CN102396142A - 控制电力变换设备的方法 - Google Patents

Abstract

控制电力变换设备的方法，其中抑制了切换损耗，改进了电压精度，并且通过切换调制方法抑制了噪声的突然变化。要在校正项加法单元(1)中计算补偿量α，其中补偿量α将对应于通过比较最大值[max(V^*)]与最小值[min(V^*)]的绝对值产生的信号，并且当最大值[max(V^*)]较大时选择信号[1-max(V^*)]且当最小值[min(V^*)]的绝对值较大时选择信号[-1-min(V^*)]。另外，将增益k乘以最大值[max(V^*)]和最小值[min(V^*)]相加的信号[max(V^*)+min(V^*)]，生成与补偿量α同步的三角波形信号[k(max(V^*)+min(V^*))]。通过选择三角波形信号[k(max(V^*)+min(V^*))]与校正量α之间的绝对值中的较小值产生的补偿量β与电压命令值V^* _U、V^* _v、V^* _w相加。

Description

控制电力变换设备的方法

技术领域

本发明涉及降低用于将交流变换为直流或者将直流变换为交流的电力变换设备中的损耗的脉宽调制(“PWM”)控制。

背景技术

当在电力变换设备(例如，三相逆变器)中进行半导体开关元件的开-关操作，即，半导体开关元件的切换时，引起切换损耗。在该切换损耗大的情况下，由于需要用于去除产生的热量的冷却设备，所以存在诸如电力变换设备的效率降低、电力变换设备的尺寸变大的问题。与此相反，在为了减小切换损耗而降低切换频率的情况下，由于切换操作的次数减少，所以波形控制性能降低。也就是说，高次谐波相对于基波波长的比率增大。

作为对策，双臂调制方法是已知的，在双臂调制方法中，在将波形控制性能的降低抑制到最小的同时，切换频率降低。在这种双臂调制方法中，对三相的电压命令值进行校正，以使这三相的电压命令值之一变得大于或等于三角波载波的振幅值。从而，在某个时间段内停止该一相的半导体开关元件的切换，以使得三相的平均切换频率降低(参见专利文献1)。

图13是双臂调制方法中的三相的电压命令值和三角波载波的时序图。图14(a)是三臂调制方法中的三相的电压命令值的时序图。图14(b)是双臂调制方法中所使用的校正量(补偿量)α的时序图。图14(c)是双臂调制方法中的电压命令值的时序图。每相的电压命令值的调制系数(调制百分比)用“m”表示。

如图14(a)所示，在三相的电压命令值V^* _U、V^* _v和V^* _w之中，例如，在区间(区域)“A”中，电压命令值V^* _U取最大电平，并且在区间“B”中，电压命令值V^* _w取最小电平。为了在这些区间“A”和“B”中暂停用于一相的半导体开关元件的切换，将校正量α(图14(b)的波形)与三相的电压命令值V^* _U、V^* _v和V^* _w中的每个相加。该校正量α通过下述方式计算，即，在区间“A”中从1减去电压命令值V^* _U(即，1-V^* _U)，并在区间“B”中从-1减去电压命令值V^* _w(即，-1-V^* _W)。结果，如图14(c)中的V^* _U+α、V^* _V+α和V^* _W+α的波形所示，三相中的一相的电压命令值总是超过或者变得等于三角波载波的振幅值，并且每60°区间完成相变。从而，超过或等于三角波载波的振幅值的一相的半导体开关元件停止(暂停)其切换操作。因此，通过将校正量α与三相的电压命令值V^* _U、V^* _v和V^* _w相加，可产生用于双臂调制方法的电压命令值V^* _U+α、V^* _V+α和V^* _W+α。

此外，专利文献2公开了执行双臂调制方法与三臂调制方法之间的转换的电动机控制装置。

引用列表

[专利文献]

专利文献1：日本专利申请公开第59-139871号

专利文献2：日本专利申请公开第2007-151344(第[0056]～[0065]段、图2、图4、图5)

发明内容

技术问题

当在每相用具有相同频率的三角波载波调制的情况下将三臂调制方法与双臂调制方法进行比较时，双臂调制方法产生比三臂调制方法低的切换损耗的水平。因此，利用双臂调制方法是更有效的。然而，存在以下问题。

首先，现在将在三相中的每相的电压命令值的调制系数m相对小的情况下将三臂调制方法中的门信号(切换操作)与双臂调制方法中的门信号进行比较。图15是示出在当每个电压命令值的调制系数m等于0.1(m＝0.1)时使用三臂调制方法的情况下电压命令值V^* _U、V^* _v和V^* _w的时序图和U相门信号G_U的时序图的视图。图16是示出在当每个电压命令值的调制系数m等于0.1(m＝0.1)时使用双臂调制方法的情况下电压命令值V^* _U+α、V^* _V+α和V^* _W+α的时序图和U相门信号G_U的时序图的视图。

