、方法、装置、产品或设备没有限定于已列出的步骤或模块，而是可选地还包括没有列出的步骤或模块，或可选地还包括对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或模块。
以上所述实施例仅表达了本申请的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本申请构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本申请的保护范围。因此，本申请专利的保护范围应以所附权利要求为准。
Claims (3)
1.一种模块化三相五电平电流型并网逆变器调制均流方法，其特征在于，包括如下步骤：
S10，对逆变器进行采样得到基本电流源变流器单元1的直流侧上桥臂电感电流i1、基本电流源变流器单元1的直流侧下桥臂电感电流i2、基本电流源变流器单元2的直流侧上桥臂电感电流i3、基本电流源变流器单元2的直流侧下桥臂电感电流i4、交流侧3个电容的电容电压va,vb,vc、和交流侧3个电感的电感电流ia,ib,ic；其中，va表示第一电容电压，vb表示第二电容电压，vc表示第三电容电压，ia表示第一电感电流，ib表示第二电感电流，ic表示第三电感电流；
S20，将交流侧3个电容的电容电压va,vb,vc、以及交流侧3个电感的电感电流ia,ib,ic，分别经过3s/2r坐标转换获取两相旋转坐标系下d轴分量和q轴分量，并将dq坐标系按电网电压矢量进行定向，即将d轴分量和电网电压矢量重合，经过电压外环电流内环双闭环PI控制，再经过2r/3s坐标转换得到三相电感电流调制量；其中，3s/2r坐标转换表示由三相静止坐标系经过clack变换和park变换转化为同步旋转坐标系，2r/3s坐标转换表示由同步旋转坐标系经过反park变换和反clack变换转化为三相静止坐标系；
S30，根据三相电感电流调制量获取矢量作用扇区，将矢量作用扇区经过3s/2s坐标转换得到两相静止坐标系的α轴分量和β轴分量，根据α轴分量和β轴分量计算得到矢量作用时间，对矢量作用时间调制得到二值逻辑开关时间状态；其中，3s/2s坐标转换表示由三相静止坐标系经过clack变换转化为两相静止坐标系；
S40，根据基本电流源变流器单元1的直流侧上桥臂电感电流i1、基本电流源变流器单元1的直流侧下桥臂电感电流i2、基本电流源变流器单元2的直流侧上桥臂电感电流i3、基本电流源变流器单元2的直流侧下桥臂电感电流i4、交流侧3个电容的电容电压va,vb,vc确定目标逻辑开关控制策略，若二值逻辑开关时间状态与目标逻辑开关控制策略不一致，将二值逻辑开关时间状态中各个逻辑变量的取值调节至与目标逻辑开关控制策略一致；
所述模块化三相五电平电流型并网逆变器的结构为直流电源的正极分别连接电感Lu1和电感Lu2的一端；电感Lu1的另一端分别连接IGBT S11、IGBT S31、IGBT S51的集电极，IGBTS11、IGBT S31、IGBT S51的发射极分别连接第一、第二、第三二极管的阳极，第一、第二、第三二极管的阴极分别连接IGBT S41、IGBT S61、IGBT S21的集电极，IGBT S41、IGBT S61、IGBT S21的发射极分别连接第四、第五、第六二极管的阳极，第四、第五、第六二极管的阴极共同连接电感Ld1的一端，电感Ld1的另一端连接直流电源的负极；电感Lu2的另一端分别连接IGBT S12、IGBT S32、IGBT S52的集电极，IGBT S12、IGBT S32、IGBT S52的发射极分别连接第七、第八、第九二极管的阳极，第七、第八、第九二极管的阴极分别连接IGBT S42、IGBTS62、IGBT S22的集电极，IGBT S42、IGBT S62、IGBT S22的发射极分别连接第十、第十一、第十二二极管的阳极，第十、第十一、第十二二极管的阴极共同连接电感Ld2的一端，电感Ld2的另一端连接直流电源的负极；第一二极管的阴极连接第七二极管的阴极作为a相输出端，第二二极管的阴极连接第八二极管的阴极作为b相输出端,第三二极管的阴极连接第九二极管的阴极作为c相输出端；3个电容Ca、Cb、Cc的一端分别连接a相输出端、b相输出端、c相输出端，3个电容Ca、Cb、Cc的另一端并接，3个电感La、Lb、Lc的一端分别连接a相输出端、b相输出端、c相输出端，3个电感La、Lb、Lc的另一端分别与电网的a相、b相、c相连接。
2.根据权利要求1所述的模块化三相五电平电流型并网逆变器调制均流方法，其特征在于，在步骤S40之前，还包括：
设置各个扇区分别对应的逻辑开关控制策略以及各个扇区所包括的各组电流关系和电压关系，分别确定各个扇区中各组电流关系和电压关系各自对应的逻辑开关控制策略。
3.根据权利要求2所述的模块化三相五电平电流型并网逆变器调制均流方法，其特征在于，根据基本电流源变流器单元1的直流侧上桥臂电感电流i1、基本电流源变流器单元1的直流侧下桥臂电感电流i2、基本电流源变流器单元2的直流侧上桥臂电感电流i3、基本电流源变流器单元2的直流侧下桥臂电感电流i4、交流侧3个电容的电容电压va,vb,vc确定目标逻辑开关控制策略包括：
根据基本电流源变流器单元1的直流侧上桥臂电感电流i1、基本电流源变流器单元1的直流侧下桥臂电感电流i2、基本电流源变流器单元2的直流侧上桥臂电感电流i3、基本电流源变流器单元2的直流侧下桥臂电感电流i4、交流侧3个电容的电容电压va,vb,vc确定目标扇区以及当前电流关系和电压关系，在目标扇区查找当前电流关系和电压关系对应的逻辑开关控制策略，得到目标逻辑开关控制策略。
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