CN103248256A - 具有中点平衡能力的倍压三电平光伏并网逆变器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种具有中点平衡能力的倍压三电平光伏并网逆变器，PV光伏阵列与倍压电路相连接，用于将太阳能转化为电能并为倍压电路提供直流电压Udc。倍压电路与倍压电路控制器、PV光伏阵列和逆变电路相连接，用于完成直流侧电压的倍压功能。逆变电路与倍压电路、逆变电路控制器相连接，用于实现直流侧与交流侧有功能量的变换。倍压电路控制器，用于产生倍压电路开关管的脉冲信号，让开关管等占空比导通从而抑制中点电位偏移；逆变电路控制器用于产生三相半桥逆变电路所需的PWM信号。本发明的倍压三电平光伏并网逆变器，具有前级自动倍压，并在任意负载功率因数下，抑制中点电位的漂移和中点电位低频波动以自动实现中点平衡等优点。

Description

具有中点平衡能力的倍压三电平光伏并网逆变器

技术领域

本发明涉及一种具有中点平衡能力的倍压三电平光伏并网逆变器。

背景技术

在追求低碳社会的今天，新能源领域之一的太阳能越来越受到世界各国的青睐。2006~2009年，全球太阳能光伏电池产量的年增长率为60%，2010年全球光伏发电市场规模达到15GW，全球有9个国家光伏发电市场规模超过250MW。2011年全球光伏市场更是达到了27.7GW，较2010年增长70%。德国2011年装机容量从2010年的6GW上升到了7.5GW，美国从2010年的1.2GW上升到了2011年的3GW，增幅达到了2.5倍。我国的装机容量随着全球发展的趋势在增长，从2010年的0.6GW上升到了2011年的2.2GW，年增幅达到357%。今年2012年，我国的光伏安装容量即将达到4.8GW。而根据国家有关新能源规划，到2015年我国光伏总装机容量将达到15GW，2020年将突破50GW。

随着全球光伏逆变器装机容量的增加，光伏逆变器作为核心器件，其容量和耐压等级也在逐渐增加，传统的两电平逆变器已经不能再满足要求了。多电平逆变器具有耐压等级高，输出波形质量好，开关管应力小以及效率高等特点，已经成为电力电子领域人们关注与研究的热点。二极管钳位型的三电平拓扑结构因其结构简单，控制方便，技术成熟，得到了广泛的应用。但三电平拓扑也存在自身的缺陷，如直流侧中点电位偏移。直流侧中点电位偏移会导致逆变器输出电压畸变，开关器件承受的电压不均衡，电容寿命骤减以及逆变器带负载能力差。若能解决此问题，既能实现输出电流谐波含量小，又能利于后级并网控制。国内外一些学者针对三电平中点电位不平衡提出了不少的算法，主要通过控制冗余小矢量的作用时间控制中点电位，但控制效果受到调制度，负载功率因数角，以及控制策略的影响，效果不佳。

目前现有的光伏逆变系统，直流侧采用Boost升压，电感值较大，体积、损耗较大，影响了整个系统的效率。若能不用DC/DC变换，实现自动升压功能，又降低电感值，既可以减小系统的体积，又可以增加系统的效率。

本发明针对现有拓扑和技术存在的缺陷，提出一种节约成本且高效率的倍压三电平光伏并网逆变器拓扑结构，以及相关的抑制中性点电位漂移和波动的方法。

发明内容

本发明是为避免上述已有技术中存在的不足之处，提供一种具有中点平衡能力的倍压三电平光伏并网逆变器，以实现前级自动倍压、且在任意负载功率因数下抑制中点电位的漂移和中点电位的低频波动。

本发明为解决技术问题采用以下技术方案。

具有中点平衡能力的倍压三电平光伏并网逆变器，其结构特点是，包括PV光伏阵列、倍压电路、倍压电路控制器、逆变电路和逆变电路控制器；

所述PV光伏阵列，与所述倍压电路相连接，用于将太阳能转化为电能并为倍压电路提供直流侧电压Udc，发出逆变电路吸收的功率；

倍压电路，与所述倍压电路控制器、PV光伏阵列和逆变电路相连接，用于完成直流侧电压的倍压功能，实现直流侧与交流侧无功能量的交换并且保证三电平逆变器无中点电压偏移问题；

