CN102638059B - 单相光伏并网发电系统功率解耦电路及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于单相光伏发电领域，公开了一种单相光伏并网发电系统功率解耦电路及其控制方法。该电路包括从左至右依次并联的光伏电源、BOOST升压单元、全桥逆变单元、功率解耦单元、LC滤波单元和电网。该方法步骤为：1）光伏电源的电压经BOOST升压单元进行升压；2）经步骤1）升压后的直流电压通过全桥逆变单元逆变成交流电压；3）功率解耦单元通过控制功率解耦单元中MOSFET开关管S_c1和S_c2的开通关断时序，在电感L_c上产生一个功率向量；步骤4）从步骤3）输出的交流并网电压信号由LC滤波单元滤波后接入电网。本发明的电路及其控制方法实现了以小容量薄膜电容代替大容量电解电容，提高了光伏系统的发电效率和使用寿命，有效降低了发电成本。

Description

单相光伏并网发电系统功率解耦电路及其控制方法

技术领域

本发明属于单相光伏发电领域，更具体地说，涉及一种单相光伏并网发电系统功率解耦电路及其控制方法。

背景技术

太阳能作为可再生能源的一种，目前的主要利用形式有三种，即光热利用、光化学利用和光伏发电。其中，光伏发电是太阳能开发利用中最重要的应用领域。光伏发电就是借助于太阳能电池技术，将太阳的光能直接转换成电能加以利用。利用太阳能发电，具有明显的优点，如可再生、清洁无污染、资源丰富和机动灵活等。随着时代的发展，人们逐步将目光转移到更具灵活性的光伏并网发电形式上。进入90年代，发达国家将研究重点转移到“屋顶光伏并网系统”。屋顶光伏并网系统直接将太阳能电池安装在建筑物上，具有很好的灵活性。我国在“八五”和“九五”期间将“光伏屋顶并网发电系统”列入了“国家科技攻关计划”。目前的屋顶光伏并网发电系统一般为单相并网系统（赵为，太阳能并网发电系统的研究[D]:[博士学位论文].合肥:合肥工业大学,2003：1-5），一般要求并网电流相位与电网电压相位一致。因此存在：

$p\left(t\right)=i_{\mathrm{grid}}\left(t\right)\×v_{\mathrm{grid}}\left(t\right)=V_m\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)I_m\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)=\frac{V_m{I}_m}{2}(1-\cos \left(2\mathrm{\ωt}\right))---\left(1^{,}\right)$

其中，P(t)为并网功率，i_grid(t)并网电流，v_grid(t)电网电压，V_m电网电压有效值，I_m并网电流有效值，ω电网角频率。

由式（1）和图1可知，交流侧会产生一个包含直流功率和二倍电网频率功率的瞬时功率。在假设稳态和理想条件下，直流侧功率必然与交流侧功率相等。因此，在直流侧会存在一个显著的二倍电网频率谐波成份。这个二倍电网频率谐波功率一方面会导致母线电压产生较大波动，使得并网电流出现畸变；另一方面，也会使得太阳能电池板在最大功率跟踪（MPPT:Maximum Power Point Tracking）算法下，无法始终工作于最大功率点。因此光伏并网系统一般会采用并联大容量电解电容方式，以保持光伏系统正常工作。但是大容量电解电容普遍存在体积大、寿命短等缺点。由于光伏系统的工作环境温度高，系统中的电解电容的使用寿命一般只有4-5年，会直接导致系统使用寿命变短、可靠性降低，发电成本上升。因此，如何用小容量、长寿命的薄膜电容取代大容量电解电容，并有效克服直流侧二倍频瞬时功率问题给系统造成的不稳定性就显得尤为重要（Haibing Hu,Souhib Harb,Nasser Kutkut,Issa Batarseh,Z.JohnShen.Power Decoupling Techniques for Micro-inverters in PV Systems-a Review[c].Energy ConversionCongress and Exposition(ECCE),2010IEEE:3235-3237.）。

