CN106684919A - 改进的级联型光伏并网逆变器功率平衡控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种改进的级联H桥光伏并网逆变器功率平衡控制方法，它是为了解决直流侧光伏电池板输入功率不平衡造成系统不能稳定运行问题。该方法包括如下步骤：(1)总直流侧电压控制，用来实现各H桥单元直流侧电压跟踪其最大功率点电压，并得到系统有功电流指令值；(2)网侧电流解耦控制，能够实现有功电流和无功电流的独立控制，同时产生逆变器总调制波电压；(3)调制策略切换控制，根据级联H桥光伏并网逆变器的工作模式进行不同调制策略切换控制。该方法不但能实现级联H桥光伏逆变器在故障工作模式即有一个或多个光伏电池板发生故障且与H桥单元断开下的稳定运行，而且能减小直流侧电压波动，提高系统的发电量。

Description

改进的级联型光伏并网逆变器功率平衡控制方法

技术领域

本发明涉及一种级联H桥光伏并网逆变器功率平衡控制方法，属于级联型光伏并网逆变器功率平衡控制技术领域。

背景技术

光伏并网发电由于提供清洁能源，且环境友好而备受关注。面对如何提高光伏系统效率、降低发电成本等问题，级联H桥多电平逆变器由于其模块化易拓展、系统效率高、并网电流总谐波失真(THD)小等优势而成为研究的热点。此外，级联H桥多电平逆变器每个功率单元需要独立的直流电源，正好符合光伏组件发电的特点，使得单个光伏组件的MPPT控制成为可能，进一步提高系统的发电效率。因此，级联H桥多电平逆变器在光伏发电并网应用中有独特的优势。

虽然级联H桥光伏逆变器的各级功率单元可通过独立的MPPT控制提高光伏发电的效率，但若受光照、温度等外界因素影响，一块或多块光伏组件输出功率严重下降时，由于流过每个H桥的电流相等而传输的功率差异较大，可能导致其他输出功率较大的光伏组件对应单元的调制度大于1，系统不稳定。因此，为了保证级联H桥光伏并网逆变器在光照强度和光伏组件之间不匹配条件下的稳定运行，采取一定的功率平衡控制具有突出的工程意义。

为此，国内外学者们在扩大级联H桥光伏并网逆变器稳定运行范围方面做出了很多的研究。如发明专利申请《一种级联型光伏并网逆变器的功率平衡控制方法》(CN103795077A)提出了一种基于占空比有功分量修正的功率平衡控制策略，根据系统的运行情况，实时补偿和修正占空比，但是该平衡控制方法调节范围较小，在H桥单元间光照极度不平衡时将失去调节能力，系统将不稳定。

如2016年IEEE文献“An FPGA-based advanced control strategy ofa grid--tied PV CHB inverter”Coppola M,Napoli F D,Guerriero P,《IEEE Transactions onPower Electronics》，2016,31(1)，806-816(“一种基于FPGA的级联H桥光伏并网逆变器先进控制策略”，《IEEE学报-电力电子期刊》2016年第31卷第1期806-816页)提出了一种基于混合调制策略的功率平衡控制算法，通过对直流侧电压误差进行排序来适时调整各级联H桥的开关信号，实现了级联H桥光伏逆变器在较大范围内稳定运行。但系统处于故障工作模式即有一个或多个光伏电池板发生故障且与H桥单元断开时，该功率平衡控制方法失效。

2016年IEEE文献“Hybrid modulation technique for grid-connectedcascaded photovoltaic systems”Miranbeigi M,Iman-Eini H,《IEEE Transactions onIndustrial Electronics》，2016,63(12)，7843-7853(“用于级联型光伏并网系统的混合调制技术”，《IEEE学报-工业电子期刊》2016年第63卷第12期7843-7853页)提出了一种改进型混合调制策略，在系统处于故障工作模式即有一个或多个光伏电池板发生故障且与H桥单元断开时，通过对直流侧电容的充放电实现了各H桥单元间的功率平衡。但该混合调制策略会造成直流侧电压波动较大，使得光伏电池板偏离最大功率点运行，降低光伏电池板的发电量。

综上所述，对于级联H桥光伏并网逆变器而言，现有的功率平衡控制方法主要存在如下问题：

(1)现有技术能够在一定程度上改善级联H桥光伏逆变器的功率不均衡问题，但是调节范围较小，当系统严重不平衡时，系统不能稳定运行。

(2)通过混合调制策略可以实现级联H桥光伏逆变器在较大范围内的功率均衡，但在系统处于故障工作模式即有一个或多个光伏电池板发生故障且与H桥单元断开时，系统不能稳定运行。

(3)改进型混合调制策略可以实现级联H桥光伏逆变器在故障工作模式即有一个或多个光伏电池板发生故障且与H桥单元断开时稳定运行，但会造成直流侧电压波动较大，使得光伏电池板偏离最大功率点运行，降低光伏电池板的发电量。

发明内容

本发明要解决的问题就是克服上述方案的局限性，提出一种改进的级联H桥光伏并网逆变器功率平衡控制方法。该方法能够较好地适应各种工况，不仅能实现级联H桥光伏逆变器在故障工作模式即有一个或多个光伏电池板发生故障且与H桥单元断开下的稳定运行，而且能减小直流侧电压波动，提高系统的发电量。

为解决本发明的技术问题，所采用的技术方案主要步骤如下：

改进的级联H桥光伏并网逆变器功率平衡控制方法，所述的级联H桥光伏并网逆变器包括N个相同的H桥单元，每个H桥单元的直流侧通过开关与一块光伏电池板连接，其特征在于，本控制方法包括总直流侧电压控制、网侧电流解耦控制和调制策略切换控制，主要步骤如下：

步骤1，总直流侧电压控制

步骤1.1，对N个H桥单元的直流侧电压进行采样并经过100Hz陷波器滤波，得到N个H桥单元的直流侧电压实际值并记为V_PVi，i＝1,2,3…N；采样电网电压实际值V_G和并网电流实际值I_S；

