KR20110137378A

KR20110137378A - 전력변환장치의 제어방법

Info

Publication number: KR20110137378A
Application number: KR1020117025188A
Authority: KR
Inventors: 마사카즈 무네시마; 야스히로 야마모토; 유 사사키; 타쿠야 스가이; 아키라 시가키
Original assignee: 메이덴샤 코포레이션
Priority date: 2009-04-16
Filing date: 2010-04-15
Publication date: 2011-12-22
Also published as: WO2010119929A1; JPWO2010119929A1; EP2413488A1; US8659918B2; SG175197A1; EP2413488A4; KR101266278B1; JP5304891B2; CN102396142B; US20120033470A1; CN102396142A

Abstract

[과제] 전압정확도를 향상시키는 동시에 스위칭손실을 억제하고, 변조방식의 전환에 의한 소음의 급변을 억제하는 것.
[해결수단] 보정항가산부(1)는 최대치 max(V^*)와 최소치 min(V^*)의 절대치를 비교한다. 보정항가산부(1)는 최대치 max(V^*)가 최소치 min(V^*)의 절대치보다 큰 경우 신호 1-max(V^*)를 선택하고, 최소치 min(V^*)의 절대치가 최대치 max(V^*)보다 큰 경우 신호 -1-min(V^*)를 선택한다. 그리하여, 보정량 α의 신호가 연산된다. 또한, 보정항가산기(1)는 최대치 max(V^*)와 최소치 min(V^*)를 가산한 신호 max(V^*) + min(V^*)에 게인 k를 곱하여, 보정량 α와 동기화된 삼각파상의 신호 k(max(V^*) + min(V^*))를 생성한다. 보정항가산기(1)는 삼각파상의 신호 k(max(V^*) + min(V^*))와 보정량 α의 절대치 중 작은 값을 선택하여 생성된 보정량 β를 전압명령치 V^* _U, V^* _V, V^* _W에 가산한다.

Description

전력변환장치의 제어방법{Method of controlling power conversion device}

본 발명은 교류-직류변환 또는 직류-교류변환을 위한 전력변환장치의 손실을 저감시키는 펄스폭변조(PWM) 제어방법에 관한 것이다.

전력변환장치(예를 들어, 3상인버터 등)에서, 반도체스위치소자의 온오프동작, 즉 스위칭이 일어날 때 스위칭손실이 발생한다. 이 스위칭손실이 큰 경우, 전력변환장치의 효율저하, 발생열을 냉각시킬 냉각장치의 필요로 인한 전력변환장치의 대형화와 같은 문제가 생긴다. 이와는 반대로, 스위칭손실을 저감시키기 위해 스위칭주파수를 낮추는 경우, 스위칭회수의 감소로 인해, 파형제어성능이 저하된다. 즉, 기본파에 대한 고조파(高調波)의 비율이 증가한다.

이에 대한 해결책으로, 파형제어성능의 저하를 최소한으로 억제하면서 스위칭주파수를 낮추는 2아암변조방식이 종래에 알려져 있다. 이 2아암변조방식에서는, 1상의 전압명령치가 삼각파캐리어의 진폭치이상이 되도록 3상의 전압명령치가 보정되어, 1상의 반도체스위치소자의 스위칭이 일정기간 정지되어, 3상의 평균스위칭주파수가 낮아진다(특허문헌1).

도 13은 2아암변조방식에서의 3상의 전압명령치와 삼각파캐리어의 타임차트이다. 도 14(a)는 3아암변조방식에서의 3상의 전압명령치의 타임차트이다. 도 14(b)는 2아암변조방식에서 사용되는 보정량(보상량) α의 타임차트이다. 도 14(c)는 2아암변조방식에서의 전압명령치의 타임차트이다. 각 상의 전압명령치의 변조율은 "m"으로 표시한다.