发明内容

1.本发明要解决的问题

针对现有技术的光伏并网系统中直流侧存在的二倍电网频率谐波成份而导致母线电压产生较大波动，使得并网电流出现畸变等问题，本发明提出了一种单相光伏并网发电系统功率解耦电路及其控制方法，本发明的电路和方法不仅可以有效保证光伏并网系统正常运行，而且实现了在小容量薄膜电容代替大容量电解电容基础上的功率解耦，提高了光伏系统的发电效率和使用寿命，有效降低了发电成本。

2．技术方案

本发明的技术方案是这样实现的：

单相光伏并网发电系统功率解耦电路，它包括从左至右依次并联的光伏电源、BOOST升压单元、全桥逆变单元、LC滤波单元和电网，它还包括功率解耦单元，所述的功率解耦单元连接在全桥逆变单元与LC滤波单元之间，所述的功率解耦单元由MOSFET开关管S_c1、MOSFET开关管S_c2和电感L_c组成，所述的MOSFET开关管S_c1与MOSFET开关管S_c2串联后与全桥逆变单元的输入端并联，所述的电感L_c的一端接在MOSFET开关管S_c1与MOSFET开关管S_c2之间，电感L_c另一端接入全桥逆变单元的左半桥MOSFET开关管S₁和MOSFET开关管S₂之间。

更进一步地，所述的光伏电源包括输入电容C_PV和光伏电池阵列PV，所述的输入电容C_PV和光伏电池阵列PV并联。

更进一步地，所述的BOOST升压单元由电感L_main、MOSFET开关管Q、二极管D_S和输出电容C_bus组成，电感L_main一端与二极管D_S的正极连接、二极管D_S的负极与输出电容C_bus一端连接，输出电容C_bus另一端接地，所述的电感L_main、二极管D_S和输出电容C_bus依次串联后与光伏电源并联，所述的MOSFET开关管Q的漏极接在电感L_main与二极管D_S之间，MOSFET开关管Q的源极接地。

更进一步地，所述的全桥逆变单元由MOSFET开关管S₁、MOSFET开关管S₂、MOSFET开关管S₃和MOSFET开关管S₄组成，MOSFET开关管S₁与MOSFET开关管S₂，MOSFET开关管S₃与MOSFET开关管S₄串联后分别与输出电容C_bus并联。

更进一步地，所述的LC滤波单元是由电感L和电容C组成，电感L的一端与电感L_c的一端连接，所述的电容C的正极与电感L的另一端连接，电容C的负极接入MOSFET开关管S₃和MOSFET开关管S₄之间。

本发明的单相光伏并网发电系统功率解耦电路的控制方法，其步骤为：

1）光伏电源的电压经BOOST升压单元进行升压；BOOST升压单元具体工作过程为：当MOSFET开关管Q导通时，电感L_main开始储能，当MOSFET开关管Q关断时，电感L_main开始通过给输出电容C_bus充电来释放能量，输出电容C_bus两端电压升高，此时电压已经高于输入电压，升压完毕；

2）经步骤1）升压后的直流电压通过全桥逆变单元逆变成交流电压，全桥逆变单元的控制方法采用的是直流电压外环和并网电流内环的双闭环控制，直流电压外环对直流侧电压的瞬时误差给出调节信号，该信号经PI调节后作为内环给定，并网电流内环由电感电流瞬时值与电流给定产生误差信号，与三角形载波比较后产生驱动信号，通过驱动电路来控制MOSFET开关管S₁、S₂、S₃和S₄导通与关断，保证输电压信号的稳定性；全桥逆变单元具体工作过程为：MOSFET开关管S₁和MOSFET开关管S₄在同一个时序开通关断，MOSFET开关管S₂和MOSFET开关管S₃在同一个时序开通关断，通过控制MOSFET开关管S₁、S₂、S₃和S₄在一个周期内交替通断来实现逆变的功能，四个MOSFET开关管S₁、S₂、S₃和S₄的驱动信号产生方法如下：如图2所示，从输出电容C_bus上提取电压V_bus（t）与给定的电压信号V_bus(t)^＊相比较（其中给定的电压信号V_bus(t)^＊是输出电容C_bus上电压的期望值），得到的差值进行PI调节后，与电网上采的电网电压相位P_grid相乘得到电流信号i_grid ^＊，其中电网电压相位P_grid由电网上采的电压信号经过锁相环得到的，得到的电流信号i_grid ^＊再与从电网上提取的电流i_grid进行比较得出的差值信号经过PI调节后送入PWM产生器，产生四个MOSFET开关管S₁、S₂、S₃、S₄的驱动信号；