步骤1.2，对步骤1.1得到的N个H桥单元的直流侧电压实际值V_PVi进行最大功率点跟踪控制，得到N个H桥单元的直流侧电压指令值并记为V_PVi ^*，i＝1,2,3…N；

步骤1.3，通过电压调节器，计算得到逆变器并网有功电流的指令值I_d ^*，其计算式为：

其中，K_VP为电压调节器比例系数，K_VI为电压调节器积分系数，s为拉普拉斯算子，为N个H桥单元的直流侧电压实际值之和，为N个H桥单元的直流侧电压指令值之和；

步骤2，网侧电流解耦控制

步骤2.1，将步骤1.1中采样得到的并网电流实际值I_S通过虚拟同步旋转坐标变换转换成旋转坐标系下的电网电流有功分量I_d和电网电流无功分量I_q；

步骤2.2，设逆变器并网无功电流指令值I_q ^*为0，分别通过有功电流调节器和无功电流调节器，计算得到d轴PI调节值E_d和q轴PI调节值E_q，其计算式分别为：

其中，K_iP为电流调节器比例系数，K_iI为电流调节器积分系数，s为拉普拉斯算子；

步骤2.3，将步骤2.2中得到的d轴PI调节值E_d和q轴PI调节值E_q通过虚拟同步旋转反坐标变换得到自然坐标系下逆变器总调制波电压V_r，其计算式为：

V_r＝E_d sinθ+E_q cosθ

其中，θ为电网电压的相位；

步骤3，调制策略切换控制

步骤3.1，将步骤1.1中采样得到的N个H桥单元的直流侧电压实际值V_PVi与步骤1.2中相对应的N个H桥单元的直流侧电压指令值V_PVi ^*相比较得到N个直流侧电压误差值并记为ΔV_i，其中，i＝1,2,3…N；

步骤3.2，先将步骤3.1中得到的N个H桥单元的直流侧电压误差值ΔV_i按照数值大小进行升序排列，并用电压误差序列号j＝1,2,3…N进行标注，然后根据电压误差序列号j对其对应的N个H桥单元的直流侧电压实际值V_PVi重新进行排序，得到N个排序后的直流侧电压实际值并记为V_j，j＝1,2,3…N；

步骤3.3，根据步骤3.2中得到的N个排序后的直流侧电压实际值V_j将逆变器总调制波电压V_r分成N个电压区间，判断当前逆变器总调制波电压V_r所处的电压区间K，其中电压区间K定义为

步骤3.4，根据逆变器的两种工作模式，确定调制策略，并根据当前逆变器总调制波电压V_r的极性，电网电流I_S的方向及电压区间K确定N个H桥单元的输出模式，其中所述两种工作模式分别为正常工作模式和故障工作模式；

模式一，级联型光伏并网逆变器处于正常工作模式时，即每个H桥单元连接的光伏电池板均能正常工作时，记为Flag＝0，并选择调制策略1，此时，N个H桥单元的输出模式如下：

(1)V_r>0，I_s>0

排序后的直流侧电压实际值V_j为V_N–K+2,V_N–K+3…V_N的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为S_N–K+2＝S_N–K+3＝…S_N＝1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V₁,V₂…V_N–K的H桥单元运行于“0”电平模式，并记为S₁＝S₂＝…＝S_N–K＝0，排序后的直流侧电压实际值V_j为V_N–K+1的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压V_PWM计算式如下：

V_PWM＝V_r-(S₁V₁+S₂V₂+...S_N-KV_N-K)-(S_N-K+2V_N-K+2+S_N-K+3V_N-K+3+...+S_NV_N)

(2)V_r>0，I_s≤0

排序后的直流侧电压实际值V_j为V₁,V₂…V_K–1的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为S₁＝S₂＝…＝S_K–1＝1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V_K+1,V_K+2…V_N的H桥单元运行于“0”电平模式，并记为S_K+1＝S_K+2＝…＝S_N＝0，排序后的直流侧电压实际值V_j为V_K的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压V_PWM计算式如下：

V_PWM＝V_r-(S₁V₁+S₂V₂+...S_K-1V_K-1)-(S_K+1V_K+1+S_K+2V_K+2+...+S_NV_N)

(3)V_r≤0，I_s>0

排序后的直流侧电压实际值V_j为V₁,V₂…V_K–1的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为S₁＝S₂＝…＝S_K–1＝–1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V_K+1,V_K+2…V_N的H桥单元运行于“0”电平模式，并记为S_K+1＝S_K+2＝…＝S_N＝0，排序后的直流侧电压实际值V_j为V_K的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压V_PWM计算式如下：

V_PWM＝V_r-(S₁V₁+S₂V₂+...S_K-1V_K-1)-(S_K+1V_K+1+S_K+2V_K+2+...+S_NV_N)

(4)V_r≤0，I_s≤0

排序后的直流侧电压实际值V_j为V_N–K+2,V_N–K+3…V_N的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为S_N–K+2＝S_N–K+3＝…S_N＝–1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V₁,V₂…V_N–K的H桥单元运行于“0”电平模式，并记为S₁＝S₂＝…＝S_N–K＝0，排序后的直流侧电压实际值V_j为V_N–K+1的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压V_PWM计算式如下：

V_PWM＝V_r-(S₁V₁+S₂V₂+...S_N-KV_N-K)-(S_N-K+2V_N-K+2+S_N-K+3V_N-K+3+...+S_NV_N)

模式二，级联型光伏并网逆变器处于故障工作模式时，即有一个或多个光伏电池板发生故障且与H桥单元断开时，记为Flag＝1，并选择调制策略2，此时，N个H桥单元的输出模式如下：