도 14(a)에 나타난 바와 같이, 3상전압명령치 V^* _U, V^* _V, V^* _W 중, 예를 들면, 전압명령치 V^* _U는 A구간에서 최대치를 갖고, 전압명령치 V^* _W는 B구간에서 최소치를 갖는다. A구간과 B구간에서 1상의 반도체스위치소자의 스위칭을 정지시키기 위해, 보정량 α(도 14(b)의 파형)가 3상 전압명령치 V^* _U, V^* _V, V^* _W에 각각 가산된다. 보정량 α는 A구간 1에서 전압명령치 V^* _U를 빼고(즉, 1-V^* _U), B구간 1에서 전압명령치 V^* _W를 빼는 것으로(즉, 1-V^* _W) 산출된다. 그 결과, 도 14(c)의 V^* _U+α, V^* _V+α, V^* _W+α의 파형에서 나타난 바와 같이, 60°구간마다 항상 상변화가 이루어지면서 어느 1상의 전압명령치가 삼각파캐리어의 진폭치이상이 된다. 그에 따라 삼각파캐리어의 진폭치 이상이 된 1상의 반도체스위치소자의 스위칭 동작이 정지한다. 따라서, 3상전압명령치 V^* _U, V^* _V, V^* _W에 보정량 α를 가산함으로써, 2아암변조방식의 전압명령치 V^* _U+α, V^* _V+α, V^* _W+α가 생성된다.

또한, 특허문헌2에는 2아암변조방식과 3아암변조방식 사이를 전환시켜줄 모터제어장치가 개시되어 있다.

(선행기술문헌)

특허문헌1: 일본국특허공개공보 제 소59-139871호

특허문헌2: 일본국특허공개공보 제 2007-151344호 (단락 [0056] ~ [0065], 제2도, 제4도, 제5도)

3아암변조방식과 2아암변조방식을 비교했을 때, 각 상이 동일주파수의 삼각파캐리어에 의해 변조되는 경우, 2아암변조방식이 3아암변조방식보다 스위칭손실이 적다. 그 때문에, 2아암변조방식을 사용하는 것이 효율적이나, 이하의 문제점이 있다.

우선, 3상의 전압명령치의 변조율 m이 작은 때 3아암변조방식과 2아암변조방식의 게이트신호(스위칭동작)를 비교해 본다. 도 15는 각 전압명령치의 변조율 m이 0.1일 때(m=0.1) 3아암변조방식을 사용하는 경우의 전압명령치 V^* _U, V^* _V, V^* _W와 U상 게이트신호 G_U의 타임차트를 나타낸다. 도 16은 각 전압명령치의 변조율 m이 0.1일 때(m=0.1) 2아암변조방식을 사용하는 경우의 전압명령치 V^* _U+α, V^* _V+α, V^* _W+α 및 U상 게이트신호 G_U의 타임차트를 나타낸다.

도 15에 나타난 3아암변조방식에서, 각 전압명령치 V^* _U, V^* _V, V^* _W의 진폭은 작다. 전압명령치 V^* _U를 삼각파와 비교하여 얻어지는 게이트신호 G_U의 파형은 모든 펄스의 펄스폭이 넓다(온듀티 45~55%).

한편, 도 16에 나타난 2아암변조방식에서, 1상(예를 들어, U상)의 반도체스위치소자의 스위칭 정지기간동안, 다른 2상(예를 들어, V상, W상)의 전압명령치의 진폭이 크다. 따라서, 게이트신호 G_U는 각 펄스가 작은 펄스폭(온듀티 10%이하)을 갖는 기간을 보인다.

일반적인 전력변조장치에서, 동일상의 상하아암 반도체스위치소자가 동시에 온상태가 되는 것을 피하기 위해 게이트신호 데드타임을 적용시켜, 각 반도체스위치소자의 온오프 스위칭의 타이밍을 지연시킨다. 그렇지만, 2아암변조방식을 채용하는 경우, 변조율 m이 작아짐에 따라 게이트신호 각 펄스의 펄스폭(온듀티)이 작아지는 기간이 생긴다. 이 경우, 데드타임이 온오프동작에 적용될 수 없어, 전압오차가 생길 우려가 있다. 그 때문에, 전압명령치 변조율 m이 상대적으로 작은 때에는, 전압오차를 줄이기 위해 3아암변조방식을 사용하는 것이 권장된다.