3）由于二倍频功率的存在，直流母线上的电压会产生大的波动，从而导致并网电流发生畸变，影响并网效果。功率解耦单元主要是以电感L_c上的电流为控制目标，通过控制功率解耦单元中MOSFET开关管S_c1和S_c2的开通关断时序，在电感L_c上产生一个大小与并网功率中的二倍频功率向量相等，方向相反的功率向量，抵消并网功率中的二倍频功率向量，使得直流母线上不再产生二倍频电压波动，全桥逆变单元的输出可以获得较好的并网电压信号，功率解耦单元具体工作过程为：从输出电容C_bus上提取电压V_bus（t）与给定的电压信号V_bus(t)^＊相比较，得到的差值进行PI调节后乘以比例常数K进行放大，通过对K取不同的值并由仿真结果比较得出，当K值为0.3时波形效果最理想，放大后的信号与电感L_c的相位Phase相乘得到电流信号i_c ^＊，电流信号i_c ^＊与从电感L_c上采来的电流i_c进行比较，得到的差值经过PI调节后送入PWM信号发生器，产生MOSFET开关管S_c1和S_c2驱动信号，其中电感L_c上的相位Phase计算方法如下：

设电网电压和LC滤波单元中的电感L上电流分别为：

$\left\{\begin{array}{c}{v}_g=V_{\mathrm{grid}}\sin \mathrm{\ωt}\\ i_g=I_{\mathrm{grid}}\sin (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\α})\end{array}\right.---\left(1\right)$

其中：ω＝2πf，ω为电网的角频率，f为电网频率，α为并网电流滞后电网电压角度，v_g为电网电压，i_g为并网电流，V_grid为电网电压有效值，I_grid为并网电流的有效值；

根据式(1)，整个单相光伏并网发电系统向电网输出功率则有：

$P=v_g\·i_g=V_{\mathrm{grid}}\sin \mathrm{\ωt}\·I_{\mathrm{grid}}\sin (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\α})$

$=\frac{1}{2}{I}_{\mathrm{grid}}{V}_{\mathrm{grid}}\cos \mathrm{\α}-\frac{1}{2}{I}_{\mathrm{grid}}{V}_{\mathrm{grid}}\cos \mathrm{\α}\cos 2\mathrm{\ωt}+\frac{1}{2}{I}_{\mathrm{grid}}{V}_{\mathrm{grid}}\sin \mathrm{\α}\sin 2\mathrm{\ωt}---\left(2\right)$

$=P_1+P_2$

其中： $P_1=\frac{1}{2}{I}_{\mathrm{grid}}{V}_{\mathrm{grid}}\cos \mathrm{\α}$

$P_2=-\frac{1}{2}{I}_{\mathrm{grid}}{V}_{\mathrm{grid}}\cos \mathrm{\α}\cos 2\mathrm{\ωt}+\frac{1}{2}{I}_{\mathrm{grid}}{V}_{\mathrm{grid}}\sin \mathrm{\α}\sin 2\mathrm{\ωt};$

式(2)中P为电网输入功率，v_g为电网电压，i_g为并网电流，ω为电网的角频率，α为并网电流滞后电网电压角度，V_grid为电网电压有效值，I_grid为并网电流的有效值；

设电感L_c上的电流i_c＝I_Csin(ωt+β)，则L_c上电压为：

$v_c=L_c\·\frac{{\mathrm{di}}_c}{\mathrm{dt}}=L_c{L}_C\mathrm{\ω}\cos (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\β})---\left(3\right)$

其中，v_c为电感L_c上的电压，L_c为电感L_c的值，i_c为电感L_c上的电流，I_c为电感L_c上的电流的有效值，ω为电网的角频率，β为电感L_c上的电流的相位角。

因此，得到电感L_c上的功率向量：

$P_c=V_c\·i_c=L_c{I}_c\mathrm{\ω}\cos (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\β})\·I_c\sin (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\β})$

