CN116799874B - 一种有源功率解耦型并网变换器的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种有源功率解耦型并网变换器的控制方法，首先通过二阶滤波器提取变换器交流侧和直流母线侧瞬时功率中所含的二倍频波动功率；其次根据所获二倍频波动功率构造辅助电容的功率参考值，基于此计算辅助电容电压平方的交流参考值，并在交流参考值上叠加直流偏置构造辅助电容电压平方的非负参考值；然后建立以辅助电容电压平方和辅助电容功率为受控变量的数学模型，以电压平方反馈为外环、功率反馈为内环，采用比例谐振控制器进行双闭环控制；最后根据内环控制器的输出与辅助电容电压计算有源功率解耦桥臂的调制信号，再通过载波调制获得桥臂的控制信号。本发明能有效降低有源功率解耦型并网变换器的控制器设计难度，提高实际运行性能。

Description

一种有源功率解耦型并网变换器的控制方法

技术领域

本发明属于变换器控制技术领域，具体涉及一种有源功率解耦型并网变换器的控制方法。

背景技术

随着风电、光伏等可再生能源的利用成为主流，越来越多的可再生能源发电通过并网变换器接入电网。并网变换器主要包括应用于低功率场景的单相并网变换器和应用于中高功率场景的三相并网变换器。单相并网变换器的直流侧存在着固有的二倍频功率波动。对三相并网变换器，由于高比例可再生能源电网中大量单相负荷随机运行、传输线路不对称以及系统不对称故障造成电网普遍的三相不平衡现象，变换器的直流侧也会出现二倍频功率波动。功率波动的存在会降低系统的性能，例如降低光伏面板的最大功率点跟踪效率、导致电池过热和缩短燃料电池寿命等。为抑制变换器直流侧的功率波动，常通过额外增加储能元件来吸收波动功率，实现功率解耦，已有许多学者对功率解耦方法展开研究。

目前常见的功率解耦方法包括无源功率解耦和有源功率解耦。无源功率解耦可通过增大直流侧的无源元件或者增设谐振电路来实现，虽然这种方法易于实现，但其过大的体积和重量增加了系统成本。有源功率解耦因其所需无源元件的体积远小于无源功率解耦而倍受青睐，其基本思想是将波动功率转移到增设的有源功率解耦电路中，从而使直流侧保持功率恒定。有源功率解耦型并网变换器通常由有源功率解耦电路和原始变换器构成，常见的有源功率解耦电路拓扑有Buck型、Boost型、Buck-Boost型和H桥型等，可以独立运行也可以和原始变换器共享桥臂。共享桥臂虽然能降低系统成本并提高系统效率，但其会加大直流电压和交流电流应力，同时会增加变换器的控制的难度。

有源功率解耦电路的控制方法主要包括开环控制和闭环控制。开环控制通常直接根据波动功率计算出辅助电容电压的参考值，其对系统参数变化的灵敏度较高，控制效果不佳。闭环控制能有效抑制系统参数变化的干扰，实现良好的控制性能，但现有文献大多以辅助电容电压为控制对象，其参考值中含有丰富的谐波，要实现精确的功率解耦，需采用多个比例谐(Proportional-Resonant，PR)控制器，大大增加了控制器的设计难度。