다음으로, 전압명령치 변조율 m이 상대적으로 큰 경우의 3아암변조방식과 2아암변조방식의 게이트신호(스위칭동작)를 비교해 본다. 도 17은 전압명령치 변조율 m이 1(m=1)일 때 3아암변조방식을 사용하는 경우 전압명령치 V^* _U, V^* _V, V^* _W 및 U상 게이트신호 G_U의 타임차트를 나타낸다. 도 18은 전압명령치 변조율 m이 1(m=1)일 때 2아암변조방식을 사용하는 경우 전압명령치 V^* _U+α, V^* _V+α, V^* _W+α 및 U상 게이트신호 G_U의 타임차트를 나타낸다.

도 17에 나타난 3아암변조방식에서, U상 전압명령치 V^* _U가 작은 기간동안, 게이트신호 G_U의 펄스폭(온듀티)은 극도로 작아진다. 한편, 도 18에 나타난 2아암변조방식에서는, 게이트신호 G_U에 스위칭 정지기간이 존재하고, 각 펄스가 어느 정도의 펄스폭이 다른 기간이 존재한다. 즉, 도 18에 나타난 2아암변조방식의 게이트신호 G_U는 도 17에 나타난 3아암변조방식의 게이트신호 G_U의 경우와 같이 펄스폭이 극도로 작은 기간을 갖지 않는다.

따라서, 전압명령치 변조율 m이 클 때, 3아암변조방식에 비해 2아암변조방식은 데드타임에 따른 전압오차에 의한 영향이 작기 때문에 전압정확도가 높다. 더욱이, 3아암변조방식보다 2아암변조방식의 평균스위칭주파수가 낮기 때문에 2아암변조방식의 효율이 더 좋다. 그렇지만, 2아암변조방식이 3아암변조방식에 비해 평균스위칭주파수가 낮기 때문에 소음의 문제가 존재한다.

여기서, 전압명령치 변조율 m이 작은 때에는 2아암변조방식에서 3아암변조방식으로, 전압명령치 변조율 m이 클 때에는 3아암변조방식에서 2아암변조방식으로 변환하는 방식으로 하는 것을 생각할 수 있다. 하지만, 2가지 변조방식 사이의 단순한 변환은, 평균스위칭주파수의 급변에 따른 소음 급변 문제가 생긴다.

또한, 상기 특허문헌2는 변조방식의 변환에 대해 다루고 있지만, 상기 전압명령치 변조율의 차이에 따른 문제를 해결하지 못한다.

이상에 기술한 바와 같이, 전력변환장치 분야에 있어서, 스위칭손실을 억제하면서 전압정확도를 향상시키고, 변조방식의 변환에 따른 소음의 급변을 억제하는 것이 과제라 할 수 있다.

본 발명에 따른 전력변환장치 제어방법은, 교류-직류변환 또는 직류-교류변환을 위한 전력변환장치를 제어하는 방법으로, 상기 전력변환장치가 게이트신호를 상기 전력변환장치 내의 반도체스위치소자로 출력하도록 설계되고, 상기 게이트신호가 전압명령치에 PWM변조를 적용시키는 게이트신호생성부로부터 출력되며,