$=\frac{1}{2}{I}_C^2{L}_c\mathrm{\ω}(\sin 2\mathrm{\β}\cos 2\mathrm{\ωt}+\cos 2\mathrm{\β}\sin 2\mathrm{\ωt})---\left(4\right)$

其中，P_c为电感L_c上的功率向量，v_c为电感L_c上的电压，L_c为电感L_c的值，i_c为电感L_c上的电流，I_c为电感L_c上的电流的有效值，ω为电网的角频率，β为电感L_c上的电流的相位角；

若电感L_c上的功率向量P_c和向量P₂大小相等、方向相反，控制目标即可实现，因此，存在：

$I_C=\sqrt{\frac{V_{\mathrm{grid}}}{L_c\mathrm{\ω}{I}_{\mathrm{grid}}}}{I}_{\mathrm{grid}}---\left(5\right)$

$\mathrm{\β}=\frac{1}{2}(\mathrm{\α}+\frac{\mathrm{\π}}{2})---\left(6\right)$

式中，I_c为电感L_c上的电流的有效值，L_c为电感L_c的值，ω为电网的角频率，β为电感L_c上的电流的相位角，V_grid为电网电压有效值，I_grid为并网电流的有效值，α为并网电流滞后电网电压角度；

在一般光伏并网系统中，并网电流的功率因数为1，此时α＝0，所以所以电感L_c上的电流为：

$i_c=I_c\sin (\mathrm{\ωt}+\frac{\mathrm{\π}}{4})---\left(7\right)$

则电感L_c上的相位Phase为：

$\sin (\mathrm{\ωt}+\frac{\mathrm{\π}}{4})---\left(8\right)$

步骤4）从步骤3）输出的交流并网电压信号由LC滤波单元滤波后接入电网，LC滤波单元具体工作过程为：将全桥逆变单元输出电压滤波后接入电网，完成并网功能。

3.有益效果

相比于现有技术，本发明的优点在于：

（1）本发明仅通过在传统的单相光伏并网系统电路中添加一路解耦桥臂即功率解耦单元，通过控制功率解耦桥臂，使之产生一个反向的二倍频功率向量与原有的二倍频功率向量相抵消，从而消除了二倍电网频率谐波成份，有效保证光伏并网系统正常运行；

（2）与传统的单相光伏并网发电系统电路相比，本发明通过在传统电路中并联入功率解耦单元，使得原电路在直流侧输出电容C_bus上实现了以小容量薄膜电容代替大容量电解电容，提高了光伏系统的发电效率和使用寿命，有效降低了发电成本。