逆变电路，与所述倍压电路、逆变电路控制器相连接，用于实现直流侧与交流侧有功能量的变换，滤除高次谐波，实现并网；

倍压电路控制器，用于产生倍压电路开关管的脉冲信号，让开关管等占空比导通从而抑制中点电位偏移；

逆变电路控制器，用于产生三相半桥逆变电路所需的PWM信号。

本发明的具有中点平衡能力的倍压三电平光伏并网逆变器的结构特点也在于：

所述倍压电路包括功率开关管T1～T2、二极管D1～D4、电感L1和电容C1～C2；所述二极管D1、功率开关管T1、功率开关管T2和二极管D2依次串联构成开关支路，所述电容C1和电容C2相互串联形成电容支路，所述二极管D2的正极和负极分别连接在功率开关管T1的发射极和集电极上，所述二极管D3的正极和负极分别连接在功率开关管T2的发射极和集电极上；所述开关支路和所述电容支路相互并联连接，所述电感L1的第一端连接在功率开关管T1和功率开关管T2之间，所述电感L1的第二端连接在所述电容C1和电容C2之间。

所述逆变电路包括三相完全对称的桥臂、三个滤波电感L2～L4及三相电网e_abc；三相完全对称的桥臂包括A相桥臂、B相桥臂和C相桥臂；所述A相桥臂、B相桥臂和C相桥臂之间相互并联连接，并与所述倍压电路相并联连接；

所述A相桥臂包括四个功率开关管T3～T6、两个箝位二管D5和D6；所述功率开关管T3～T6依次相互串联连接；所述箝位二管D5和D6相互串联连接后的第一端连接在功率开关管T3和功率开关管T4之间，所述箝位二管D5和D6相互串联连接后的第二端连接在功率开关管T5和功率开关管T6之间；所述电感L1的第二端连接在箝位二管D5和D6之间；滤波电感L2的第一端连接在功率开关管T4和功率开关管T5之间，所述滤波电感L2的第二端与A相电网e_a相连接；

所述B相桥臂和所述C相桥臂的结构与所述A相桥臂的结构是完全相同的；所述B相桥臂通过电感L3与B相电网e_b相连接，所述C相桥臂通过电感L4与C相电网e_c相连接。

所述倍压电路控制器包括比较单元、比例单元、调制波生成单元、三角波产生单元和信号比较与PWM发生单元；所述比较单元与所述比例单元相连接，所述比例单元、所述调制波生成单元和三角波产生单元均与所述信号比较与PWM发生单元相连接，所述信号比较与PWM发生单元产生用于控制功率开关管T1和T2的PWM信号。

所述逆变电路控制器包括采样单元、同步单元、闭环控制单元和PWM信号发生单元；所述同步单元和所述闭环控制单元均与所述采样单元相连接，所述同步单元与所述闭环控制单元相连接，所述闭环控制单元还与所述PWM信号发生单元相连接。

与已有技术相比，本发明有益效果体现在：

本发明公开了一种具有中点平衡能力的倍压三电平光伏并网逆变器，可以应用在高压大功率的光伏并网系统中。该逆变器主要包括倍压电路和三相半桥逆变电路两部分，逆变器输入侧接光伏电池板，输出侧通过工频电感直接连接电网。本发明的基本工作过程为：光伏阵列经过前级倍压电路升压，为后级二极管箝位型三电平逆变器提供稳定的直流侧电压，再通过二极管钳位型逆变器逆变，输出电压最后经工频电感滤波后连接电网。当前级光伏阵列输入电压较低，且后级逆变器需要两倍的输入电压时，无需Boost电路实现升压，可直接通过直流倍压电路升压，所用电感值较Boost升压电感要小的多；且通过等占空比的切换倍压电路开关管，不存在二极管钳位型三电平拓扑电路中点偏移问题。直流侧电压利用率高，不受后级逆变器调制策略和负载功率因数的影响，可自动实现中点电位平衡。

本发明的具有中点平衡能力的倍压三电平光伏并网逆变器，具有可实现前级自动倍压、并在任意负载功率因数下抑制中点电位的漂移和中点电位低频波动以自动实现中点电位平衡等优点。