在图15中所示的三臂调制方法中，电压命令值V^* _U、V^* _v和V^* _w中的每个的振幅小。因此，通过将电压命令值V^* _U与三角波进行比较而获得的门信号G_U的波形具有每个具有大脉宽(占空比：45～55％)的脉冲。

另一方面，在图16中所示的双臂调制方法中，在停止一个相(比如，U相)的半导体开关元件的切换的区间期间，其它两个相(比如，V相和W相)的电压命令值的振幅大。因此，门信号G_U具有在其中每个脉冲具有小的脉宽(即，占空比小于或等于10％)的区间。

在一般的电力变换设备中，为了防止同一相的上臂和下臂半导体开关元件彼此同时变为开状态，将死区时间应用于门信号，以延迟每个半导体开关元件的开/关切换的计时。然而，在利用双臂调制方法的情况下，如果调制系数m变小，则门信号的波形具有在其中每个脉宽(占空比)变小的区间。在这种情况下，死区时间不能被应用于开/关操作，以使得可引起电压误差。因此，如果电压命令值的调制系数m相对小，则优选的是使用三臂调制方法，以便减小电压误差。

接下来，在三相中的每相的电压命令值的调制系数m相对大的情况下，现在将三臂调制方法中的门信号(切换操作)与双臂调制方法中的门信号进行比较。图17是示出在当每个电压命令值的调制系数m等于1(m＝1)时使用三臂调制方法的情况下电压命令值V^* _U、V^* _v和V^* _w的时序图和U相门信号G_U的时序图的视图。图18是示出在当每个电压命令值的调制系数m等于1(m＝1)时使用双臂调制方法的情况下电压命令值V^* _U+α、V^* _V+α和V^* _W+α的时序图和U相门信号G_U的时序图的视图。

在图17中所示的三臂调制方法中，在U相的电压命令值V^* _U小的区间期间，门信号G_U的脉宽(占空比)变得极其小。另一方面，在图18中所示的双臂调制方法中，门信号G_U具有在其内停止切换的区间，并具有在其内每个脉冲具有某一脉宽水平的其它区间。也就是说，图18中所示的双臂调制方法中的门信号G_U不具有在其中脉宽如图17所示的三臂调制方法的门信号G_U的情况那样极其小的区间。

因此，当电压命令值的调制系数m大时，因为由于应用死区时间而导致双臂调制方法受电压误差的影响小，所以双臂调制方法获得比三臂调制方法高的电压精度。而且，由于双臂调制方法的平均切换频率比三臂调制方法的平均切换频率低，所以双臂调制方法的效率是有利的。然而，由于双臂调制方法的平均切换频率比三臂调制方法的平均切换频率低，所以存在噪声问题。

因此，可想到这样的想法，即，当电压命令值的调制系数m小时，将调制模式从双臂调制方法切换到(变为)三臂调制方法，然后，当电压命令值的调制系数m大时，将调制模式从三臂调制方法切换到(变为)双臂调制方法。然而，这两种调制方法之间的简单转换可能引起由于平均切换频率的突然变化而导致噪声突然变化的问题。

而且，上述专利文献2公开了调制方法的转换，但是不能解决由于电压命令值的调制系数之间的差异而引起的以上问题。

如以上所说明的，在电力变换设备领域中，目的是在改进电压精度的同时抑制切换损耗，并抑制由于调制方法之间的转换而引起的噪声的突然变化。

问题的解决方案

根据本发明，提供一种控制用于将交流变换为直流或者将直流变换为交流的电力变换设备的方法，其中，所述电力变换设备被构造为将门信号输出到所述电力变换设备中所提供的半导体开关元件，其中，所述门信号通过被构造为将脉宽调制应用于电压命令值的门信号产生部分而获得，其中，所述方法包括以下步骤：在门信号产生部分中所提供的校正项加法器中将多个相的电压命令值中的最大值与所述多个相的电压命令值中的最小值的绝对值进行比较；在校正项加法器中通过下述方式计算第一校正量，即，如果所述电压命令值中的最大值大于最小值的绝对值，则选择通过从三角波载波的最大值减去所述电压命令值中的最大值而获得的信号，并且如果所述最小值的绝对值大于电压命令值中的最大值，则选择通过从三角波载波的最小值减去所述电压命令值中的最小值而获得的信号；在校正项加法器中通过将增益乘以所述电压命令值中的最大值和最小值的相加信号来生成三角波形信号，其中，所述三角波形信号与第一校正量同步；在校正项加法器中通过选择所述三角波形信号与第一校正量之间的绝对值中的较小值来生成第二校正量；在校正项加法器中通过将第二校正量分别与所述多个相的电压命令值相加来计算校正的电压命令值；通过对校正的电压命令值中的每个进行脉宽调制来获得门信号；和将所述门信号输出到所述半导体开关元件。

而且，根据本发明的控制电力变换设备的以上方法的一个方面，其中增益根据电压命令值的调制系数而改变。

而且，根据本发明的控制电力变换设备的以上方法的一个方面，其中通过将负载系数乘以增益与电压命令值中的最大值和最小值的相加信号的相乘来生成与第一校正量同步的三角波形信号。