附图说明

图1：单相光伏并网发电系统功率解耦电路拓扑结构图；

图2：单相光伏并网发电系统功率解耦电路拓扑结构的控制方法图；

图3：不采用本发明的功率解耦电路且C_bus为800uf时直流母线电压波形；

图4：不采用本发明的功率解耦电路且C_bus为50uf时直流母线电压波形；

图5：不采用本发明的功率解耦电路且C_bus为50uf时并网电流和电网电压波形；

图6：不采用本发明的功率解耦电路且C_bus为800uf时并网电流和电网电压波形；

图7：采用本发明的功率解耦电路且C_bus为50uf时直流母线电压波形；

图8：采用本发明的功率解耦电路且C_bus为50uf时并网电流和电网电压波形；

图9：相位Phase为

时直流母线电压波形；

图10：相位Phase为

时直流母线电压波形。

其中：1.光伏电源；2.BOOST升压单元；3.全桥逆变单元；4.功率解耦单元；5.LC滤波单元；6.电网。

具体实施方式

下面结合具体的实施例和附图进一步描述本发明的技术方案。

实施例1

如图1，本实施例的单相光伏并网发电系统功率解耦电路，它包括从左至右依次并联的光伏电源1、BOOST升压单元2、全桥逆变单元3、功率解耦单元4、LC滤波单元5和电网6，光伏电源1包括大小为1000uf的输入电容C_PV和电压为180V的光伏电池阵列PV，输入电容C_PV和光伏电池阵列PV并联。BOOST升压单元2由0.5mH的电感L_main、MOSFET开关管Q、二极管D_S和输出电容C_bus组成，电感L_main一端与二极管D_S的正极连接、二极管D_S的负极与输出电容C_bus一端连接，输出电容C_bus另一端接地，0.5mH的电感L_main、二极管D_S和输出电容C_bus依次串联后与光伏电源1并联，MOSFET开关管Q的漏极接在电感L_main与二极管D_S之间，MOSFET开关管Q的源极接地。全桥逆变单元3由MOSFET开关管S₁、S₂、S₃和S₄组成，MOSFET开关管S₁与S₂，S₃与S₄串联后分别与输出电容C_bus并联。功率解耦单元4由MOSFET开关管S_c1、MOSFET开关管S_c2和大小为10mH的电感L_c组成，MOSFET开关管S_c1与MOSFET开关管S_c2串联后与全桥逆变单元3的输入端并联，电感L_c的一端接在MOSFET开关管S_c1与MOSFET开关管S_c2之间，电感L_c另一端接入全桥逆变单元3的左半桥MOSFET开关管S₁和MOSFET开关管S₂之间。LC滤波单元5是由7mH的电感L和10uF的电容C组成，电感L的一端与电感L_c的一端连接，所述的电容C的正极与电感L的另一端连接，电容C的负极接入MOSFET开关管S₃和MOSFET开关管S₄之间。

本实施例的单相光伏并网发电系统功率解耦电路的控制方法，其步骤为：

1）光伏电源1的电压经过输入电容C_PV稳压后由BOOST升压单元2进行升压；BOOST升压单元2具体工作过程为：当MOSFET开关管Q导通时，0.5mH的电感L_main开始储能，当MOSFET开关管Q关断时，电感L_main开始通过给输出电容C_bus充电来释放能量，输出电容C_bus两端电压升高，此时电压已经高于输入电压，升压完毕。

2）经步骤1）升压后的直流电压通过全桥逆变单元3逆变成交流电压，全桥逆变单元3的控制方法采用的是直流电压外环和并网电流内环的双闭环控制，直流电压外环对直流侧电压的瞬时误差给出调节信号，该信号经PI调节后作为内环给定，并网电流内环由电感电流瞬时值与电流给定产生误差信号，与三角形载波比较后产生驱动信号，通过驱动电路来控制MOSFET开关管S₁、S₄在同一个时序开通关断，MOSFET开关管S₂、S₃在同一个时序开通关断，完成全桥逆变单元3的逆变功能，全桥逆变单元3的具体工作过程为：从输出电容C_bus上提取电压V_bus（t）与给定的410V电压信号V_bus(t)^＊相比较，得到的差值进行PI调节后，与电网6上采的电网电压相位P_grid相乘得到电流信号i_grid ^＊，其中电网电压相位P_grid由电网6上采的电压信号经过锁相环得到的，得到的电流信号i_grid ^＊再与从电网6上提取的电流i_grid进行比较得出的差值信号经过PI调节后送入PWM产生器，产生四个MOSFET开关管S₁、S₂、S₃和S₄的驱动信号，通过控制开关管S₁、S₂、S₃和S₄的导通与关断，使直流电压转变成交流电压。

3）通过控制功率解耦单元4中MOSFET开关管S_c1和MOSFET开关管S_c2的开通关断时序，在10mH电感L_c上产生一个大小与并网功率中的二倍频功率向量相等、方向相反的功率向量，抵消并网功率中的二倍频功率向量，功率解耦单元4的具体控制过程为：从输出电容C_bus上提取电压V_bus（t）与给定的410V电压信号V_bus(t)^＊相比较，得到的差值进行PI调节后乘以K=0.3倍的比例进行放大，再与相位

相乘得到电流信号i_c ^＊，电流信号i_c ^＊与从电感L_c上采的电流i_c进行比较，得到的差值经过PI调节后送入PWM信号发生器，产生开关管S_c1、S_c2驱动信号，完成解耦功能。