附图说明

图1是本发明的倍压三电平光伏并网逆变器的拓扑示意图。

图2是本发明的倍压三电平光伏并网逆变器的PV光伏阵列示意图。

图3是本发明的倍压三电平光伏并网逆变器的倍压电路示意图。

图4是本发明的倍压三电平光伏并网逆变器的逆变电路示意图。

图5是本发明的倍压三电平光伏并网逆变器的倍压电路控制器示意图。

图6是本发明的倍压三电平光伏并网逆变器的逆变电路控制器示意图。

图7是本发明S_np=1时倍压电路T1管开通电流路径示意图。

图8是本发明S_np=-1时倍压电路T2管开通电流路径示意图。

图9是本发明在单位功率因数下，倍压电路对直流侧中点电位控制的仿真图

图10是本发明在功率因数角超前30度下，倍压电路对中点电位控制的仿真图

图11是本发明在功率因数角滞后30度下，倍压电路对中点电位控制的仿真图。

以下通过具体实施方式，并结合附图对本发明作进一步说明。

具体实施方式

参见图1，具有中点平衡能力的倍压三电平光伏并网逆变器，包括PV光伏阵列、倍压电路、倍压电路控制器、逆变电路和逆变电路控制器；

所述PV光伏阵列，与所述倍压电路相连接，用于将太阳能转化为电能并为倍压电路提供直流侧电压Udc，发出逆变电路吸收的功率；

倍压电路，与所述倍压电路控制器、PV光伏阵列和逆变电路相连接，用于完成直流侧电压的倍压功能，实现直流侧与交流侧无功能量的交换并且保证三电平逆变器无中点电压偏移问题；

逆变电路，与所述倍压电路、逆变电路控制器相连接，用于实现直流侧与交流侧有功能量的变换，滤除高次谐波，实现并网；

倍压电路控制器，用于产生倍压电路开关管的脉冲信号，让开关管等占空比导通从而抑制中点电位偏移；

逆变电路控制器，用于产生三相半桥逆变电路所需的PWM信号。

PV光伏阵列主要为逆变器提供直流侧电压，发出逆变器吸收的功率。逆变电路控制器用于控制逆变电路三相的功率开关管的开通和关断，完成直流侧和网侧能量的交换。

倍压电路控制器用于控制倍压电路的功率开关管T1～T2的开通和关断，实现直流侧中性点电位的平衡；倍压电路的使用，提高了整个系统的直流侧电压利用率，很好的解决了三电平固有的中点电位偏移问题，减小了输出电流的谐波含量，提高了输出波形的质量，避免了因某侧电容电压过高引起的功率开关管和电容的损坏。

另外，倍压电路中的电感L1，相比传统的Boost升压电感的值小很多，体积也小很多，还起到了缓冲冲击电流的作用。倍压电路控制器与逆变电路控制器由直流侧电容C1和C2实现解耦，二者的控制相互独立，中点电位控制不受负载功率因数，调制度以及调制策略的影响，应用较为广泛；直流侧中性点电压偏差（波动量）是可以控制的，可以根据实际情况调节偏差度，提高系统的利用率。

所述倍压电路包括功率开关管T1～T2、二极管D1～D4、电感L1和电容C1～C2；所述二极管D1、功率开关管T1、功率开关管T2和二极管D2依次串联构成开关支路，所述电容C1和电容C2相互串联形成电容支路，所述二极管D2的正极和负极分别连接在功率开关管T1的发射极和集电极上，所述二极管D3的正极和负极分别连接在功率开关管T2的发射极和集电极上；所述开关支路和所述电容支路相互并联连接，所述电感L1的第一端连接在功率开关管T1和功率开关管T2之间，所述电感L1的第二端连接在所述电容C1和电容C2之间。

PV光伏阵列的正极性端接至二极管D1的阳极及功率开关管T1的集电极上。PV光伏阵列的负极性端接至二极管D4的阴极以及功率开关管T2的发射极。

二极管D1的阴极接电容C1，经中性点O，一方面接电感L1引回至功率开关管T1的发射极（即功率开关管T2的集电极），另一方面接电容C2经过二极管D4的阳极，从二极管D4的阴极引回至功率开关管T2的发射极（即PV光伏阵列的负极性端）。

其中，二极管D1和D4一方面为电容充电提供通道，另一方面防止直流母线能量回流到PV光伏阵列。功率开关管T1和T2工频切换，实现直流侧电容C1和电容C2充电回路的转换。电感L1用来起缓冲能量以及辅助中点电位平衡的作用，直流侧电容C1和电容C2对直流侧电压进行平滑滤波，并起缓冲无功能量的作用。