而且，根据本发明的控制电力变换设备的以上方法的一个方面，其中通过低通滤波器和软启动电路将谐波分量的衰减和时间变化率的抑制应用于负载系数。

本发明的有益效果

如从以上说明清楚地看到，根据本发明，可随着电压命令值的调制系数变大连续地将调制方法从三臂调制方法变为双臂调制方法。也就是说，当调制系数小时利用三臂调制方法，并且随着调制系数变大逐渐利用双臂调制方法。

而且，由于根据本发明可将双臂调制方法与三臂调制方法进行结合，所以与仅使用双臂调制方法的情况相比，可降低噪声。此外，与当电压命令值的调制系数小时简单地将调制方法切换到三臂调制方法和当电压命令值的调制系数大时简单地将调制方法切换到双臂调制方法的情况相比，可抑制噪声的突然变化。

另外，当电压命令值的调制系数大时，可获得与双臂调制方法的波形类似的波形。因此，产生切换的暂停区间，以使得可降低切换损耗。

附图说明

[图1]示出根据第一和第二实施例的门信号产生部分的一个例子的构造图。

[图2]示出根据第一和第二实施例的校正项加法器1的一个例子的构造图。

[图3]示出校正项加法器1的相应部分的信号波形的一个例子的时序图。

[图4]示出三臂调制方法中的电压命令值k(max(V^*)+min(V^*))与校正量α和β的一个例子的时序图。

[图5]示出第一实施例中的在增大电压命令值的调制系数m的情况下的相应信号波形的一个例子的时序图。

[图6]示出在当电压命令值的调制系数m等于0.1时使用根据第一实施例的调制方法的情况下的校正的电压命令值V^* _U+β和U相门信号G_U的一个例子的时序图。

[图7]示出在当电压命令值的调制系数m等于1时使用根据第一实施例的调制方法的情况下的校正的电压命令值V^* _U+β和U相门信号G_U的一个例子的时序图。

[图8]示出第二实施例中的在增大电压命令值的调制系数m的情况下的相应信号波形的一个例子的时序图。

[图9]切换损耗的示例性视图。

[图10]示出第三实施例中的校正项加法器1的一个例子的构造图。

[图11]示出第三实施例中的在放大负载系数l的情况下的相应信号波形的一个例子的时序图。

[图12]示出根据第四实施例的增益乘法器10和负载系数乘法器13的一个例子的构造图。

[图13]示出双臂调制方法中的三相的电压命令值和三角波载波的一个例子的时序图。

[图14]示出三臂调制方法的电压命令值的一个例子和双臂调制方法中所使用的校正量和三相电压命令值的一个例子的时序图。

[图15]示出在当电压命令值的调制系数m等于0.1时使用三臂调制方法的情况下的电压命令值和门信号的一个例子的时序图。

[图16]示出在当电压命令值的调制系数m等于0.1时使用双臂调制方法的情况下的电压命令值和门信号的一个例子的时序图。

[图17]示出在当电压命令值的调制系数m等于1时使用三臂调制方法的情况下的电压命令值和门信号的一个例子的时序图。

[图18]示出在当电压命令值的调制系数m等于1时使用双臂调制方法的情况下的电压命令值和门信号的一个例子的时序图。

具体实施方式

[第一实施例]

三相的电压命令值V^* _U、V^* _v和V^* _w被输入到图1中所示的门信号产生部分。该门信号产生部分将门信号输出到电力变换设备(例如，三相逆变器)中所提供的半导体开关元件，该电力变换设备用于执行AC到DC变换或者DC到AC变换。每个门信号通过将脉宽调制(PWM)应用于电压命令值来获得。校正项加法器1将第二校正量(以下称为校正量β)与三相的电压命令值V^* _U、V^* _v和V^* _w中的每个相加，从而如图2所示那样生成校正的电压命令值V^* _U+β、V^* _v+β和V^* _w+β。然后，校正项加法器1将校正的电压命令值V^* _U+β、V^* _v+β和V^* _w+β分别输出到比较器2。由于设在图1中的比较器2的下游的NOT电路3和死区时间发生电路4的操作是已知的，所以将从以下公开内容中省略其详细说明。

接下来，将参照图2对校正项加法器1中的操作进行说明。

首先，现在将对用于第一校正量(以下称为校正量α)的计算处理进行说明，校正量α用于计算双臂调制方法的电压命令值V^* _U+α、V^* _v+α和V^* _w+α。

最大值计算单元max(x，y，z)接收电压命令值V^* _U、V^* _v和V^* _w，并选择这些电压命令值V^* _U、V^* _v和V^* _w的最大值。然后，最大值计算单元max(x，y，z)输出所选择的最大值max(V^*)。以相同的方式，最小值计算单元min(x，y，z)接收电压命令值V^* _U、V^* _v和V^* _w，并选择这些电压命令值V^* _U、V^* _v和V^* _w的最小值。然后，最小值计算单元min(x，y，z)输出所选择的最小值min(V^*)。比较器5将最大值max(V^*)与最小值min(V^*)的绝对值|min(V^*)|进行比较。如果最大值max(V^*)大于绝对值|min(V^*)|，则比较器5将信号s1设置为1，并将信号s1(s1＝1)输出到开关6。如果绝对值|min(V^*)|大于最大值max(V^*)，则比较器5将信号s1设置为0，并将信号s1(s1＝0)输出到开关6。信号s1被用于开关6的判断。