4）全桥逆变单元3输出交流并网电压经过LC滤波单元5滤波后接入电网6，完成并网功能。

分别取输出电容C_bus的值为800uf和50uf，在不采用功率解耦的时候，直流侧输出电容C_bus上的电压波形图分别如图3和图4所示，输出电容C_bus为50uf时并网电流i_g和电网电压v_g波形图如图5所示，输出电容C_bus为800uf时并网电流i_g和电网电压v_g波形图如图6所示。由图3可知，由于输出电容C_bus为800uf，取值比较大，对直流侧的二倍频分量有较好的滤除作用，故直流侧输出电容C_bus上的电压波形波动比较小，以410V作为基准点，电压波动幅值不超过10V。由图4可知，在不采用功率解耦输出电容C_bus为50uf的情况下，由于输出电容C_bus的值比较小，不能很好的滤除直流侧的二倍频分量，因此，直流侧输出电容C_bus上的电压波形波动比较大，以410V作为基准点，电压波动幅值超过了100V。由图5可知，在不采用功率解耦输出电容C_bus为50uf的情况下，由于输出电容C_bus不能有效的滤除直流侧二倍频分量，导致了直流侧电压逆变后的并网电流i_g波形严重失真，影响系统并网功能。由图6可知，在不采用功率解耦输出电容C_bus为800uf的情况下，由于输出电容C_bus容值较大，能够有效的滤除直流侧二倍频分量，直流侧电压逆变后的并网电流i_g波形抖动很小，波形曲线基本上稳定。

取输出电容C_bus的值为50uf，采用功率解耦的时候，直流侧输出电容C_bus上的电压波形如图7所示，并网电流i_g和电网电压v_g波形如图8所示。由图7可知，由于功率解耦单元4的解耦桥臂中MOSFET开关管S_c1和MOSFET开关管S_c2的作用，在电感L_c上产生一个大小与并网功率中的二倍频功率向量相等，方向相反的功率向量，抵消了部分直流侧的二倍频分量，输出电容C_bus上的电压波形波动比较小，以410V为基准点，输出电容C_bus上的电压波动不超过15V。由图8可知，由于直流侧输出电容C_bus上的二倍频分量被抵消了一部分，直流侧输出电容C_bus上的电压经过全桥逆变单元3后的并网电流i_g的波形基本比较稳定，没有出现大的波动。

功率解耦主要是以电感L_c上的电流为控制目标，通过控制功率解耦单元4中MOSFET开关管S_c1、S_c2的开通关断时序，在电感L_c上产生一个大小与并网功率中的二倍频功率向量相等，方向相反的功率向量，抵消并网功率中的二倍频功率向量，电感L_c上的电流值直接影响最终的解耦效果，由式（7）可知，电感L_c上的电流值与电感L_c上的相位Phase成正比关系，因此，通过改变解耦桥臂中电感L_c上相位的大小会影响直流母线上电压的波动。现取电感L_c上的相位Phase为通过本发明的技术方案可知，电感L_c上的相位Phase为

时，电感L_c产生的二倍频分量正好将并网功率中的二倍频功率分量完全抵消，此时可获得最理想的解耦效果，直流母线上的电压波动最小，仿真结果如图7所示。若取电感L_c上的相位Phase为

时，此时电感L_c产生的二倍频分量不能完全的抵消掉并网功率中的二倍频功率分量，故直流母线上的电压会产生波动，其仿真结果如图9所示。若进一步增大电感L_c上的相位Phase值为

则直流母线上电压的波动将会进一步加大，仿真结果如图10所示。

由本实施例中的仿真结果可知，通过在现有电路中增加功率解耦单元4，并运用本发明的控制方法，就可以基本实现消除直流侧输出电容C_bus上的二倍频波动，减小电网6的受污染的程度，实现在直流侧输出电容C_bus上以小容量、长寿命的薄膜电容代替大容量、短寿命的电解电容，提高整个光伏并网系统的稳定性。

Claims (1)

1.单相光伏并网发电系统功率解耦电路，它包括从左至右依次并联的光伏电源（1）、BOOST升压单元（2）、全桥逆变单元（3）、LC滤波单元（5）和电网（6），其特征在于:它还包括功率解耦单元（4），所述的功率解耦单元（4）连接在全桥逆变单元（3）与LC滤波单元（5）之间，所述的功率解耦单元（4）由MOSFET开关管S_c1、MOSFET开关管S_c2和电感L_c组成，所述的MOSFET开关管S_c1与MOSFET开关管S_c2串联后与全桥逆变单元（3）的输入端并联，所述的电感L_c的一端接在MOSFET开关管S_c1与MOSFET开关管S_c2之间，电感L_c另一端接入全桥逆变单元（3）的左半桥MOSFET开关管S₁和MOSFET开关管S₂之间；