发明内容

针对现有技术的不足，本发明的目的在于提供一种有源功率解耦型并网变换器的控制方法。

本发明的目的可以通过以下技术方案实现：

一种有源功率解耦型并网变换器的控制方法，包括以下步骤：

分别获取并网变换器交流侧和直流母线侧的电压信号与电流信号，计算变换器交流侧和直流母线侧的瞬时功率；

通过二阶滤波器提取上述变换器交流侧和直流母线侧的瞬时功率中所含的二倍频波动功率；

根据上述得到的变换器交流侧和直流母线侧的二倍频波动功率构造辅助电容的功率参考值，基于此计算辅助电容电压平方的交流参考值；

在上述得到的辅助电容电压平方的交流参考值上叠加直流偏置，构造辅助电容电压平方的非负参考值；

建立以辅助电容电压平方与辅助电容功率为受控变量的数学模型；

基于上述数学模型，以辅助电容电压平方反馈为外环、辅助电容功率反馈为内环，内外环均采用比例谐振控制器对受控变量进行双闭环控制；

根据上述内环控制器的输出信号与辅助电容电压计算有源功率解耦桥臂的调制信号，进而通过载波调制得到桥臂的控制信号。

进一步的，所述并网变换器为单相并网变换器或三相并网变换器；

其中变换器交流侧的瞬时功率P_ac的计算方法为：

对单相并网变换器，瞬时功率等于变换器交流侧的输出电压u_o与输出电流i_o的乘积，即P_ac＝u_o·i_o；

对三相并网变换器，瞬时功率等于变换器各相输出电压u_oa、u_ob、u_oc与输出电流i_oa、i_ob、i_oc的乘积之和，即P_ac＝u_oa·i_oa+u_ob·i_ob+u_oc·i_oc；

所述直流母线侧的瞬时功率P_dc等于直流母线电压u_dc与直流母线电流i_dc的乘积，即P_dc＝u_dc·i_dc。

进一步的，所述二阶滤波器的传递函数G_f(s)为：

式中，ω₀为电网角频率，k为二阶滤波器的阻尼比，s为拉普拉斯算子；

所述并网变换器交流侧的瞬时功率中所含的二倍频波动功率ΔP_ac的提取方法为：

ΔP_ac＝G_f(s)·P_ac

所述直流母线侧的瞬时功率中所含的二倍频波动功率ΔP_dc的提取方法为：

ΔP_dc＝G_f(s)·P_dc；

所述辅助电容的功率参考值P_{aux_ref}等于直流母线侧的二倍频波动功率ΔP_dc与并网变换器交流侧的二倍频波动功率ΔP_ac之和的相反数，即

P_{aux_ref}＝-(ΔP_dc+ΔP_ac)。

进一步的，所述辅助电容电压平方的交流参考值Δu² _{aux_ref}的计算方法为：

假设辅助电容的瞬时功率P_aux与辅助电容的功率参考值P_{aux_ref}相等，即

式中，u_aux为辅助电容两端的电压，i_aux为辅助电容所流过的电流，C_aux为辅助电容的容值；

将上式整理成含辅助电容电压平方u² _aux的微分的形式，即

将上式两边取积分，得U² _{aux_offset}为常直流偏置，该式右端的积分项即为辅助电容电压平方的交流参考值Δu² _{aux_ref}，即

进一步的，所述辅助电容电压平方的交流参考值Δu² _{aux_ref}的获取方法为：先将辅助电容的功率参考值P_{aux_ref}乘以比例系数2/C_aux,再将其结果输入到积分器中，积分器的输出即为Δu² _{aux_ref}，

进一步的，所述辅助电容电压平方的非负参考值u² _{aux_ref}等于辅助电容电压的交流参考值Δu² _{aux_ref}加上直流偏置U² _{aux_offset}，即u² _{aux_ref}＝Δu² _{aux_ref}+U² _{aux_offset}。

进一步的，所述直流偏置U² _{aux_offset}的选取原则为：假设辅助电容的功率参考值P_{aux_ref}的最大幅值为P_max，则辅助电容电压平方的交流参考值Δu² _{aux_ref}的最大幅值为综合考虑u² _{aux_ref}大于等于0的下限约束以及小于等于直流母线电压平方u² _dc的上限约束，得到U² _{aux_offset}的取值范围为：

进一步的，以所述辅助电容电压平方u² _aux与辅助电容功率P_aux为受控变量的数学模型的建立方法为:

列写有源功率解耦电路的以辅助电容电压u_aux与辅助电感电流i_aux为状态变量的状态空间方程：

式中，L_aux为辅助电感的感量，R_aux为辅助电感的内阻，u_f为有源功率解耦桥臂的中心点电压；

将所述状态空间方程中关于u_aux的微分方程两端乘以u_aux并整理得到关于u² _aux的微分方程

对u_aux·i_aux取全微分并将所述状态空间方程的两个微分方程带入整理，得到关于u_aux·i_aux的微分方程

将u_aux·i_aux用P_aux表示，联立两个所述微分方程，得到以辅助电容电压平方u² _aux与辅助电容功率P_aux为状态变量的状态空间方程：

S5.5：将上述状态空间模型转化为传递函数的形式，可得u_f·u_aux到u² _aux与P_aux的开环传递函数分别为：

进一步的，所述比例谐振控制器的传递函数形式为

式中，G_c1(s)和G_c2(s)分别为外环控制器和内环控制器，a₀、a₁、a₂为待设计的控制器参数；

所述辅助电容电压平方外环的参考值为u² _{aux_ref}，外环控制器的输入为外环参考值与辅助电容电压平方实际值u² _aux的误差，记e₁＝u² _{aux_ref}-u² _aux，外环控制器的输出为u_c1＝G_c1(s)·e₁；

所述辅助电容功率内环的参考值为外环控制器的输出u_c1，内环控制器的输入为内环参考值与辅助电容功率实际值P_aux的误差，记e₂＝u_c1-P_aux，内环控制器的输出为u_c2＝G_c2(s)·e₂。

进一步的，所述有源功率解耦桥臂控制信号的获取方法为：

将内环控制器的输出u_c2除以辅助电容电压u_aux，得到有源功率解耦桥臂中点电压u_f的参考值u_f*，即

将有源功率解耦桥臂中点电压的参考值u_f*除以直流母线电压u_dc，得到桥臂的调制信号d，即

对调制信号d进行载波调制，得到有源功率解耦电路上桥臂的控制信号S，其互补信号1-S作为对应下桥臂的控制信号。

本发明的有益效果：

本发明提出的有源功率解耦型并网变换器控制方法，通过建立以辅助电容电压平方和辅助电容功率为受控变量的数学模型，采用比例谐振控制器对辅助电容电压平方外环和辅助电容功率内环进行双闭环控制，外环参考信号为含直流偏置的二倍频正弦信号，不含高次谐波，只需让控制对象跟踪参考信号的二倍频分量，便可实现高精度功率解耦，控制器设计难度显著降低；由于控制器设计难度降低，在设计控制器参数时可以更侧重动态响应性能的提升，因此，本方法在降低控制器设计难度的同时还能提升系统性能。同时，在不考虑系统功率损耗的情况下，本方法的功率解耦控制是精确的，相比常规方法具有更好的功率解耦性能。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是本发明有源功率解耦型并网变换器的控制框图；

图2是本发明有源功率解耦前后直流母线功率对比图；

图3是本发明有源功率解耦后直流母线功率局部放大图；

图4是本发明有源功率解耦后直流母线电压波形；

图5是本发明有源功率解耦后直流母线电流波形。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。

本具体实施例基于单相Buck型有源功率解耦并网逆变器控制系统，针对该控制方法中的各个步骤，并结合附图和附表，对该控制方法进行具体说明。

单相Buck型有源功率解耦并网逆变器的控制框图如图1所示，本具体实施例采用了并联Buck型有源功率解耦拓扑，从图中可知，有源功率解耦电路由一对开关桥臂和一条辅助电感与辅助电容串联的支路构成，开关桥臂与变换器并联，通过对开关桥臂的控制，使辅助电容吸收波动功率，保证直流侧的功率恒定，实现功率解耦。具体包括如下步骤：

S1、分别获取并网逆变器交流侧和直流母线侧的电压信号与电流信号，计算逆变器交流侧和直流母线侧的瞬时功率；

所述S1具体步骤如下：

采集单相并网逆变器交流侧的输出电压u_o和输出电流i_o，设u_o和i_o的表达式分别为：

u_o＝U_ocos(ω₀t) (1)