从最大值计算单元max(x，y，z)和最小值计算单元min(x，y，z)输出的最大值max(V^*)和最小值min(V^*)还被输入到减法器7和减法器8中的每个。减法器7从1减去最大值max(V^*)(即，1-max(V^*))，然后，将该计算的信号输出到开关6。减法器8从-1减去最小值min(V^*)(即，-1-min(V^*))，然后将该计算的信号输出到开关6。当从比较器5输入的信号s1等于1(即，s1＝1)时，开关6选择信号1-max(V^*)。另一方面，当信号s1等于0(即，s1＝0)时，开关6选择信号-1-min(V^*)。然后，开关6将所选择的信号作为校正量α输出。从开关6输出的该校正量α的波形对应于图14(b)中所示的用于双臂调制方法的校正量α的波形。

以上说明的用于校正量α的计算处理仅仅是一个例子。也就是说，根据该实施例，可用其它计算处理来计算校正量α。

接下来，现在将对用于校正量β的计算处理进行说明，校正量β在第一实施例中用于计算电压命令值V^* _U+β、V^* _v+β和V^* _w+β。

加法器9将从最大值计算单元max(x，y，z)得到的最大值max(V^*)与从最小值计算单元min(x，y，z)得到的最小值min(V^*)相加。增益乘法器10将该加法结果信号max(V^*)+min(V^*)乘以增益k。然后，增益乘法器10输出该结果信号k(max(V^*)+min(V^*))。

接着，比较器11接收从开关6得到的校正量α的绝对值|α|和从增益乘法器10得到的信号k(max(V^*)+min(V^*))的绝对值|k(max(V^*)+min(V^*))|。然后，比较器11将绝对值|α|与绝对值|k(max(V^*)+min(V^*))|进行比较。如果绝对值|k(max(V^*)+min(V^*))|大于绝对值|α|，则比较器11将信号s2设置为1，并将信号s2(s2＝1)输出到开关12。如果绝对值|α|大于绝对值|k(max(V^*)+min(V^*))|，则比较器11将信号s2设置为0，并将信号s2(s2＝0)输出到开关12。信号s2被用于开关12的判断。

开关12接收从开关6输出的校正量α和从增益乘法器10输出的信号k(max(V^*)+min(V^*))。当从比较器11输出的信号s2等于1(s2＝1)时，开关12选择校正量α。另一方面，当信号s2等于0(s2＝0)时，开关12选择信号k(max(V^*)+min(V^*))。通过这样做，可实现选择校正量α与信号k(max(V^*)+min(V^*))之间的绝对值中的较小值的操作。

最后，将从开关12得到的信号作为第一实施例的调制方法中所使用的校正量β与电压命令值V^* _U、V^* _v和V^* _w中的每个相加。因此，计算校正的电压命令值V^* _U+β、V^* _v+β和V^* _w+β。这是根据第一实施例的电压命令值的校正的原理。

现在将参照图3的时序图对图2的校正项加法器1进行说明，图3的时序图示出作为一个例子的校正项加法器1的相应部分的信号波形。

图3(a)是示出三相电压命令值V^* _U、V^* _v和V^* _w的一个例子的时序图，其中，m表示调制系数。最大值计算单元max(x，y，z)和最小值计算单元min(x，y，z)从三相电压命令值V^* _U、V^* _v和V^* _w计算如图3(b)的时序图所示的最大值max(V^*)和最小值min(V^*)。然后，比较器5如图3(c)所示那样将最大值max(V^*)与最小值绝对值|min(V^*)|进行比较。如图3(d)所示，当最大值max(V^*)大于绝对值|min(V^*)|时，从比较器5输出的信号s1等于1，并且当绝对值|min(V^*)|大于最大值max(V^*)时，从比较器5输出的信号s1等于0。

从减法器7输出的信号1-max(V^*)和从减法器8输出的信号-1-min(V^*)分别具有图3(e)所示的波形。然后，当信号s1等于0时，开关6选择信号-1-min(V^*)，并且当信号s1等于1时，选择信号1-max(V^*)。从而，输出如图3(f)所示的校正量α。

另一方面，如图3(g)所示，从加法器9输出的信号max(V^*)+min(V^*)具有与校正量α同步的三角波形。通过在增益乘法器10中将信号max(V^*)+min(V^*)乘以增益k而获得的信号k(max(V^*)+min(V^*))也具有与校正量α同步的波形。