상기 게이트신호생성부 내의 보정항가산부에서 다상의 전압명령치 중 최대치와 다상의 전압명령치 중 최소치의 절대치를 비교하는 단계; 상기 최대전압명령치가 상기 최소전압명령치의 절대치보다 큰 경우에는 삼각파캐리어의 최대치로부터 상기 최대전압명령치를 감산하여 얻어지는 신호를 선택하고, 상기 최소전압명령치의 절대치가 상기 최대전압명령치보다 큰 경우, 삼각파캐리어의 최소치로부터 상기 최소전압명령치를 감산하여 얻어지는 신호를 선택하는 것으로 상기 보정항가산부에서 제1보정량을 연산하는 단계; 상기 보정항가산부에서 다상의 전압명령치 중 최대치와 최소치를 가산한 신호를 게인과 곱함으로써 상기 제1보정량과 동기화된 삼각파상의 신호를 생성하는 단계; 상기 보정항가산부에서 상기 삼각파상의 신호와 상기 제1보정량의 절대치 중 작은 값을 선택함으로써 제2보정량을 생성하는 단계; 상기 보정항가산부에서 다상의 전압명령치에 각기 상기 제2보정량을 가산하여 보정전압명령치를 연산하는 단계; 상기 각 보정전압명령치를 PWM변조시켜 게이트신호를 생성하는 단계; 상기 게이트신호를 상기 반도체스위치소자로 출력하는 단계;로 이루어지는 것을 특징으로 한다.

또한, 본 발명에 따른 전력변환장치 제어방법의 한 형태는, 게인이 전압명령치의 변조율에 따라 가변하는 것을 특징으로 한다.

또한, 본 발명에 따른 전력변환장치 제어방법의 한 형태는, 상기 제1보정량과 동기화된 삼각파상의 신호가 다상의 전압명령치 중 최대치와 최소치를 가산한 신호와 게인을 곱한 값을 부하율과 곱함으로써 얻어지는 것을 특징으로 한다.

또한, 본 발명에 따른 전력변환장치 제어방법 한 형태는, 고조파(高調波)성분의 감쇄와, 시간변화율이 로우패스필터와 소프트스타트회로에 의해 상기 부하율에 적용되는 것을 특징으로 한다.

이상의 설명에 명시된 바와 같이, 본 발명에 따르면, 전압명령치 변조율이 증가하면서 변조방식이 3아암변조방식에서 2아암변조방식으로 연속적으로 변하는 것이 가능하다. 즉, 변조율이 작을 때에는 3아암변조방식을 사용하다가, 변조율이 증가함에 따라 2아암변조방식을 점차적으로 사용하는 것이 가능하다.

또한, 본 발명에 따르면, 2아암변조방식과 3아암변조방식을 조합할 수 있기 때문에, 2아암변조방식만 사용하는 경우와 비교해 소음을 저감시키는 것이 가능하다. 더욱이, 단순히 변조방식이 전압명령치 변조율이 작을 때 3아암변조방식으로 변하고, 전압명령치 변조율이 클 때 2아암변조방식으로 변환하는 경우와 비교해, 소음의 급변을 억제하는 것이 가능하다.

더해서, 전압명령치 변조율이 클 때, 2아암변조방식과 같은 모양의 파형을 얻을 수 있다. 따라서, 스위칭 정지구간이 생기고, 스위칭손실을 저감시키는 것이 가능하다.