式中，U_o、I_o分别为输出电压、电流的幅值，为输出电压与电流的相位差，ω₀为工频角频率。由(1)、(2)式，计算单相并网逆变器交流侧的瞬时功率P_ac：

式(3)中，ΔP_ac为单相逆变器交流侧的二倍频波动功率。

采集直流母线侧的输入电压u_dc和输入电流i_dc，计算直流母线侧的瞬时功率P_dc，P_dc的表达式为：

P_dc＝u_dc·i_dc (4)

S2、通过二阶滤波器提取逆变器交流侧和直流母线侧的瞬时功率中所含的二倍频波动功率；

所述S2具体步骤如下：

为了提取P_ac和P_dc中的二倍频波动功率，采用二阶滤波器对P_ac和P_dc进行滤波，二阶滤波器的传递函数如下：

所设计二阶滤波器对角频率为2ω₀的信号增益为1，对其他频率信号具有抑制效果，特别是对于直流信号，其增益为0，可以完全抑制。当P_ac和P_dc中只含有直流信号和二倍频信号时，二阶滤波器可以精确提取二倍频信号。k为阻尼比，k值越小，滤波器对非二倍频信号的抑制能力越强，但二阶滤波器带宽会变小，影响响应速度，在本例中，k的取值为1。

并网逆变器交流侧瞬时功率中所含的二倍频波动功率ΔP_ac的表达式为：

ΔP_ac＝G_f(s)·P_ac (6)

直流母线侧瞬时功率中所含的二倍频波动功率ΔP_dc的表达式为：

ΔP_dc＝G_f(s)·P_dc (7)

S3、根据逆变器交流侧和直流母线侧的二倍频波动功率构造辅助电容的功率参考值，基于此计算辅助电容电压平方的交流参考值；

所述S3具体步骤如下：

将直流母线侧的二倍频波动功率ΔP_dc与并网逆变器交流侧的二倍频波动功率ΔP_ac相加后取相反数构造辅助电容的功率参考值P_{aux_ref}：

P_{aux_ref}＝-(ΔP_dc+ΔP_ac) (8)

要使有源功率解耦电路吸收的二倍频波动功率为P_{aux_ref}，忽略辅助电感和其内阻的功率，需满足功率平衡方程：

式(9)中，P_aux为辅助电容功率，C_aux为辅助电容容值，u_aux、i_aux分别为辅助电容两端的电压和所流过的电流。将式(9)整理成含辅助电容电压平方u² _aux的微分的形式可得：

两边同时取积分：

式(11)中，U² _{aux_offset}为常直流偏置。如果将上式两端开根号并对u_aux进行控制，u_aux的参考值中将含有大量谐波，不利于控制，本方法的主要创新点是直接对u² _aux进行闭环控制，只需将u² _aux控制为带直流偏置的二倍频正弦信号即可实现功率解耦。将上式右端积分项作为u² _aux的交流参考值Δu² _{aux_ref}，即

在本案例中，积分计算是通过积分器来实现的，通过将辅助电容的功率参考值P_{aux_ref}乘以比例系数2/C_aux再输入到积分器中，得到Δu² _{aux_ref}，

综合式(5)、(6)、(7)、(8)和(13)，可得Δu² _{aux_ref}的构建方法为：

S4、在辅助电容电压平方的交流参考值上叠加直流偏置，构造辅助电容电压平方的非负参考值；

所述S4具体步骤如下：

辅助电容电压的非负参考值u² _{aux_ref}等于辅助电容电压的交流参考值Δu² _{aux_ref}加上直流偏置U² _{aux_offset}，即

由于u² _aux≥0，因此u² _aux的参考值u² _{aux_ref}必须为非负数，而Δu² _{aux_ref}为正弦量，其值在正负之间变化，故不能直接将Δu² _{aux_ref}作为u² _{aux_ref}。因此，需要在Δu² _{aux_ref}上叠加直流偏置U² _{aux_offset}构成u² _{aux_ref}，从而保证u² _{aux_ref}≥0。分析辅助电容的功率参考值P_{aux_ref}所能达到的最大幅值P_max，设P_{aux_ref}＝P_maxcos(2ω₀t),将其带入Δu² _{aux_ref}的表达式可得：