然后，比较器11如图3(h)所示那样执行校正量α的绝对值|α|与信号k(max(V^*)+min(V^*))的绝对值|k(max(V^*)+min(V^*))|之间的比较。如图3(i)所示，当绝对值|k(max(V^*)+min(V^*))|大于绝对值|α|时，从比较器11输出的信号s2等于1，并且当绝对值|α|大于绝对值|k(max(V^*)+min(V^*))|时，从比较器11输出的信号s2等于0。

而且，信号k(max(V^*)+min(V^*))和校正量α具有图3(j)中所示的相应的波形。然后，当信号s2等于1(s2＝1)时，开关12选择校正量α，并且当信号s2等于0(s2＝0)时，开关12选择信号k(max(V^*)+min(V^*))。从而，输出如图3(k)所示的校正量β。

最后，将用于第一实施例的调制方法的校正量β与电压命令值V^* _U、V^* _v和V^* _w中的每个相加。从而，获得如图3(l)所示的校正的电压命令值V^* _U+β、V^* _v+β和V^* _w+β。因此，如图2所示那样构造图1的校正项加法器1，并通过与三角波的比较来生成门信号。通过该门信号，进行每个开关元件的开/关操作。

接下来，现在将参照图4对调制系数m、增益k、电压命令值V^* _U、V^* _v和V^* _w、校正量α和校正量β之间的关系进行说明。

图4(a)是当调制系数m等于0.5(m＝0.5)时的电压命令值V^* _U、V^* _v和V^* _w的时序图。图4(b)是当增益k等于2(k＝2)并且调制系数m等于0.5(m＝0.5)时的校正量α和信号k(max(V^*)+min(V^*))的时序图。图4(c)是当增益k等于2(k＝2)并且调制系数m等于0.5(m＝0.5)时的校正量β的时序图。

在增益k等于2(k＝2)和调制系数m等于0.5(m＝0.5)的条件下，信号k(max(V^*)+min(V^*))在点A处取其最大值，在点A处，图4(a)的U相电压命令值V^* _U取其最大值。信号k(max(V^*)+min(V^*))的这个最大值可通过以下公式(1)计算。

[公式1]

$\frac{m\·k}{2}=0.5---\left(1\right)$

而且，点A处的校正量α的值可通过以下公式(2)计算。

[公式2]

1-m＝0.5(2)

图4(c)中所示的校正量β通过下述方式从校正量α和信号k(max(V^*)+min(V^*))获得，即，在开关12中选择校正量α与信号k(max(V^*)+min(V^*))的绝对值之间的较小值。点A处的校正量α与信号k(max(V^*)+min(V^*))之间的关系用以下公式(3)或者以下公式(4)表示。也就是说，当调制系数m小于或等于0.5(m≤0.5)时，满足以下公式(3)的关系，以使得信号k(max(V^*)+min(V^*))被选择为校正量β。

[公式3]

$\frac{m\·k}{2}\≤1-m---\left(3\right)$

另一方面，当调制系数m大于0.5(m＞0.5)时，满足以下公式(4)的关系，以使得校正量α的最小振幅值被选择为点A处的校正量β。

[公式4]

$\frac{m\·k}{2}>1-m---\left(4\right)$

而且，由于点B处的每个信号仅具有与点A处的每个信号相反的符号，所以在点B处也满足公式(3)或(4)的关系。除了U相之外的相与U相的情况类似。

如上所述，校正量β通过选择校正量α与信号k(max(V^*)+min(V^*))之间的绝对值中的较小值而获得。如果在增益k等于2(k＝2)并且调制系数m大于0.5(m＞0.5)的条件下在一个相周期内执行该计算，则如图3(k)所示，在过零点附近的区域(区间)中选择信号k(max(V^*)+min(V^*))，并在其它区域(区间)中选择校正量α作为校正量β。

从以上说明，理解的是校正量α的最小振幅值与信号k(max(V^*)+min(V^*))的峰值之间的关系可通过改变增益k来自由地改变。因此，双臂调制方法与三臂调制方法之间的比率可受到控制。

接下来，现在将在以恒定的梯度将调制系数m从0增大到1.15的情况下对U相的校正的电压命令值V^* _U+β的变化进行说明。图5(a)是当以恒定的梯度将调制系数m从0增大到1.15时的U相电压命令值V^* _U的时序图。图5(b)是校正量α和信号k(max(V^*)+min(V^*))的时序图。图5(c)是校正量β的时序图。图5(d)是第一实施例中的U相的校正的电压命令值V^* _U+β的时序图。增益k等于2(k＝2)。

如图5(a)和5(b)所示，双臂调制方法的校正量α的振幅随着电压命令值V^* _U的调制系数m变大而变小。另一方面，信号k(max(V^*)+min(V^*))的振幅随着电压命令值V^* _U的调制系数m变大而变大。

在调制系数m小于或等于0.5(m≤0.5)的区域(区间)中，如图4(b)和5(b)所示，信号k(max(V^*)+min(V^*))在过零点处、在信号k(max(V^*)+min(V^*))的最大值点和最小值点处等于校正量α。因此，如果校正量α和信号k(max(V^*)+min(V^*))的绝对值中的较小值被选择为校正量β，则整个信号k(max(V^*)+min(V^*))被选择为校正量β。