[도 1] 실시예 1, 2에 따른 게이트신호생성부의 일례를 나타내는 구성도.
[도 2] 실시예 1, 2에 따른 보정항가산부(1)의 일례를 나타내는 구성도.
[도 3] 보정항가산부(1)의 각 부분의 신호파형의 일례를 나타내는 타임차트.
[도 4] 3아암변조방식에서의 전압명령치 k(max(V^*) + min(V^*))와, 보정량 α, β의 일례를 나타내는 타임차트.
[도 5] 실시예 1에서 전압명령치 변조율 m이 증가하는 경우에 각 신호파형의 일례를 나타내는 타임차트.
[도 6] 전압명령치 변조율 m=0.1일 때 실시예 1의 변조방식을 사용한 경우 보정전압명령치 V^* _U+β와 U상의 게이트신호 G_U의 일례를 나타내는 타임차트.
[도 7] 전압명령치 변조율 m=1일 때 실시예 1의 변조방식을 사용한 경우 보정전압명령치 V^* _U+β와 U상의 게이트신호 G_U의 일례를 나타내는 타임차트.
[도 8] 실시예 2에서 전압명령치 변조율 m이 증가하는 경우에 각 신호파형의 일례를 나타내는 타임차트.
[도 9] 스위칭손실 설명도.
[도 10] 실시예 3에서 보정항가산부(1)의 일례를 나타내는 구성도.
[도 11] 실시예 3에서 부하율 I가 증가하는 경우에 각 신호파형의 일례를 나타내는 타임차트.
[도 12] 실시예 4에 따른 게인승산부(10)와 부하율승산기(13)의 일례를 나타내는 구성도.
[도 13] 2아암변조방식에서 3상의 전압명령치와 삼각파캐리어의 일례를 나타내는 타임차트.
[도 14] 3아암변조방식에서의 전압명령치와, 2아암변조방식에서 사용되는 보정량과 3상 전압명령치의 일례를 나타내는 타임차트.
[도 15] 전압명령치 변조율 m=0.1일 때 3아암변조방식을 사용한 경우 전압명령치와 게이트신호의 일례를 나타내는 타임차트.
[도 16] 전압명령치 변조율 m=0.1일 때 2아암변조방식을 사용한 경우 전압명령치와 게이트신호의 일례를 나타내는 타임차트.
[도 17] 전압명령치 변조율 m=1일 때 3아암변조방식을 사용한 경우 전압명령치와 게이트신호의 일례를 나타내는 타임차트.
[도 18] 전압명령치 변조율 m=1일 때 2아암변조방식을 사용한 경우 전압명령치와 게이트신호의 일례를 나타내는 타임차트.

[실시예 1]

3상의 전압명령치 V^* _U, V^* _V, V^* _W가 도 1에 나타난 게이트신호생성부로 입력된다. 이 게이트신호생성부는 교류-직류변환 또는 직류-교류변환을 위한 전력변환장치(예를 들어, 3상인버터)에 포함된 반도체스위치소자로 게이트신호를 출력한다. 상기 각 게이트신호는 전압명령치에 PWM변조를 적용하여 얻어진다. 보정항가산부(1)는, 도 2에 나타난 것과 같이, 3상 전압명령치 V^* _U, V^* _V, V^* _W에, 제 2보정량(이하에서, 보정량 β라 칭함)을 각기 가산하여, 보정전압명령치 V^* _U+β, V^* _V+β, V^* _W+β를 생성한다. 그리고, 상기 보정항가산부(1)는 보정전압명령치 V^* _U+β, V^* _V+β, V^* _W+β를 각기 비교기(2)로 출력한다. 도 1의 상기 비교기(2) 이하에 위치한 NOT 회로(3)와 데드타임발생회로(4)의 동작은 알려져 있는 바, 상세 설명은 생략한다.

다음으로, 도 2에 기초하여 상기 보정항가산부(1) 내부동작을 설명한다.

우선, 2아암변조방식의 전압명령치 V^* _U+α, V^* _V+α, V^* _W+α를 산출하는 제1보정량(이하, 보정량 α라 칭함)의 연산방법을 설명한다.

최대치연산기 max(x, y, z)는 전압명령치 V^* _U, V^* _V, V^* _W를 입력받아, 전압명령치 V^* _U, V^* _V, V^* _W 중 최대 전압명령치를 선택한다. 그리고, 상기 최대치연산기 max(x, y, z)는 선택된 최대치 max(V^*)를 출력한다. 같은 방법으로, 최소치연산기 min(x, y, z)는 전압명령치 V^* _U, V^* _V, V^* _W를 입력받아, 전압명령치 V^* _U, V^* _V, V^* _W 중 최소 전압명령치를 선택한다. 그리고, 상기 최소치연산기 min(x, y, z)는 선택된 최소치 min(V^*)를 출력한다. 비교기(5)는, 상기 최대치 max(V^*)와 상기 최소치 min(V^*)의 절대치 |min(V^*)|를 비교한다. 최대치 max(V^*)가 절대치 |min(V^*)|보다 크면, 상기 비교기(5)는 신호 s1을 1로 만들고 신호 s1을(s1=1) 스위치(6)로 출력한다. 절대치 |min(V^*)|가 최대치 max(V^*)보다 크면, 상기 비교기(5)는 신호 s1을 0으로 만들고 신호 s1(s1=0)을 스위치(6)로 출력한다. 상기 신호 s1은 상기 스위치(6)의 판단에 사용된다.