由式(16)可知，Δu² _{aux_ref}的最大波动幅值为P_max/(2ω₀C_aux),根据u² _aux≥0的约束条件，参考信号的直流偏置U² _{aux_offset}必须满足：

同时，由于有源功率解耦电路采用Buck型拓扑，u² _aux所能达到的最大值为结合式(17)的约束，得到U² _{aux_offset}的取值范围为：

通常不希望直流偏置的值太大，理想的情况是u² _{aux_ref}的最小值略大于0并留有一定裕度，这样调制更容易处于线性调制区，本例中，取U² _{aux_offset}＝330²。

S5、建立以辅助电容电压平方与辅助电容功率为受控变量的数学模型；

所述S5具体步骤如下：

列写有源功率解耦电路的以辅助电容电压u_aux与辅助电感电流i_aux为状态变量的状态空间方程：

式(19)中，L_aux为辅助电感的感量，R_aux为辅助电感的内阻，u_f为有源功率解耦桥臂的中心点电压；将式(19)状态空间方程中关于u_aux的微分方程两端乘以u_aux并整理得到关于u² _aux的微分方程

对u_aux·i_aux取全微分并将(19)中状态空间方程的两个微分方程带入整理，得到关于u_aux·i_aux的微分方程

将上式中的u_aux·i_aux用P_aux表示，并联立(20)、(21)的微分方程，得到以辅助电容电压平方u² _aux与辅助电容功率P_aux为状态变量的状态空间方程：

将式(22)的状态空间模型转化为传递函数的形式，可得u_f·u_aux到u² _aux与P_aux的开环传递函数分别如式(23)、(24)所示：

S6、基于受控的传递函数模型，采用比例谐振控制器，以辅助电容电压平方反馈为外环、辅助电容功率反馈为内环对受控变量进行双闭环控制；

所述S6具体步骤如下：

S6中所采用的比例谐振控制器的传递函数形式为：

式(25)中，G_c1(s)和G_c2(s)分别为外环控制器和内环控制器，a0、a1、a₂为待设计的控制器参数。外环控制器的输入为外环参考值u² _{aux_ref}与辅助电容电压平方实际值u² _aux之差e1，外环控制器的输出uc1作为内环参考值，内环控制器的输入为内环参考值与辅助电容功率实际值P_aux之差e2，内环控制器的输出为uc2，uc2作为式(24)中的u_aux·u_f。根据辅助电容功率内环的传递函数设计内环控制器的参数，内环控制器参数设计完成后，根据式(23)、(24)推导辅助电容功率到辅助电容电压平方的传递函数，如式(26)所示，基于该传递函数设计外环控制器参数。

S7、根据内环控制器的输出与辅助电容电压计算有源功率解耦桥臂的调制信号，进而通过载波调制得到桥臂的控制信号；

所述S7具体步骤如下：

由于内环控制器的输出u_c2为式(24)所示传递函数模型的输入u_aux·u_f，因此有源功率解耦桥臂中点电压u_f的参考值u_f*等于u_c2除以u_aux，将有源功率解耦桥臂中点电压的参考值u_f*除以直流母线电压u_dc，得到桥臂的调制信号d，对调制信号d进行载波调制，得到有源功率解耦电路上桥臂的控制信号S，其互补信号1-S即为对应下桥臂的控制信号。