在调制系数m大于0.5(m＞0.5)的区域(区间)中，信号k(max(V^*)+min(V^*))的最大值和最小值的绝对值大于校正量α的绝对值。因此，如果校正量α和信号k(max(V^*)+min(V^*))的绝对值中的较小值被选择，则将用于双臂调制方法的校正量α和信号k(max(V^*)+min(V^*))混合在校正量β的值中。

随着调制系数m变得越大，将校正量α(其用于双臂调制方法)选择为校正量β的比率增加越大。当调制系数m等于1.15时，整个校正量α被选择为校正量β，即，校正量β仅由校正量α的信号构成。此时，完全执行双臂调制方法。

由于这样的校正量β分别与电压命令值V^* _U、V^* _v和V^* _w相加，所以可随着调制系数m的增大而连续地(逐渐地)将调制方法从三臂调制方法变为双臂调制方法。

接下来，将在使用根据第一实施例的调制方法的情况下对门信号G_U的脉冲波形进行说明。

图6是在当每个电压命令值的调制系数m等于0.1(m＝0.1)时使用根据第一实施例的调制方法的情况下的校正的电压命令值V^* _U+β、V^* _v+β和V^* _w+β和U相门信号G_U的时序图。图7是在当每个电压命令值的调制系数m等于1(m＝1)时使用根据第一实施例的调制方法的情况下的校正的电压命令值V^* _U+β、V^* _v+β和V^* _w+β和U相门信号G_U的时序图。增益k等于2(k＝2)。

在调制系数m等于0.1的条件下的第一实施例的调制方法中，以与图15中所示的三臂调制方法相同的方式，U相门信号G_U的波形不具有如图6所示的脉宽窄(占空比小)的脉冲。在如图7所示的调制系数m等于1的条件下的第一实施例的调制方法中，以与图18中所示的双臂调制方法相同的方式，由于因为死区时间而导致不执行开/关操作，所以U相门信号G_U的波形不具有脉宽窄得足以引起电压误差的脉冲。而且，在这种情况下，由于切换暂停一会儿，所以可减小切换损耗。

由于如第一实施例那样构造校正项加法器1，所以可随着电压命令值的调制系数m变大而连续地(不是快速地)将调制方法从三臂调制方法变为双臂调制方法。也就是说，当调制系数m小时利用三臂调制方法，并且随着调制系数m变大逐渐利用双臂调制方法。

而且，在根据第一实施例的调制方法中，将双臂调制方法与三臂调制方法结合。因此，与仅使用双臂调制方法的情况相比，可降低噪声。此外，与当电压命令值的调制系数m小时仅利用三臂调制方法和当电压命令值的调制系数m大时仅利用双臂调制方法的情况相比，可抑制噪声的突然变化。

而且，当电压命令值的调制系数m大时，门信号具有与双臂调制方法的波形类似的波形，以使得可获得在其内停止切换的持续时间。因此，可降低切换损耗。

另外，在该实施例中，复杂计算是不必要的，诸如对于调制方法的将极坐标变换应用于三相的电压命令值以获得相和振幅信息的计算。也就是说，不用这样复杂的计算，通过简单的模拟电路或者简单的数字电路(诸如FPGA)，从三相的电压命令值V^* _U、V^* _v和V^* _w的直接校正是可能的。

[第二实施例]

在第一实施例的调制方法中，将校正量β与三相电压命令值V^* _U、V^* _v和V^* _w相加。从而，零相电压(即，接地电压)变化。然而，接地电压的变化增大，泄漏电流成为问题。因此，在根据本发明的第二实施例中，第一实施例的调制方法的增益k根据调制系数m而改变。

现在将根据调制系数m改变增益k的情况的具体例子进行说明。图8(a)是在以恒定的梯度将调制系数m从0增大到1.15的情况下的U相电压命令值V^* _U的时序图。图8(b)是校正量α和信号k(max(V^*)+min(V^*))的时序图。图8(c)是增益k的时序图。图8(d)是校正量β的时序图。图8(e)是第二实施例中的U相的校正的电压命令值V^* _U+β的时序图。

如图8(c)所示，在利用三臂调制方法的区域中(即，在电压命令值的调制系数m小的区间中)，增益k保持等于0(k＝0)。然后，当调制系数m变为等于0.5(m＝0.5)时，开始以恒定的梯度增大增益k。在该例子中，增大增益k，以使得当电压命令值的调制系数m刚变为等于1(即，双臂调制方法的区域)时增益k变为等于2(k＝2)。在当调制系数m刚变为等于1时的时刻之后，即使调制系数m增大，也保持增益k的水平。

因此，由于根据调制系数m对增益k进行加权，所以可在调制系数m小的区间中实现完全的三臂调制。而且，在该第二实施例中，与第一实施例相比，可抑制校正量β的振幅值，以使得可减小泄漏电流。