상기 최대치연산기 max(x, y, z)와 상기 최소치연산기 min(x, y, z)로부터 출력된 상기 최대치 max(V^*)와 상기 최소치 min(V^*)도 감산기(7,8)에 각기 입력된다. 상기 감산기(7)는 1에서 상기 최대치 max(V^*)를 감산(즉, 1-max(V^*))하여, 이 연산신호를 상기 스위치(6)로 출력한다. 상기 감산기(8)는 -1에서 상기 최소치 min(V^*)을 감산(즉, -1-min(V^*))하여 이 연산신호를 상기 스위치(6)로 출력한다. 상기 스위치(6)는 상기 비교기(5)로부터 입력된 상기 신호(s1)가 1(s1=1)인 기간동안 신호 1-max(V^*)를 선택한다. 한편, 상기 스위치(6)는 상기 신호 s1이 0(s1=0)인 기간동안 신호 -1-min(V^*)를 선택한다. 그리고 상기 스위치(6)는 선택된 상기 신호를 보정량 α로 출력한다. 상기 스위치(6)로부터 출력된 상기 보정량 α의 파형은 도 14(b) 나타난 2아암변조방식에 사용되는 상기 보정량 α의 파형에 해당된다.

여기서 설명된 상기 보정량 α의 연산방법은 일례에 불과하다. 즉, 본 실시예에 따르면, 다른 연산방법으로 상기 보정량 α가 연산되는 것이 가능하다.

다음으로, 본 실시예 1의 전압명령치 V^* _U+β, V^* _V+β, V^* _W+β의 산출에 사용되는 상기 보정량 β의 연산방법에 대해 설명한다.

상기 최대치연산기 max(x, y, z)로부터 출력되는 상기 최대치 max(V^*)와 상기 최소치연산기 min(x, y, z)로부터 출력되는 상기 최소치 min(V^*)가 가산기(9)에 의해 가산된다. 가산된 신호 max(V^*) + min(V^*)는 게인승산기(10)에 의해 게인 k가 곱해진다. 그리고, 상기 게인승산기(10)는 그 결과 신호 k(max(V^*) + min(V^*))를 출력한다.

상기 스위치(6)로부터 출력된 상기 보정량 α와 상기 게인승산부(10)로부터 출력된 신호 k(max(V^*) + min(V^*))가 상기 스위치(12)로 입력된다. 상기 스위치(12)는 상기 비교기(11)로부터 출력된 상기 신호 s2가 1과 같은(s2=1) 기간동안 상기 보정량 α를 선택한다. 한편, 상기 스위치(12)는 상기 신호 s2가 0(s2=0)인 기간동안 신호 k(max(V^*) + min(V^*))를 선택한다. 이와 같은 방법으로, 상기 보정량 α와 신호 k(max(V^*) + min(V^*))의 절대치 중 작은 값을 선택하는 동작을 실현한다.

마지막으로, 상기 스위치(12)로부터 출력된 신호가 본 실시예 1의 변조방식으로 사용되는 상기 보정량 β로 3상 전압명령치 V^* _U, V^* _V, V^* _W에 각기 가산된다. 그에 따라, 보정전압명령치 V^* _U+β, V^* _V+β, V^* _W+β가 산출된다. 이상이 본 실시예 1에 따른 전압명령치의 보정 원리이다.

이제 도 2의 상기 보정항가산부(1)를 보정항가산부(1) 각 부분의 신호파형의 일례를 나타내는 타임차트인 도 3에 기초하여 설명한다.