其中，所述的光伏电源（1）包括输入电容C_PV和光伏电池阵列PV，所述的输入电容C_PV和光伏电池阵列PV并联；

其中，所述的BOOST升压单元（2）由电感L_main、MOSFET开关管Q、二极管D_S和输出电容C_bus组成，电感L_main一端与二极管D_S的正极连接、二极管D_S的负极与输出电容C_bus一端连接，输出电容C_bus另一端接地，所述的电感L_main、二极管D_S和输出电容C_bus依次串联后与光伏电源（1）并联，所述的MOSFET开关管Q的漏极接在电感L_main与二极管D_S之间，MOSFET开关管Q的源极接地；

其中，所述的全桥逆变单元（3）由MOSFET开关管S₁、MOSFET开关管S₂、MOSFET开关管S₃和MOSFET开关管S₄组成，MOSFET开关管S₁与MOSFET开关管S₂，MOSFET开关管S₃与MOSFET开关管S₄串联后分别与输出电容C_bus并联；

其中，所述的LC滤波单元（5）是由电感L和电容C组成，电感L的一端与电感L_c的一端连接，所述的电容C的正极与电感L的另一端连接，电容C的负极接入MOSFET开关管S₃和MOSFET开关管S₄之间；

单相光伏并网发电系统功率解耦电路的控制方法，其步骤为：

1）光伏电源（1）的电压经BOOST升压单元（2）进行升压；

2）经步骤1）升压后的直流电压通过全桥逆变单元（3）逆变成交流电压，全桥逆变单元（3）的控制方法采用的是直流电压外环和并网电流内环的双闭环控制；全桥逆变单元（3）具体工作过程为：MOSFET开关管S₁和MOSFET开关管S₄在同一个时序开通关断，MOSFET开关管S₂和MOSFET开关管S₃在同一个时序开通关断，通过控制MOSFET开关管S₁、S₂、S₃和S₄在一个周期内交替通断来实现逆变的功能，四个MOSFET开关管S₁、S₂、S₃和S₄的驱动信号产生方法如下：从输出电容C_bus上提取电压V_bus（t）与给定的电压信号V_bus(t)^＊相比较,得到的差值进行PI调节后，与电网（6）上采的电网电压相位P_grid相乘得到电流信号i_grid ^＊，其中电网电压相位P_grid由电网（6）上采的电压信号经过锁相环得到的，得到的电流信号i_grid ^＊再与从电网（6）上提取的电流i_grid进行比较得出的差值信号经过PI调节后送入PWM产生器，产生四个MOSFET开关管S₁、S₂、S₃和S₄的驱动信号；

3）通过控制功率解耦单元（4）中MOSFET开关管S_c1和MOSFET开关管S_c2的开通关断时序，在电感L_c上产生一个大小与并网功率中的二倍频功率向量相等、方向相反的功率向量，抵消并网功率中的二倍频功率向量；功率解耦单元（4）具体工作过程为：从全桥逆变单元（3）输入端提取电压V_bus（t）与给定的电压信号V_bus（t）^＊相比较，得到的差值进行PI调节后乘以比例常数K进行放大，K取0.3，再与电感L_c的相位Phase相乘得到电流信号i_c ^＊，电流信号i_c ^＊与从电感L_c上采来的电流i_c进行比较，得到的差值经过PI调节后送入PWM信号发生器，产生MOSFET开关管S_c1和MOSFET开关管S_c2驱动信号；其中，电感L_c上的相位Phase计算方法如下：

设电网（6）电压v_g和LC滤波单元（5）中的电感L上电流i_g分别为：

$\left\{\begin{array}{c}{v}_g=V_{\mathrm{grid}}\sin \mathrm{\ωt}\\ i_g=I_{\mathrm{grid}}\sin (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\α})\end{array}\right.---\left(1\right)$