表1给出了单相Buck型有源功率解耦并网逆变器模型的关键仿真参数。

表1

图2给出了采用所提有源功率解耦控制方法前后直流母线侧功率的对比图，从图中可见，本发明所提出的有源功率解耦控制方法可以显著减小直流侧的二倍频功率波动。图3为采用所提有源功率解耦控制方法后直流母线侧功率的局部放大图，可见直流侧仍然存在50w左右的波动功率，但该波动功率仅为为采用有源功率解耦控制时的0.28％，其存在的原因是由于本方法默认有源功率解耦电路所吸收的功率为辅助电容的功率，忽略了辅助电感和其内阻的功率。图4、图5分别为直流母线电压和直流母线电流的波形图，直流母线电压存在0.1V(0.015％)的电压波动，直流母线电流存在0.07A(0.51％)的电流波动。以上结果说明本方法在减小控制器设计难度的同时具有优异的功率解耦效果。

在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“示例”、“具体示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。

以上显示和描述了本发明的基本原理、主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。

Claims (10)

1.一种有源功率解耦型并网变换器的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

分别获取并网变换器交流侧和直流母线侧的电压信号与电流信号，计算变换器交流侧和直流母线侧的瞬时功率；

通过二阶滤波器提取上述变换器交流侧和直流母线侧的瞬时功率中所含的二倍频波动功率；

根据上述得到的变换器交流侧和直流母线侧的二倍频波动功率构造辅助电容的功率参考值，基于此计算辅助电容电压平方的交流参考值；

在上述得到的辅助电容电压平方的交流参考值上叠加直流偏置，构造辅助电容电压平方的非负参考值；

建立以辅助电容电压平方与辅助电容功率为受控变量的数学模型；

基于上述数学模型，以辅助电容电压平方反馈为外环、辅助电容功率反馈为内环，内外环均采用比例谐振控制器对受控变量进行双闭环控制；

根据内环控制器的输出信号与辅助电容电压计算有源功率解耦桥臂的调制信号，进而通过载波调制得到桥臂的控制信号。

2.根据权利要求1所述的一种有源功率解耦型并网变换器的控制方法，其特征在于，所述并网变换器为单相并网变换器或三相并网变换器；

其中变换器交流侧的瞬时功率P_ac的计算方法为：

对单相并网变换器，瞬时功率等于变换器交流侧的输出电压u_o与输出电流i_o的乘积，即P_ac＝u_o·i_o；

对三相并网变换器，瞬时功率等于变换器各相输出电压u_oa、u_ob、u_oc与输出电流i_oa、i_ob、i_oc的乘积之和，即P_ac＝u_oa·i_oa+u_ob·i_ob+u_oc·i_oc；

所述直流母线侧的瞬时功率P_dc等于直流母线电压u_dc与直流母线电流i_dc的乘积，即P_dc＝u_dc·i_dc。

3.根据权利要求1所述的一种有源功率解耦型并网变换器的控制方法，其特征在于，所述二阶滤波器的传递函数G_f(s)为：

式中，ω₀为电网角频率，k为二阶滤波器的阻尼比，s为拉普拉斯算子；

所述并网变换器交流侧的瞬时功率中所含的二倍频波动功率ΔP_ac的提取方法为：

ΔP_ac＝G_f(s)·P_ac

所述直流母线侧的瞬时功率中所含的二倍频波动功率ΔP_dc的提取方法为：

ΔP_dc＝G_f(s)·P_dc；

所述辅助电容的功率参考值P_{aux_ref}等于直流母线侧的二倍频波动功率ΔP_dc与并网变换器交流侧的二倍频波动功率ΔP_ac之和的相反数，即

P_{aux_ref}＝-(ΔP_dc+ΔP_ac)。

4.根据权利要求3所述的一种有源功率解耦型并网变换器的控制方法，其特征在于，所述辅助电容电压平方的交流参考值Δu² _{aux_ref}的计算方法为：

假设辅助电容的瞬时功率P_aux与辅助电容的功率参考值P_{aux_ref}相等，即

式中，u_aux为辅助电容两端的电压，i_aux为辅助电容所流过的电流，C_aux为辅助电容的容值；

将上式整理成含辅助电容电压平方u² _aux的微分的形式，即

将上式两边取积分，得U² _{aux_offset}为直流偏置，该式右端的积分项即为辅助电容电压平方的交流参考值Δu² _{aux_ref}，即

5.根据权利要求4所述的一种有源功率解耦型并网变换器的控制方法，其特征在于，所述辅助电容电压平方的交流参考值Δu² _{aux_ref}的获取方法为：先将辅助电容的功率参考值P_{aux_ref}乘以比例系数2/C_aux,再将其结果输入到积分器中，积分器的输出即为Δu² _{aux_ref}，