(1)V_r>0，I_s>0，且N–K差值为偶数

排序后的直流侧电压实际值V_j为V_(N–K+4)/2,V_(N–K+6)/2…V_N的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为S_(N–K+4)/2＝S_(N–K+6)/2＝…S_N＝1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V₁,V₂…V_(N–K)/2的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为S₁＝S₂＝…＝S_(N–K)/2＝–1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V_(N–K+2)/2的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压V_PWM计算式如下：

V_PWM＝V_r-(S₁V₁+S₂V₂+...S_(N-K)/2V_(N-K)/2-(S_(N-K+4)/2V_(N-K+4)/2+S_(N-K+6)/2V_(N-K+6)/2+...+S_NV_N)

(2)V_r>0，I_s>0，且N–K差值为奇数

排序后的直流侧电压实际值V_j为V_(N–K+3)/2,V_(N–K+5)/2…V_N的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为S_(N–K+3)/2＝S_(N–K+5)/2＝…S_N＝1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V₁,V₂…V_{(N–K–1)/2}的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为S₁＝S₂＝…＝S_{(N–K–1)/2}＝–1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V_(N–K+1)/2的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压V_PWM计算式如下：

V_PWM＝V_r-(S₁V₁+S₂V₂+...S_(N-K-1)/2_V(N-K-1)/2)-(S_(N-K+3)/2V_(N-K+3)/2+S_(N-K+5)/2V_(N-K+5)/2+...+S_NV_N)

(3)V_r>0，I_s≤0，且N–K差值为偶数

排序后的直流侧电压实际值V_j为V₁,V₂…V_(N+K–2)/2的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为S₁＝S₂＝…＝S_(N+K–2)/2＝1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V_(N+K+2)/2,V_(N+K+4)/2…V_N的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为S_(N+K+2)/2＝S_(N+K+4)/2＝…S_N＝–1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V_(N+K)/2的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压V_PWM计算式如下：

V_PWM＝V_r-(S₁V₁+S₂V₂+...S_(N+K-2)/2V_(N+K-2)/2)-(S_(N+K+2)/2V_(N+K+2)/2+S_(N+K+4)/2V_(N+K+4)/2+...+S_NV_N)

(4)V_r>0，I_s≤0，且N–K差值为奇数

排序后的直流侧电压实际值V_j为V₁,V₂…V_(N+K–1)/2的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为S₁＝S₂＝…＝S_(N+K–1)/2＝1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V_(N+K+3)/2,V_(N+K+5)/2…V_N的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为S_(N+K+3)/2＝S_(N+K+5)/2＝…S_N＝–1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V_(N+K+1)/2的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压V_PWM计算式如下：

V_PWM＝V_r-(S₁V₁+S₂V₂+...S_(N+K-1)/2V_(N+K-1)/2)-(S_(N+K+3)/2V_(N+K+3)/2+S_(N+K+5)/2V_(N+K+5)/2+...+S_NV_N)

(5)V_r≤0，I_s>0，且N–K差值为偶数时，

排序后的直流侧电压实际值V_j为V_(N+K+2)/2,V_(N+K+4)/2…V_N的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为S_(N+K+2)/2＝S_(N+K+4)/2＝…S_N＝1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V₁,V₂…V_(N+K–2)/2的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为S₁＝S₂＝…＝S_(N+K–2)/2＝–1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V_(N+K)/2的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压V_PWM计算式如下：

V_PWM＝V_r-(S₁V₁+S₂V₂+...S_(N+K-2)/2V_(N+K-2)/2)-(S_(N+K+2)/2V_(N+K+2)/2+S_(N+K+4)/2V_(N+K+4)/2+...+S_NV_N)

(6)V_r≤0，I_s>0，且N–K差值为奇数

排序后的直流侧电压实际值V_j为V_(N+K+3)/2,V_(N+K+5)/2…V_N的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为S_(N+K+3)/2＝S_(N+K+5)/2＝…S_N＝1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V₁,V₂…V_(N+K–1)/2的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为S₁＝S₂＝…＝S_(N+K–1)/2＝–1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V_(N+K+1)/2的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压V_PWM计算式如下：

V_PWM＝V_r-(S₁V₁+S₂V₂+...S_(N+K-1)/2V_(N+K-1)/2)-(S_(N+K+3)/2V_(N+K+3)/2+S_(N+K+5)/2V_(V+K+5)/2+...+S_NV_N)

(7)V_r≤0，I_s≤0，且N–K差值为偶数

排序后的直流侧电压实际值V_j为V₁,V₂…V_(N–K)/2的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为S₁＝S₂＝…＝S_(N–K)/2＝1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V_(N–K+4)/2,V_(N–K+6)/2…V_N的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为S_(N–K+4)/2＝S_(N+K+6)/2＝…S_N＝–1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V_(N–K+2)/2的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压V_PWM计算式如下：

V_PWM＝V_r-(S₁V₁+S₂V₂+...S_(N-K)/2V_(N-K)/2)-(S_(N-K+4)/2V_(N-K+4)/2+S_(N-K+6)/2+...+S_NV_N)

(8)V_r≤0，I_s≤0，且N–K差值为奇数

排序后的直流侧电压实际值V_j为V₁,V₂…V_{(N–K–1)/2}的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为S₁＝S₂＝…＝S_{(N–K–1)/2}＝1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V_(N–K+3)/2,V_(N–K+5)/2…V_N的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为S_(N–K+3)/2＝S_(N+K+5)/2＝…S_N＝–1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V_(N–K+1)/2的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压V_PWM计算式如下。

V_PWM＝V_r-(S₁V₁+S₂V₂+...S_(N-K-1)/2V_(N-K-1)/2)-(S_(N-K+3)/2V_(N-K+3)/2+S_(N-K+5)/2V_(N-K+5)/2+...+S_NV_N)

本发明公开的一种改进的级联H桥光伏并网逆变器功率平衡控制方法，在各H桥单元输入功率不平衡条件下实现了H桥单元间功率平衡控制，其有益效果具体体现在：

1)本发明提出的平衡控制方法调节范围较宽，能够满足和适应级联H桥光伏逆变器各种不平衡的工况。

2)结合了两种混合调制策略的优点，不但能实现级联H桥光伏逆变器在故障工作模式即有一个或多个光伏电池板发生故障且与H桥单元断开下的稳定运行，而且能减小直流侧电压波动，提高系统的发电量。