其中：ω＝2πf,ω为电网的角频率，f为电网频率，α为并网电流滞后电网电压角度,v_g为电网电压，i_g为并网电流，V_grid为电网电压有效值，I_grid为并网电流的有效值；

根据式（1），整个单相光伏并网发电系统向电网（6）输出功率则有：

$\begin{array}{c}P=v_g\·i_g=V_{\mathrm{grid}}\sin \mathrm{\ωt}\·I_{\mathrm{grid}}\sin (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\α})\\ =\frac{1}{2}{I}_{\mathrm{grid}}{V}_{\mathrm{grid}}\cos \mathrm{\α}-\frac{1}{2}{I}_{\mathrm{grid}}{V}_{\mathrm{grid}}\cos \mathrm{\α}\cos 2\mathrm{\ωt}+\frac{1}{2}{I}_{\mathrm{grid}}{V}_{\mathrm{grid}}\sin \mathrm{\α}\sin 2\mathrm{\ωt}\\ =P_1+P_2\end{array}---\left(2\right)$

其中：

$P_1=\frac{1}{2}{I}_{\mathrm{grid}}{V}_{\mathrm{grid}}\cos \mathrm{\α}$

$P_2=-\frac{1}{2}{I}_{\mathrm{grid}}{V}_{\mathrm{grid}}\cos \mathrm{\α}\cos 2\mathrm{\ωt}+\frac{1}{2}{I}_{\mathrm{grid}}{V}_{\mathrm{grid}}\sin \mathrm{\α}\sin 2\mathrm{\ωt};$

式（2）中P为电网输入功率，v_g为电网电压，i_g为并网电流，ω为电网的角频率，α为并网电流滞后电网电压角度，V_grid为电网电压有效值，I_grid为并网电流的有效值；

设电感L_c上的电流i_c＝I_Csin(ωt+β)，则L_c上电压为：

$v_c=L_c\·\frac{{\mathrm{di}}_c}{\mathrm{dt}}=L_c{I}_C\mathrm{\ω}\cos (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\β})---\left(3\right)$

其中，v_c为电感L_c上的电压，L_c为电感L_c的值，i_c为电感L_c上的电流，I_c为电感L_c上的电流的有效值，ω为电网的角频率，β为电感L_c上的电流的相位角；

因此，得到电感L_c上的功率向量：

$\begin{array}{c}{P}_c=v_c\·i_c=L_c{I}_c\mathrm{\ω}\cos (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\β})\·I_c\sin (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\β})\\ =\frac{1}{2}{I}_C^2{L}_c\mathrm{\ω}(\sin 2\mathrm{\β}\cos 2\mathrm{\ωt}+\cos 2\mathrm{\β}\sin 2\mathrm{\ωt})\end{array}---\left(4\right)$

其中，P_c为电感L_c上的功率向量，v_c为电感L_c上的电压，L_c为电感L_c的值，i_c为电感L_c上的电流，I_c为电感L_c上的电流的有效值，ω为电网的角频率，β为电感L_c上的电流的相位角；

若电感L_c上的功率向量P_c和向量P₂大小相等、方向相反，控制目标即可实现，因此，存在：

$I_C=\sqrt{\frac{V_{\mathrm{grid}}}{L_c\mathrm{\ω}{I}_{\mathrm{grid}}}}{I}_{\mathrm{grid}}---\left(5\right)$

$\mathrm{\β}=\frac{1}{2}(\mathrm{\α}+\frac{\mathrm{\π}}{2})---\left(6\right)$

式中，I_c为电感L_c上的电流的有效值，L_c为电感L_c的值，ω为电网的角频率，β为电感L_c上的电流的相位角，V_grid为电网电压有效值，I_grid为并网电流的有效值，α为并网电流滞后电网（6）电压角度；

在光伏并网系统中，并网电流的功率因数为1，此时α＝0，所以

所以电感Lc上的电流为：

$i_c=I_c\sin (\mathrm{\ωt}+\frac{\mathrm{\π}}{4})---\left(7\right)$

则电感L_c上的相位Phase为：

$\sin (\mathrm{\ωt}+\frac{\mathrm{\π}}{4})---\left(8\right)$

4）从步骤3）输出的交流并网电压信号由LC滤波单元（5）滤波后接入电网（6）。

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