6.根据权利要求5所述的一种有源功率解耦型并网变换器的控制方法，其特征在于，所述辅助电容电压平方的非负参考值u² _{aux_ref}等于辅助电容电压的交流参考值Δu² _{aux_ref}加上直流偏置U² _{aux_offset}，即u² _{aux_ref}＝Δu² _{aux_ref}+U² _{aux_offset}。

7.根据权利要求6所述的一种有源功率解耦型并网变换器的控制方法，其特征在于，所述直流偏置U² _{aux_offset}的选取原则为：假设辅助电容的功率参考值P_{aux_ref}的最大幅值为P_max，则辅助电容电压平方的交流参考值Δu² _{aux_ref}的最大幅值为综合考虑u² _{aux_ref}大于等于0的下限约束以及小于等于直流母线电压平方u² _dc的上限约束，得到U² _{aux_offset}的取值范围为：

8.根据权利要求7所述的一种有源功率解耦型并网变换器的控制方法，其特征在于，以所述辅助电容电压平方u² _aux与辅助电容功率P_aux为受控变量的数学模型的建立方法为:

列写有源功率解耦电路的以辅助电容电压u_aux与辅助电感电流i_aux为状态变量的状态空间方程：

式中，L_aux为辅助电感的感量，R_aux为辅助电感的内阻，u_f为有源功率解耦桥臂的中心点电压；

将所述状态空间方程中关于u_aux的微分方程两端乘以u_aux并整理得到关于u² _aux的微分方程

对u_aux·i_aux取全微分并将所述状态空间方程的两个微分方程带入整理，得到关于u_aux·i_aux的微分方程

将u_aux·i_aux用P_aux表示，联立两个所述微分方程，得到以辅助电容电压平方u² _aux与辅助电容功率P_aux为状态变量的状态空间方程：

将上述以辅助电容电压平方u² _aux与辅助电容功率P_aux为状态变量的状态空间方程转化为传递函数的形式，可得u_f·u_aux到u² _aux与P_aux的开环传递函数分别为：

9.根据权利要求8所述的一种有源功率解耦型并网变换器的控制方法，其特征在于，所述比例谐振控制器的传递函数形式为

式中，G_c1(s)和G_c2(s)分别为外环控制器和内环控制器，a₀、a₁、a₂为待设计的控制器参数；

所述辅助电容电压平方外环的参考值为u² _{aux_ref}，外环控制器的输入为外环参考值与辅助电容电压平方实际值u² _aux的误差，记e₁＝u² _{aux_ref}-u² _aux，外环控制器的输出为u_c1＝G_c1(s)·e₁；

所述辅助电容功率内环的参考值为外环控制器的输出u_c1，内环控制器的输入为内环参考值与辅助电容功率实际值P_aux的误差，记e₂＝u_c1-P_aux，内环控制器的输出为u_c2＝G_c2(s)·e₂。

10.根据权利要求1所述的一种有源功率解耦型并网变换器的控制方法，其特征在于，所述控制信号的获取方法为：

将内环控制器的输出u_c2除以辅助电容电压u_aux，得到有源功率解耦桥臂中点电压u_f的参考值u_f*，即

将有源功率解耦桥臂中点电压的参考值u_f*除以直流母线电压u_dc，得到桥臂的调制信号d，即

对调制信号d进行载波调制，得到有源功率解耦电路上桥臂的控制信号S，其互补信号1-S作为对应下桥臂的控制信号。