而且，根据第二实施例的调制方法产生与第一实施例的有益效果类似的有益效果。

[第三实施例]

在第二实施例中，根据调制系数m的幅值改变三臂调制方法与双臂调制方法之间的混合比。然而，在根据本发明的第三实施例中，三臂调制方法与双臂调制方法之间的混合比不仅根据调制系数m、而且还根据电力变换设备的负载系数l而改变。

电力变换设备的主要损耗可分为导通损耗和切换损耗。图9是切换损耗的说明性视图。以下公式(5)表示每一个切换的损耗w_SW。以下公式(6)表示每单位时间的切换损耗W_SW。为了简化起见，将在电压v和电流i如图9所示那样线性变化的假设下给出以下说明。

[公式5]

${\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SW}}=\underset{o}{\overset{T_{\mathrm{SW}}}{\∫}}v\·\mathrm{idt}\left[J\right]---\left(5\right)$

[公式6]

$W_{\mathrm{SW}}=f_{\mathrm{SW}}\·\underset{o}{\overset{T_{\mathrm{SW}}}{\∫}}v\·\mathrm{idt}\left[W\right]---\left(6\right)$

在这样的情况下，切换损耗T_SW内损耗的能量w_SW用以上公式5表示。而且，如以上公式(6)所表示的那样，每单位时间的切换损耗W_SW与电流i的幅值成比例。因此，在负载系数l低并且在半导体开关元件中流动的电流i小的情况下，切换损耗W_SW没有非常成问题。

另一方面，在负载系数l大并且在半导体开关元件中流动的电流i大的情况下，切换损耗W_SW随着负载系数l和电流i的上升而增大。因此，在负载系数l小的区域(区间)中，由于切换损耗W_SW没有成为问题，所以实现三臂调制方法，以降低噪声和谐波分量。在负载系数l大的区域(区间)中，实现双臂调制方法，以降低切换损耗W_SW。

图10是示出第三实施例中的校正项加法器1的一个例子的构造图。在第三实施例中的电力变换设备的控制方法中，将考虑负载系数l而生成的操作量β与电压命令值V^* _U、V^* _v和V^* _w相加，从而生成校正的电压命令值V^* _U+β、V^* _v+β和V^* _w+β。

具体地讲，负载系数乘法器13将电力变换设备的负载系数l乘以从增益乘法器10输出的信号k(max(V^*)+min(V^*))。从而，获得信号kl(max(V^*)+min(V^*))。为了将倾斜度(inclination)施加在双臂调制方法中引起问题的快速电压变化，提供信号kl(max(V^*)+min(V^*))进行相加。

然后，由负载系数乘法器13计算的信号kl(max(V^*)+min(V^*))的绝对值|kl(max(V^*)+min(V^*))|被输入到比较器11的一个输入端子。而且，由负载系数乘法器13计算的信号kl(max(V^*)+min(V^*))被输入到开关12。

在开关12中通过选择校正量α和信号kl(max(V^*)+min(V^*))的绝对值的较小值来从校正量α和信号kl(max(V^*)+min(V^*))生成校正量β。通过将校正量α的绝对值与信号kl(max(V^*)+min(V^*))的绝对值进行比较，该开关12在满足|α|＜|kl(max(V^*)+min(V^*))|时将信号s2设置为1，并在满足|α|≥|kl(max(V^*)+min(V^*))|时将信号s2设置为0。将生成的校正量β与电压命令值V^*相加，从而生成校正的电压命令值V^*+β。其它构造与第一实施例类似。

现在将对第三实施例的具体例子进行说明。图11(a)是电压命令值V^* _U、V^* _v和V^* _w的时序图。图11(b)是校正量α和信号kl(max(V^*)+min(V^*))的时序图。图11(c)是校正量β的时序图。图11(d)是负载系数l的时序图。图11(e)是第三实施例中的校正的电压命令值V^* _U+β、V^* _v+β和V^* _w+β的时序图。在该例子中，增益k等于1.8(k＝1.8)，并且调制系数m等于0.85(m＝0.85)。

如图11(b)和11(c)所示，信号kl(max(V^*)+min(V^*))的振幅随着负载系数l变大而变大。图11(c)中所示的校正量β通过下述方式生成，即，通过选择绝对值中的较小值来从校正量α和信号kl(max(V^*)+min(V^*))选择。因此，在从校正量α和信号kl(max(V^*)+min(V^*))选择绝对值中的较小值的情况下，在负载系数l小的区域(区间)中仅信号kl(max(V^*)+min(V^*))被选择为校正量β。

在负载系数l大的区域(区间)中，信号kl(max(V^*)+min(V^*))的最大值和最小值的绝对值大于校正量α的绝对值。因此，在从校正量α和信号kl(max(V^*)+min(V^*))中选择绝对值中的较小值作为校正量β的情况下，信号kl(max(V^*)+min(V^*))和双臂调制方法中所使用的校正量α的混合值被选择为校正量β。