当功率开关管T1关断，功率开关管T2导通时，电容C1充电，它两端电压上升，导通回路为：从直流电源正极，二极管D1阳极，二极管D1阴极，电容C1，电感L1，功率开关管T2集电极，功率开关管T2发射极到直流电源负极。当功率开关管T2关断，功率开关管T1导通时，电容C2充电，它两端电压上升，导通回路为：从直流电源正极，功率开关管T1集电极，功率开关管T1发射极，电感L1，电容C2，二极管D2阳极，二极管D2阴极到直流电源负极。让两个功率开关管功率开关管T1、功率开关管T2等占空比导通，则电路中就不存在三电平中点电位偏移问题。

所述逆变电路包括三相完全对称的桥臂、三个滤波电感L2～L4及三相电网e_abc；三相完全对称的桥臂包括A相桥臂、B相桥臂和C相桥臂；所述A相桥臂、B相桥臂和C相桥臂之间相互并联连接，并与所述倍压电路相并联连接；

所述A相桥臂包括四个功率开关管T3～T6、两个箝位二管D5和D6；所述功率开关管T3～T6依次相互串联连接；所述箝位二管D5和D6相互串联连接后的第一端连接在功率开关管T3和功率开关管T4之间，所述箝位二管D5和D6相互串联连接后的第二端连接在功率开关管T5和功率开关管T6之间；所述电感L1的第二端连接在箝位二管D5和D6之间；滤波电感L2的第一端连接在功率开关管T4和功率开关管T5之间，所述滤波电感L2的第二端与A相电网e_a相连接；

所述B相桥臂和所述C相桥臂的结构与所述A相桥臂的结构是完全相同的；所述B相桥臂通过电感L3与B相电网e_b相连接，所述C相桥臂通过电感L4与C相电网e_c相连接。

以A相桥臂为例，当功率开关管T3和T4导通且T5和T6关断时，输出端A与正母线相连而输出正电平；当功率开关管T4和T5导通、T3和T6关断时，输出端A通过箝位二极管D5（或D6）将输出电压箝位在零电平；当功率开关管T5和T6导通、T3和T4关断时，输出端A与负母线相连而输出负电平。输出的电压都经过电感L2滤波并连接到A相电网e_a。B相桥臂和C相桥臂的工作原理与A相桥臂相同。所述四个功率开关管T3～T6上都反向并联设置有续流二极管。

所述倍压电路控制器包括比较单元、比例单元、调制波生成单元、三角波产生单元和信号比较与PWM发生单元；所述比较单元与所述比例单元相连接，所述比例单元、所述调制波生成单元和三角波产生单元均与所述信号比较与PWM发生单元相连接，所述信号比较与PWM发生单元产生用于控制功率开关管T1和T2的PWM信号。

比较单元的作用是比较直流侧的电容C1和电容C2电压的大小，得到直流侧中性点O电压。比例单元是对直流侧中性点电压进行标幺化处理，利于调制波生成单元和信号比较与PWM发生单元软件编程的实现。信号比较与PWM发生单元根据比例环节发送的中性点电压和调制波生成单元发送的调制波生成PWM信号，由该PWM信号驱动功率开关管T1和T2。

调制波生成单元的作用是得到功率开关管T1和T2的调制波，与三角波产生单元生成的三角波一起经过信号比较与PWM发生单元生成驱动功率开关管T1和T2的驱动信号，来控制直流侧中点的电位。具体的脉冲分配过程是：当直流侧中性点O电压高于允许波动范围的上限时，立即让功率开关管T1工作，调节直流侧电容C2上的电压，以达到中点平衡；当直流侧中性点电压低于允许波动范围的下限时，立即让功率开关管T2工作，将PV光伏阵列上的能量转移到直流侧电容C1上去，以达到中点平衡；当直流侧中性点电压等于0时，让功率开关管T1和T2等工频导通，此时直流侧电容C1和电容C2电压一直相等，不存在中点偏移问题，同时功率开关管T1和T2工频切换，降低了开关损耗。

所述逆变电路控制器包括采样单元、同步单元、闭环控制单元和PWM信号发生单元；所述同步单元和所述闭环控制单元均与所述采样单元相连接，所述同步单元与所述闭环控制单元相连接，所述闭环控制单元还与所述PWM信号发生单元相连接。