附图说明

图1是本发明实施例单相级联H桥光伏并网逆变器主电路拓扑框图。

图2是本发明实施例单相级联H桥光伏并网逆变器总控制结构框图。

图3是本发明控制方法流程图。

图4是系统处于正常工作模式时，在光照不均匀条件下第一个H桥单元直流侧电压V_PV1以及输出功率P₁的波形。

图5是传统功率平衡控制方法中，系统处于故障工作模式时，在光照不均匀条件下级联H桥逆变器各单元直流侧电压波形。

图6是本发明控制方法中，系统处于故障工作模式时，在光照不均匀条件下级联H桥逆变器各单元直流侧电压波形。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，下面结合附图及实施例，对本发明作进一步清楚、完整地描述。

图1为本发明实施例单相级联H桥光伏并网逆变器拓扑结构，包含N个相同的H桥单元，与N个H桥单元通过开关相连接的是N块光伏电池板PV₁，PV₂…PV_N，光伏电池板工作条件为在温度25C^。，光照强度1000W/m²下的最大功率点电压为35.1V，每块光伏电池板通过18.8mF电容与每个H桥单元相连，级联系统通过1.5mH电感L连接到电网。

本发明的控制图如图2所示，包括总直流侧电压控制、网侧电流解耦控制和调制策略切换控制三部分。

步骤1，总直流侧电压控制

步骤1.1，对N个H桥单元的直流侧电压进行采样并经过100Hz陷波器滤波，得到N个H桥单元的直流侧电压实际值并记为V_PVi，i＝1,2,3…N；采样电网电压实际值V_G和并网电流实际值I_S。

本实施例中，以四个H桥单元为例，每个H桥单元初始时的直流侧电压实际值为V_PV1＝V_PV2＝V_PV3＝V_PV4＝35.1V。

步骤1.2，对步骤1.1得到的N个H桥单元的直流侧电压实际值V_PVi进行最大功率点跟踪控制，得到N个H桥单元的直流侧电压指令值并记为V_PVi ^*，i＝1,2,3…N。

本实施例中，初始时刻t＝0.6s时，各H桥单元均工作在温度T＝25C^。，光照强度E1＝E2＝E3＝E4＝1000W/m²的条件下，得到每个H桥单元的直流侧电压指令值V_PV1 ^*＝V_PV2 ^*＝V_PV3 ^*＝V_PV4 ^*＝35.1V；在t＝0.6s，温度保持不变，第3、4个H桥的光照强度保持不变，第1、2个H桥的光照强度分别变为E1＝800W/m²，E2＝600W/m²，得到每个H桥单元的直流侧电压指令值V_PV1 ^*＝35.41V，V_PV2 ^*＝35.59V，V_PV3 ^*＝V_PV4 ^*＝35.1V；在t＝1.2s，温度保持不变，第1、2个H桥的光照强度保持不变，第3个H桥由于光伏电池板发生故障与H桥单元断开，第4个H桥的光照强度变为E4＝600W/m²，得到每个H桥单元的直流侧电压指令值V_PV1 ^*＝35.41V，V_PV2 ^*＝35.59V，V_PV3 ^*＝35.1V，V_PV4 ^*＝35.59V。

步骤1.3，通过电压调节器，计算得到并网有功电流的指令值I_d ^*，其计算式为：

其中，K_VP为电压调节器比例系数，K_VI为电压调节器积分系数，s为拉普拉斯算子，为N个H桥单元的直流侧电压实际值之和，为N个H桥单元的直流侧电压指令值之和。电压调节器比例系数K_VP和电压调节器积分系数K_VI按照常规并网逆变器进行设计，本实施例中，K_VP＝5，K_VI＝200。

步骤2，网侧电流解耦控制

步骤2.1，将步骤1.1中采样的并网电流实际值I_S记为I_β，将I_S延迟90记为I_α，通过虚拟同步旋转坐标变换转换成旋转坐标系下的电网电流有功分量I_d和电网电流无功分量I_q，其计算式为：

其中，θ为电网电压的相位。

步骤2.2，设逆变器并网无功电流指令值I_q ^*为0，分别通过有功电流调节器和无功电流调节器，计算得到d轴PI调节值E_d和q轴PI调节值E_q，其计算式分别为：

其中，K_iP为电流调节器比例系数，K_iI为电流调节器积分系数，s为拉普拉斯算子。电流调节器比例系数K_iP和电流调节器积分系数K_iI按照常规并网逆变器进行设计，本实施例中，K_iP＝100，K_iI＝400。

步骤2.3，将步骤2.2中得到的d轴PI调节值E_d和q轴PI调节值E_q通过虚拟同步旋转反坐标变换得到自然坐标系下逆变器总调制波电压V_r，其计算式为：

V_r＝E_d sinθ+E_q cosθ

其中，θ为电网电压的相位。

步骤3，调制策略切换控制

该调制策略切换控制可见图3。

步骤3.1，将步骤1.1中采样得到的N个H桥单元的直流侧电压实际值V_PVi与步骤1.2中相对应的N个H桥单元的直流侧电压指令值V_PVi ^*相比较得到N个直流侧电压误差值并记为ΔV_i，其中，i＝1,2,3…N。

步骤3.2，先将步骤3.1中得到的N个H桥单元的直流侧电压误差值ΔV_i按照数值大小进行升序排列，并用电压误差序列号j＝1,2,3…N进行标注，然后根据电压误差序列号j对其对应的N个H桥单元的直流侧电压实际值V_PVi重新进行排序，得到N个排序后的直流侧电压实际值并记为V_j，j＝1,2,3…N。