由于通过第三实施例的方法计算的校正量β与电压命令值V^* _U、V^* _v和V^* _w中的每个相加，所以当负载系数l小时，实现三臂调制方法，另一方面，当负载系数l大时，实现双臂调制方法。也就是说，可根据负载系数l实现三臂调制方法与双臂调制方法之间的转换。

结果，当负载系数l小时，由于切换损耗W_SW小，所以利用三臂调制。此时，可降低噪声和谐波分量。当负载系数l大时，利用双臂调制。此时，可降低切换损耗W_SW。

第三实施例产生与第一和第二实施例类似的有益效果。

可想到第三实施例应用于例如在其中负载系数l的变化缓和的电力变换设备，诸如太阳能空调系统(PCS)。

[第四实施例]

在第三实施例中，简单地将负载系数l乘以信号k(max(V^*)+min(V^*))。然而，当停电(断电)等发生时，不间断电源系统、瞬时压降补偿设备等的负载系数l快速上升。在第三实施例的控制方法应用于引起负载系数l的这样的快速变化的电力变换设备的情况下，在负载系数l快速变化时将三臂调制方法快速变为双臂调制方法。结果，高应力被给予设备。

因此，在根据本发明的第四实施例中，如图12所示，负载系数l被通过低通滤波器LPF和软启动电路14，然后被输出到负载系数乘法器13。负载系数乘法器13将信号k(max(V^*)+min(V^*))乘以通过低通滤波器LPF和软启动电路14的负载系数l。由于第四实施例的其它构造与第三实施例类似，所以将从以下公开内容省略其说明。

低通滤波器LPF使包括在负载系数l中的谐波分量衰减，从而仅输出负载系数l的基波分量。而且，软启动电路14将输出的时间变化率抑制到低于或等于预定值的水平，从而，逐渐地增大输出。

结果，即使负载系数l快速变化，输入到负载系数乘法器13的信号也可如图11(d)所示那样缓和变化。因此，电力变换设备可具有从三臂调制方法到双臂调制方法的逐渐转变，从而可减轻电力变换设备的负载。

而且，第四实施例产生与第一至第三实施例类似的有益效果。

可想到第四实施例应用于例如在其中负载系数l的变化快速的不间断电源系统、瞬时压降补偿设备等。

已对根据本发明的以上具体例子进行了详细说明。然而，本领域技术人员显而易见的是，可在根据本发明的技术思路内对以上例子进行各种修改和变动。当然，这些修改和变动被包括在相应权利要求的技术范围内。

例如，虽然已在第一至第四实施例中对校正三相的电压命令值的方法进行了说明，但是本发明可应用于多于或者等于三相的多相的电压命令值。

附图标记清单

1——校正项加法器

V^* _U、V^* _v和V^* _w——电压命令值

G_U、G_V、G_W、G_X、G_Y、G_Z——门信号

α、β——校正量

k——增益

max(V^*)——电压命令值的最大值

min(V^*)——电压命令值的最小值

Claims (4)

1.一种控制用于将交流变换为直流或者将直流变换为交流的电力变换设备的方法，其中，所述电力变换设备被构造为将门信号输出到所述电力变换设备中所提供的半导体开关元件，其中，所述门信号通过被构造为将脉宽调制应用于电压命令值的门信号产生部分而获得，

其特征在于，所述方法包括以下步骤：

在所述门信号产生部分中所提供的校正项加法器中将多个相的电压命令值中的最大值与所述多个相的电压命令值中的最小值的绝对值进行比较；

在所述校正项加法器中通过下述方式计算第一校正量：

如果所述电压命令值中的最大值大于所述最小值的绝对值，则选择通过从三角波载波的最大值减去所述电压命令值中的最大值而获得的信号；和

如果所述最小值的绝对值大于所述电压命令值中的最大值，则选择通过从所述三角波载波的最小值减去所述电压命令值中的最小值而获得的信号；

在所述校正项加法器中通过将增益乘以所述电压命令值中的最大值与最小值的相加信号来生成三角波形信号，其中，所述三角波形信号与第一校正量同步；

在所述校正项加法器中通过选择所述三角波形信号与第一校正量之间的绝对值中的较小值来生成第二校正量；

在所述校正项加法器中通过将第二校正量分别与所述多个相的电压命令值相加来计算校正的电压命令值；

通过对校正的电压命令值中的每个进行脉宽调制来获得所述门信号；和

将所述门信号输出到所述半导体开关元件。

2.根据权利要求1所述的控制电力变换设备的方法，其特征在于，

所述增益根据所述电压命令值的调制系数而改变。

3.根据权利要求1和2之一所述的控制电力变换设备的方法，其特征在于，

通过将负载系数乘以所述增益与所述电压命令值中的最大值和最小值的相加信号的相乘来生成与第一校正量同步的三角波形信号。

4.根据权利要求3所述的控制电力变换设备的方法，其特征在于，

通过低通滤波器和软启动电路已将谐波分量的衰减和时间变化率的抑制应用于所述负载系数。

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