（其中，采样单元用于采集电网电压、网侧电流和直流侧电容电压等参数。同步单元的作用是获取电网电压的同步相位角，用于坐标变换。闭环控制单元的作用是通过PI调节器的作用，完成对指令电流的无静差、快速的跟随，并产生三相正弦的调制波。PWM信号发生单元的作用是产生调制波和PWM信号，以完成特定的控制目标。

设直流侧电容C₁、C₂的电压分别为V_C1和V_C2，直流侧电压允许的波动范围为-ΔV到ΔV，定义直流侧中点电压V_np为：

$V_{\mathrm{np}}=V_{C1}-V_{C2}---\left(1\right)$

式（1）中，二值逻辑函数S_np表示本发明直流侧中性点电压和允许波动范围的大小关系，具体如下：

$S_{\mathrm{np}}=\left\{\begin{array}{c}1,V_{\mathrm{np}}>\mathrm{\&Delta;V}\\ 0,\left|V_{\mathrm{np}}\right|\&le;\mathrm{\&Delta;V}\\ -1,V_{\mathrm{np}}<-\mathrm{\&Delta;V}\end{array}\right.---\left(2\right)$

式（2）中，S_np和直流侧中性点电压的对应关系也可以通过图7来表示。

当三值逻辑函数S_np=1时，即直流侧中性点电压高于允许波动范围的上限，功率开关管T₁的导通时间加长，C₂上的电压V_C2增加，具体工作过程是：当功率开关管T₁开通时，如图7所示，PV光伏阵列输入电压U_dc经过T₁、L、C₂和D4构成回路，C₂充电，可以实现中点电位的平衡。

当三值逻辑函数S_np=-1时，即直流侧中性点电压低于允许波动范围的下限，功率开关管T₂的导通时间加长，C₁上的电压V_C1增加，具体工作过程是：当功率开关管T₂开通时，如图8所示，PV光伏阵列输入电压U_dc经过D1、C₁、L和T₂构成回路，C₁充电，也可以实现中点电位平衡。

当三值逻辑函数S_np=0时，即直流侧中性点电压在允许波动的范围内，让功率开关管T₁、T₂以等占空比来回导通切换，以保证中点电压平衡。

本发明倍压电路功率开关管的开关状态如表1所示：

设倍压电路的调制波为u^*，可以表示为

$u^{*}=K\&CenterDot;S_{\mathrm{np}}---\left(3\right)$

式（3）中K为比例系数。

将u^*与三角载波u_c比较，得到PWM信号，再根据三值逻辑函数S_np将PWM信号分配给倍压电路开关管，实现中点平衡的效果，具体的分配方式如表1所示。

表1 倍压电路PWM信号分配表

Snp	T1	T2
			1	闭合	关断
0	闭合（断开）	关断（闭合）
			-1	关断	关断

本发明对直流侧中点电位不平衡的抑制效果与功率因数关系的仿真波形如图9，其中ΔV=5V，图9(a)所示为本发明单位功率因数时的A相电网电压和网侧电流，图9(b)所示为本发明单位功率因数时的直流侧中点电位的控制效果。图10(a)所示为本发明功率因数角超前30度时的A相电网电压和网侧电流，图10(b)所示为本发明功率因数角超前30度时的直流侧中点电位的控制效果。图11(a)所示为本发明功率因数角滞后30度时的A相电网电压和网侧电流，图11(b)所示为本发明功率因数角滞后30度时的直流侧中点电位的控制效果。由图可见，该中点电位可控，不受功率因数的影响，且无中点偏移问题。

本发明公开了一种节约成本和高效率的具有中点平衡能力的倍压三电平光伏并网逆变器拓扑结构，包括有PV光伏阵列，倍压电路，逆变电路，倍压控制电路以及逆变电路控制电路五个部分。倍压电路的使用一方面取代了传统的Boost升压功能，实现倍压，所用电感值较小，利用率高，体积也较小；另一方面，规避了三电平中点电位偏移问题，且中点电位波动可以根据实际控制需要可调。由于直流侧电容的解耦作用，中点平衡不受负载功率因数，调制度以及调制策略的影响，提高了系统整体的效率，具有前级自动倍压，并在任意负载功率因数下，抑制中点电位的漂移和中点电位低频波动以自动实现中点平衡等优点。