步骤3.3，根据步骤3.2中得到的N个排序后的直流侧电压实际值V_j将逆变器总调制波电压V_r分成N个电压区间，判断当前逆变器总调制波电压V_r所处的电压区间K，其中电压区间K定义为

步骤3.4，根据逆变器的两种工作模式，确定调制策略，并根据当前逆变器总调制波电压V_r的极性，电网电流I_S的方向及电压区间K确定N个H桥单元的输出模式。

所述两种工作模式分别为正常工作模式和故障工作模式。

模式一，级联型光伏并网逆变器处于正常工作模式时，即每个H桥单元连接的光伏电池板均能正常工作时，记为Flag＝0，并选择调制策略1，此时，N个H桥单元的输出模式如下：

(1)V_r>0，I_s>0

排序后的直流侧电压实际值V_j为V_N–K+2,V_N–K+3…V_N的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为S_N–K+2＝S_N–K+3＝…S_N＝1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V₁,V₂…V_N–K的H桥单元运行于“0”电平模式，并记为S₁＝S₂＝…＝S_N–K＝0，排序后的直流侧电压实际值V_j为V_N–K+1的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压V_PWM计算式如下：

V_PWM＝V_r-(S₁V₁+S₂V₂+...S_N-KV_N-K)-(S_N-K+2V_N-K+2+S_N-K+3V_N-K+3+...+S_NV_N)

(2)V_r>0，I_s≤0

排序后的直流侧电压实际值V_j为V₁,V₂…V_K–1的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为S₁＝S₂＝…＝S_K–1＝1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V_K+1,V_K+2…V_N的H桥单元运行于“0”电平模式，并记为S_K+1＝S_K+2＝…＝S_N＝0，排序后的直流侧电压实际值V_j为V_K的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压V_PWM计算式如下：

V_PWM＝V_r-(S₁V₁+S₂V₂+...S_K-1V_K-1)-(S_K+1V_K+1+S_K+2V_K+2+...+S_NV_N)

(3)V_r≤0，I_s>0

排序后的直流侧电压实际值V_j为V₁,V₂…V_K–1的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为S₁＝S₂＝…＝S_K–1＝–1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V_K+1,V_K+2…V_N的H桥单元运行于“0”电平模式，并记为S_K+1＝S_K+2＝…＝S_N＝0，排序后的直流侧电压实际值V_j为V_K的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压V_PWM计算式如下：

V_PWM＝V_r-(S₁V₁+S₂V₂+...S_K-1V_K-1)-(S_K+1V_K+1+S_K+2V_K+2+...+S_NV_N)

(4)V_r≤0，I_s≤0

排序后的直流侧电压实际值V_j为V_N–K+2,V_N–K+3…V_N的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为S_N–K+2＝S_N–K+3＝…S_N＝–1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V₁,V₂…V_N–K的H桥单元运行于“0”电平模式，并记为S₁＝S₂＝…＝S_N–K＝0，排序后的直流侧电压实际值V_j为V_N–K+1的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压V_PWM计算式如下：

V_PWM＝V_r-(S₁V₁+S₂V₂+...S_N-KV_N-K)-(S_N-K+2V_N-K+2+S_N-K+3V_N-K+3+...+S_NV_N

模式二，级联型光伏并网逆变器处于故障工作模式时，即有一个或多个光伏电池板发生故障且与H桥单元断开时，记为Flag＝1，并选择调制策略2，此时，N个H桥单元的输出模式如下：

(1)V_r>0，I_s>0，且N–K差值为偶数

排序后的直流侧电压实际值V_j为V_(N–K+4)/2,V_(N–K+6)/2…V_N的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为S_(N–K+4)/2＝S_(N–K+6)/2＝…S_N＝1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V₁,V₂…V_(N–K)/2的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为S₁＝S₂＝…＝S_(N–K)/2＝–1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V_(N–K+2)/2的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压V_PWM计算式如下：

V_PWM＝V_r-(S₁V₁+S₂V₂+...S_(N-K)/2V_(N-K)/2)-(S_(N-K+4)/2V_(N-K+4)/2+S_(N-K+6)/2V_(N-K+6)/2+...+S_NV_N

(2)V_r>0，I_s>0，且N–K差值为奇数

排序后的直流侧电压实际值V_j为V_(N–K+3)/2,V_(N–K+5)/2…V_N的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为S_(N–K+3)/2＝S_(N–K+5)/2＝…S_N＝1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V₁,V₂…V_{(N–K–1)/2}的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为S₁＝S₂＝…＝S_{(N–K–1)/2}＝–1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V_(N–K+1)/2的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压V_PWM计算式如下：

V_PWM＝V_r-(S₁V₁+S₂V₂+...S_(N-K-1)/2V_(N-K-1)/2)-(S_(N-K+3)/2V_(N-K+3)/2+S_(N-K+5)/2V_(N-K+5)/2+...+S_NV_N)

(3)V_r>0，I_s≤0，且N–K差值为偶数

排序后的直流侧电压实际值V_j为V₁,V₂…V_(N+K–2)/2的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为S₁＝S₂＝…＝S_(N+K–2)/2＝1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V_(N+K+2)/2,V_(N+K+4)/2…V_N的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为S_(N+K+2)/2＝S_(N+K+4)/2＝…S_N＝–1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V_(N+K)/2的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压V_PWM计算式如下：

V_PWM＝V_r-(S₁V₁+S₂V₂+...S_(N+K-2)/2V_(N+K-2)/2)-(S_(N+K+2)/2V_(N+K+2)/2+S_(N+K+4)/2V_(N+K+4)/2+...+S_NV_N

(4)V_r>0，I_s≤0，且N–K差值为奇数

排序后的直流侧电压实际值V_j为V₁,V₂…V_(N+K–1)/2的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为S₁＝S₂＝…＝S_(N+K–1)/2＝1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V_(N+K+3)/2,V_(N+K+5)/2…V_N的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为S_(N+K+3)/2＝S_(N+K+5)/2＝…S_N＝–1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V_(N+K+1)/2的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压V_PWM计算式如下：

V_PWM＝V_r-(S₁V₁+S₂V₂+...S_(N+K-1)/2V_(N+K-1)/2)-(S_(N+K+3)/2V_(N+K+3)/2+S_(N+K+5)/2V_(N+K+5)/2+...+S_NV_N

(5)V_r≤0，I_s>0，且N–K差值为偶数时，

排序后的直流侧电压实际值V_j为V_(N+K+2)/2,V_(N+K+4)/2…V_N的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为S_(N+K+2)/2＝S_(N+K+4)/2＝…S_N＝1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V₁,V₂…V_(N+K–2)/2的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为S₁＝S₂＝…＝S_(N+K–2)/2＝–1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V_(N+K)/2的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压V_PWM计算式如下：

V_PWM＝V_r-(S₁V₁+S₂V₂+...S_(N+K-2)/2V_(N+K-2)/2)-(S_(N+K+2)/2V_(N+K+2)/2+S_(N+K+4)/2V_(N+K+4)/2+...+S_NV_N

(6)V_r≤0，I_s>0，且N–K差值为奇数

排序后的直流侧电压实际值V_j为V_(N+K+3)/2,V_(N+K+5)/2…V_N的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为S_(N+K+3)/2＝S_(N+K+5)/2＝…S_N＝1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V₁,V₂…V_(N+K–1)/2的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为S₁＝S₂＝…＝S_(N+K–1)/2＝–1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V_(N+K+1)/2的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压V_PWM计算式如下：

V_PWM＝V_r-(S₁V₁+S₂V₂+...S_(N+K-1)/2V_(N+K-1)/2)-(S_(N+K+3)/2V_(N+K+3)/2+S_(N+K+5)/2V_(N+K+5)/2+...+S_NV_N

(7)V_r≤0，I_s≤0，且N–K差值为偶数

排序后的直流侧电压实际值V_j为V₁,V₂…V_(N–K)/2的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为S₁＝S₂＝…＝S_(N–K)/2＝1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V_(N–K+4)/2,V_(N–K+6)/2…V_N的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为S_(N–K+4)/2＝S_(N+K+6)/2＝…S_N＝–1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V_(N–K+2)/2的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压V_PWM计算式如下：

V_PWM＝V_r-(S₁V₁+S₂V₂+...S_(N-K)/2V_(N-K)/2)-(S_(N-K+4)/2V_(N-K+4)/2+S_(N-K+6)/2V_(N-K+6)/2+...+S_NV_N

(8)V_r≤0，I_s≤0，且N–K差值为奇数

排序后的直流侧电压实际值V_j为V₁,V₂…V_{(N–K–1)/2}的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为S₁＝S₂＝…＝S_{(N–K–1)/2}＝1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V_(N–K+3)/2,V_(N–K+5)/2…V_N的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为S_(N–K+3)/2＝S_(N+K+5)/2＝…S_N＝–1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V_(N–K+1)/2的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压V_PWM计算式如下：

V_PWM＝V_r-(S₁V₁+S₂V₂+...S_(N-K-1)/2V_(N-K-1)/2)-(S_(N-K+3)/2V_(N-K+3)/2+S_(N-K+5)/2V_(N-K+5)/2+...+S_NV_N

图4为系统处于正常工作模式时，级联H桥光伏并网逆变器在光照不均匀条件下的第一个H桥单元直流侧电压V_PV1以及输出功率P₁的波形。直流侧电压指令值V_PV1 ^*均为35.41V，即光伏电池板工作在最大功率点，理论上输出最大功率为218.4W。从图4中可以看出，采用传统功率平衡控制方法时直流侧电压波动峰峰值ΔV为2.8V，而采用本发明功率平衡控制方法时直流侧电压波动峰峰值为ΔV为1.64V，电压波动改善了41.43％。由于直流侧电压的波动，H桥单元输出功率也随之波动。采用传统功率平衡控制方法时H桥单元输出功率波动范围为214.8～218.2W，平均功率P_min为217.8W，而采用本发明功率平衡控制方法时H桥单元输出功率波动范围为217.5～218.4W，平均功率为218.3W，同等条件下平均输出功率提高0.5W。

图5和图6分别给出了传统功率平衡控制方法和本发明控制方法，在系统处于故障工作模式时，级联H桥光伏并网逆变器在光照不均匀条件下各H桥单元直流侧电压波形。从图5中可以看出，采用传统功率平衡控制方法时各H桥单元的直流侧电压均偏离了直流侧电压指令值，其中发生故障的第三个H桥单元其直流侧电压一直在减小，系统不能正常稳定运行。采用本发明功率平衡控制方法时各H桥单元直流侧电压均能跟随直流侧电压指令值，系统能够正常稳定运行。

Claims (1)

1.改进的级联型光伏并网逆变器功率平衡控制方法，所述的级联H桥光伏并网逆变器包括N个相同的H桥单元，每个H桥单元的直流侧通过开关与一块光伏电池板连接，其特征在于，本控制方法包括总直流侧电压控制、网侧电流解耦控制和调制策略切换控制，主要步骤如下：

步骤1，总直流侧电压控制

步骤1.1，对N个H桥单元的直流侧电压进行采样并经过100Hz陷波器滤波，得到N个H桥单元的直流侧电压实际值并记为V_PVi，i＝1，2，3...N；采样电网电压实际值V_G和并网电流实际值I_S；

步骤1.2，对步骤1.1得到的N个H桥单元的直流侧电压实际值V_PVi进行最大功率点跟踪控制，得到N个H桥单元的直流侧电压指令值并记为V_PVi ^*，i＝1，2，3...N；

步骤1.3，通过电压调节器，计算得到逆变器并网有功电流的指令值I_d ^*，其计算式为：

$I_d^{*}=(K_{VP}+\frac{K_{VI}}{s})(\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{V}_{PVi}-\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{V}_{PVi}^{*})$