虽然本发明已依据较佳实施例在上文中加以说明，但这并不表示本发明的范围只局限于上述的结构，只要被本的发明权利要求所覆盖的结构均在保护范围之内。本技术领域的技术人员在阅读上述的说明后可很容易地发展出的等效替代结构，在不脱离本发明之精神与范围下所作之均等变化与修饰，皆应涵盖于本发明保护范围之内。

Claims (5)

1.具有中点平衡能力的倍压三电平光伏并网逆变器，其特征是，包括PV光伏阵列、倍压电路、倍压电路控制器、逆变电路和逆变电路控制器；

所述PV光伏阵列，与所述倍压电路相连接，用于将太阳能转化为电能并为倍压电路提供直流侧电压Udc，发出逆变电路吸收的功率；

所述倍压电路，与所述倍压电路控制器、PV光伏阵列和逆变电路相连接，用于完成直流侧电压的倍压功能，实现直流侧与交流侧无功能量的交换并且保证三电平逆变器无中点电压偏移问题；

所述逆变电路，与所述倍压电路、逆变电路控制器相连接，用于实现直流侧与交流侧有功能量的变换，滤除高次谐波，实现并网；

所述倍压电路控制器，用于产生倍压电路开关管的脉冲信号，让开关管等占空比导通从而抑制中点电位偏移；

所述逆变控制器，用于产生三相半桥逆变电路所需的PWM信号。

2.根据权利要求1所述的具有中点平衡能力的倍压三电平光伏并网逆变器，其特征是，所述倍压电路包括功率开关管T1～T2、二极管D1～D4、二极管D1～D4、电感L1和电容C1～C2；所述二极管D1、功率开关管T1、功率开关管T2和二极管D2依次串联构成开关支路，所述电容C1和电容C2相互串联形成电容支路，所述二极管D2的正极和负极分别连接在功率开关管T1的发射极和集电极上，所述二极管D3的正极和负极分别连接在功率开关管T2的发射极和集电极上；所述开关支路和所述电容支路相互并联连接，所述电感L1的第一端连接在功率开关管T1和功率开关管T2之间，所述电感L1的第二端连接在所述电容C1和电容C2之间。

3.根据权利要求1所述的具有中点平衡能力的倍压三电平光伏并网逆变器，其特征是，所述逆变电路包括三相完全对称的桥臂、三个滤波电感L2～L4及三相电网e_abc；三相完全对称的桥臂包括A相桥臂、B相桥臂和C相桥臂；所述A相桥臂、B相桥臂和C相桥臂之间相互并联连接，并与所述倍压电路相并联连接；

所述A相桥臂包括四个功率开关管T3～T6、两个箝位二管D5和D6；所述功率开关管T3～T6依次相互串联连接；所述箝位二管D5和D6相互串联连接后的第一端连接在功率开关管T3和功率开关管T4之间，所述箝位二管D5和D6相互串联连接后的第二端连接在功率开关管T5和功率开关管T6之间；所述电感L1的第二端连接在箝位二管D5和D6之间；滤波电感L2的第一端连接在功率开关管T4和功率开关管T5之间，所述滤波电感L2的第二端与A相电网e_a相连接。

所述B相桥臂和所述C相桥臂的结构与所述A相桥臂的结构是完全相同的；所述B相桥臂通过电感L3与B相电网e_b相连接，所述C相桥臂通过电感L4与C相电网e_c相连接。

4.根据权利要求1所述的具有中点平衡能力的倍压三电平光伏并网逆变器，其特征是，所述倍压电路控制器包括比较单元、比例单元、调制波生成单元、三角波产生单元和信号比较与PWM发生单元；所述比较单元与所述比例单元相连接，所述比例单元、所述调制波生成单元和三角波产生单元均与所述信号比较与PWM发生单元相连接，所述信号比较与PWM发生单元产生用于控制功率开关管T1和T2的PWM信号。

5.根据权利要求1所述的具有中点平衡能力的倍压三电平光伏并网逆变器，其特征是，所述逆变电路控制器包括采样单元、同步单元、闭环控制单元和PWM信号发生单元；所述同步单元和所述闭环控制单元均与所述采样单元相连接，所述同步单元与所述闭环控制单元相连接，所述闭环控制单元还与所述PWM信号发生单元相连接。

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