其中，K_VP为电压调节器比例系数，K_VI为电压调节器积分系数，s为拉普拉斯算子，为N个H桥单元的直流侧电压实际值之和，为N个H桥单元的直流侧电压指令值之和；

步骤2，网侧电流解耦控制

步骤2.1，将步骤1.1中采样得到的并网电流实际值I_S通过虚拟同步旋转坐标变换转换成旋转坐标系下的电网电流有功分量I_d和电网电流无功分量I_q；

步骤2.2，设逆变器并网无功电流指令值I_q ^*为0，分别通过有功电流调节器和无功电流调节器，计算得到d轴PI调节值E_d和q轴PI调节值E_q，其计算式分别为：

$\left\{\begin{array}{c}{E}_d=(K_{iP}+\frac{K_{iI}}{s})(I_d^{*}-I_d)\\ E_q=(K_{iP}+\frac{K_{iI}}{s})(I_q^{*}-I_q)\end{array}\right\}$

其中，K_iP为电流调节器比例系数，K_iI为电流调节器积分系数，s为拉普拉斯算子；

步骤2.3，将步骤2.2中得到的d轴PI调节值E_d和q轴PI调节值E_q通过虚拟同步旋转反坐标变换得到自然坐标系下逆变器总调制波电压V_r，其计算式为：

V_r＝E_dsinθ+E_qcosθ

其中，θ为电网电压的相位；

步骤3，调制策略切换控制

步骤3.1，将步骤1.1中采样得到的N个H桥单元的直流侧电压实际值V_PVi与步骤1.2中相对应的N个H桥单元的直流侧电压指令值V_PVi ^*相比较得到N个直流侧电压误差值并记为ΔV_i，其中，i＝1，2，3...N；

步骤3.2，先将步骤3.1中得到的N个H桥单元的直流侧电压误差值ΔV_i按照数值大小进行升序排列，并用电压误差序列号j＝1，2，3...N进行标注，然后根据电压误差序列号j对其对应的N个H桥单元的直流侧电压实际值V_PVi重新进行排序，得到N个排序后的直流侧电压实际值并记为V_j，j＝1，2，3...N；

步骤3.3，根据步骤3.2中得到的N个排序后的直流侧电压实际值V_j将逆变器总调制波电压V_r分成N个电压区间，判断当前逆变器总调制波电压V_r所处的电压区间K，其中电压区间K定义为

步骤3.4，根据逆变器的两种工作模式，确定调制策略，并根据当前逆变器总调制波电压V_r的极性，电网电流I_S的方向及电压区间K确定N个H桥单元的输出模式，其中所述两种工作模式分别为正常工作模式和故障工作模式；

模式一，逆变器处于正常工作模式时，即每个H桥单元连接的光伏电池板均能正常工作时，记为Flag＝0，并选择调制策略1，此时，N个H桥单元的输出模式如下：

(1)V_r＞0，I_s＞0

排序后的直流侧电压实际值V_j为V_N–K+2，V_N–K+3...V_N的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为S_N–K+2＝S_N–K+3＝...S_N＝1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V₁，V₂...V_N–K的H桥单元运行于“0”电平模式，并记为S₁＝S₂＝...＝S_N–K＝0，排序后的直流侧电压实际值V_j为V_N–K+1的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压V_PWM计算式如下：

V_PWM＝V_r-(S₁V₁+S₂V₂+...S_N-KV_N-K)-(S_N-K+2V_N-K+2+S_N-K+3V_N-K+3+...+S_NV_N)

(2)V_r＞0，I_s≤0

排序后的直流侧电压实际值V_j为V₁，V₂...V_K–1的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为S₁＝S₂＝...＝S_K–1＝1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V_K+1，V_K+2...V_N的H桥单元运行于“0”电平模式，并记为S_K+1＝S_K+2＝...＝S_N＝0，排序后的直流侧电压实际值V_j为V_K的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压V_PWM计算式如下：

V_PWM＝V_r-(S₁V₁+S₂V₂+...S_K-1V_K-1)-(S_K+1V_K+1+S_K+2V_K+2+...+S_NV_N)

(3)V_r≤0，I_s＞0

排序后的直流侧电压实际值V_j为V₁，V₂...V_K–1的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为S₁＝S₂＝...＝S_K–1＝–1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V_K+1，V_K+2...V_N的H桥单元运行于“0”电平模式，并记为S_K+1＝S_K+2＝...＝S_N＝0，排序后的直流侧电压实际值V_j为V_K的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压V_PWM计算式如下：

V_PWM＝V_r-(S₁V₁+S₂V₂+...S_K-1V_K-1)-(S_K+1V_K+1+S_K+2V_K+2+...+S_NV_N)

(4)V_r≤0，I_s≤0

排序后的直流侧电压实际值V_j为V_N-K+2，V_N-K+3...V_N的H桥单元运行于“-1”电平模式，并记为S_N-K+2＝S_N-K+3＝...S_N＝-1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V₁，V₂...V_N-K的H桥单元运行于“0”电平模式，并记为S₁＝S₂＝...＝S_N-K＝0，排序后的直流侧电压实际值V_j为V_N-K+1的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压V_PWM计算式如下：

V_PW＝V_r-(S₁V₁+S₂V₂+...S_N-KV_N-K)-(S_N-K+2V_N-K+2+S_N-K+3V_N-K+3+...+S_NV_N)

模式二，级联型光伏并网逆变器处于故障工作模式时，即有一个或多个光伏电池板发生故障且与H桥单元断开时，记为Flag＝1，并选择调制策略2，此时，N个H桥单元的输出模式如下：

(1)V_r＞0，I_s＞0，且N-K差值为偶数

排序后的直流侧电压实际值V_j为V_(N-K+4)/2，V_(N-K+6)/2...V_N的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为S_(N-K+4)/2＝S_(N-K+6)/2＝...S_N＝1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V₁，V₂...V_(N-K)/2的H桥单元运行于“-1”电平模式，并记为S₁＝S₂＝...＝S_(N-K)/2＝-1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V_(N-K+2)/2的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压V_PWM计算式如下：

V_PWM＝V_r-(S₁V₁+S₂V₂+...S_(N-K)/2V_(N-K)/2)-(S_(N-K+4)/2V_(N-K+4)/2+S_(N-K+6)/2V_(N-K+6)/2+...+S_NV_N)

(2)V_r＞0，I_s＞0，且N-K差值为奇数

排序后的直流侧电压实际值V_j为V_(N-K+3)/2，V_(N-K+5)/2...V_N的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为S_(N-K+3)/2＝S_(N-K+5)/2＝...S_N＝1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V₁，V₂...V_(N-K-1)/2的H桥单元运行于“-1”电平模式，并记为S₁＝S₂＝...＝S_(N-K-1)/2＝-1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V_(N-K+1)/2的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压V_PWM计算式如下：

V_PWM＝V_r-(S₁V₁+S₂V₂+...S_(N-K-1)/2V_(N-K-1)/2)-(S_(N-K+3)/2V_(N-K+3)/2+S_(N-K+5)/2V_(N-K+5)/2+...+S_NV_N)

(3)V_r＞0，I_s≤0，且N-K差值为偶数

排序后的直流侧电压实际值V_j为V₁，V₂...V_(N+K-2)/2的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为S₁＝S₂＝...＝S_(N+K-2)/2＝1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V_(N+K+2)/2，V_(N+K+4)/2...V_N的H桥单元运行于“-1”电平模式，并记为S_(N+K+2)/2＝S_(N+K+4)/2＝...S_N-1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V_(N+K)/2的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压V_PWM计算式如下：

V_PWM＝V_r-(S₁V₁+S₂V₂+...S_(N+K-2)/2V_(N+K-2)/2)-(S_(N+K+2)/2V_(N+K+2)/2+S_(N+K+4)/2V_(N+K+4)/2+...+S_NV_N)(4)V_r＞0，I_s≤0，且N-K差值为奇数

排序后的直流侧电压实际值V_j为V₁，V₂...V_(N+K-1)/2的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为S₁＝S₂＝...＝S_(N+K-1)/2＝1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V_(N+K+3)/2，V_(N+K+5)/2...V_N的H桥单元运行于“-1”电平模式，并记为S_(N+K+3)/2＝S_(N+K+5)/2＝...S_N＝-1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V_(N+K+1)/2的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压V_PWM计算式如下：

V_PWM＝V_r-(S₁V₁+S₂V₂+...S_(N+K-1)/2V_(N+K-1)/2)-(S_(N+K+3)/2V_(N+K+3)/2+S_(N+K+5)/2V_(N+K+5)/2+...+S_NV_N)

(5)V_r≤0，I_s＞0，且N-K差值为偶数时，

排序后的直流侧电压实际值V_j为V_(N+K+2)/2，V_(N+K+4)/2...V_N的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为S_(N+K+2)/2＝S_(N+K+4)/2＝...S_N＝1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V₁，V₂...V_(N+K-2)/2的H桥单元运行于“-1”电平模式，并记为S₁＝S₂＝...＝S_(N+K-2)/2＝-1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V_(N+K)/2的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压V_PWM计算式如下：

V_PWM＝V_r-(S₁V₁+S₂V₂+...S_(N+K-2)/2V_(N+K-2)2)-(S_(N+K+2)/2V_(N+k+2)/2+S_(N+K+4)/2V_(N+K+4)/2+...+S_NV_N)

(6)V_r≤0，I_s＞0，且N-K差值为奇数

排序后的直流侧电压实际值V_j为V_(N+K+3)/2，V_(N+K+5)/2...V_N的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为S_(N+K+3)/2＝S_(N+K+5)/2＝...S_N＝1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V₁，V₂...V_(N+K-1)/2的H桥单元运行于“-1”电平模式，并记为S₁＝S₂＝...＝S_(N+K-1)/2＝-1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V_(N+K+1)/2的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压V_PWM计算式如下：

V_PWM＝V_r-(S₁V₁+S₂V₂+...S_(N+K-1)/2V_(N+K-1)/2)-(S_(N+K+3)/2V_(N+K+3)/2+S_(N+K+5)/2V_(N+K+5)/2+...+S_NV_N)

(7)V_r≤0，I_s≤0，且N-K差值为偶数

排序后的直流侧电压实际值V_j为V₁，V₂...V_(N-K)/2的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为S₁＝S₂＝...＝S_(N-K)/2＝1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V_(N-K+4)/2，V_(N-K+6)/2...V_N的H桥单元运行于“-1”电平模式，并记为S_(N-K+4)/2＝S_(N+K+6)/2＝...S_N＝-1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V_(N-K+2)/2的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压V_PWM计算式如下：

V_PWM＝V_r-(S₁V₁+S₂V₂+...S_(N-K)/2V_(N-K)/2)-(S_(N-K+4)/2V_(N-K+4)/2+S_(N-K+6)/2V_(N-K+6)/2+...+S_NV_N)

(8)V_r≤0，I_s≤0，且N-K差值为奇数

排序后的直流侧电压实际值V_j为V₁，V₂...V_(N-K-1)/2的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为S₁＝S₂＝...＝S_(N-K-1)/2＝1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V_(N-K+3)/2，V_(N-K+5)/2...V_N的H桥单元运行于“-1”电平模式，并记为S_(N-K+3)/2＝S_(N+K+5)/2＝...S_N＝-1，排序后的直流侧电压实际值V_j为V_(N-K+1)/2的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压V_PWM计算式如下。

V_PWM＝V_r-(S₁V₁+S₂V₂+...S_(N-K-1)/2V_(N-K-1)/2)-(S_(N-K+3)/2V_(N-K+3)/2+S_(N-K+5)/2V_(N-K+5)/2+...+S_NV_N)