도 3(a)는, 변조율이 m일 때의 3상 전압명령치 V^* _U, V^* _V, V^* _W의 일례를 나타내는 타임차트이다. 3상 전압명령치 V^* _U, V^* _V, V^* _W로부터 상기 최대치연산기 max(x, y, z)와 상기 최소치연산기 min(x, y, z)를 통해, 도 3(b) 타임차트에 나타나는 바와 같이 상기 최대치 max(V^*)와 상기 최소치 min(V^*)가 연산된다. 그리고, 상기 비교기(5)는, 도 3(c)에 나타난 바와 같이 상기 최대치 max(V^*)와 상기 최소치의 절대치 |min(V^*)|를 비교한다. 이 때, 상기 비교기(5)로부터 출력된 상기 신호 s1은, 도 3(d) 나타난 바와 같이, 상기 최대치 max(V^*)가 상기 절대치 |min(V^*)|보다 큰 기간동안은 1과 같고, 상기 절대치 |min(V^*)|가 상기 최대치 max(V^*)보다 큰 기간동안은 0과 같다.

상기 감산기(7)로부터 출력된 신호 1-max(V^*)와, 상기 감산기(8)로부터 출력된 신호 -1-min(V^*)는, 각기 도 3(e)에 나타난 파형을 갖는다. 그리고 상기 스위치(6)는 상기 신호 s1이 0인 기간동안은 -1-min(V^*)을 선택하고, 상기 신호 s1이 1인 기간동안은 1-max(V^*)을 선택한다. 그리하여, 도 3(f) 나타난 바와 같이 상기 보정량 α가 출력된다.

한편, 상기 가산기(9)로부터 출력된 신호 max(V^*) + min(V^*)는, 도 3(g) 나타난 바와 같이, 상기 보정량 α와 동기화된 삼각파상의 파형을 갖는다. 상기 게인승산기(10)에서 신호 max(V^*) + min(V^*)에 상기 게인 k를 곱하여 얻어지는 신호 k(max(V^*) + min(V^*))도 상기 보정량 α와 동기화된 파형을 갖는다.

또한, 신호 k(max(V^*) + min(V^*))와 상기 보정량 α는, 각기 도 3(j)에 나타난 파형을 갖는다. 그리고, 상기 스위치(12)는, 상기 신호 s2가 1과 같은(s2=1) 기간동안은 보정량 α를 선택하고, 상기 신호 s2가 0과 같은(s2=0) 기간동안은 신호 k(max(V^*) + min(V^*))를 선택한다. 그에 따라, 도 3(k)에 나타난 것과 같은 상기 보정량 β가 출력된다.

마지막으로, 본 실시예 1의 변조방식에 사용되는 상기 보정량 β가 전압명령치 V^* _U, V^* _V, V^* _W에 가산된다. 그에 따라, 도 3(l)에 나타난 것과 같은 보정전압명령치 V^* _U+β, V^* _V+β, V^* _W+β가 얻어진다. 따라서, 도 1의 상기 보정항가산부(1)는 도 2에 나타난 것과 같은 구성을 가지고, 삼각파와 비교되어 상기 게이트신호가 생성된다. 이 게이트신호에 의해, 각 스위치소자의 온오프동작이 실행된다.

다음으로, 상기 변조율 m, 상기 게인 k, 상기 전압명령치 V^* _U, V^* _V, V^* _W, 상기 보정량 α, 상기 보정량 β의 관계를 도 4에 기초하여 설명한다.

도 4(a)는 변조율 m이 0.5일 때(m=0.5)의 전압명령치 V^* _U, V^* _V, V^* _W를 나타낸 타임차트이다. 도 4(b)는 게인 k가 2이고(k=2), 변조율 m이 0.5일 때(m=0.5)의 상기 보정량 α와 신호 k(max(V^*) + min(V^*))를 나타낸 타임차트이다. 도 4(c)는 게인 k가 2이고(k=2), 변조율 m이 0.5(m=0.5)일 때의 상기 보정량 β를 나타낸 타임차트이다.

게인 k가 2이고(k=2), 변조율 m이 0.5(m=0.5)인 경우, 도 4(a)의 U상 전압명령치 V^* _U가 최대치를 갖는 A점에서 신호 k(max(V^*) + min(V^*))가 최대치를 갖는다. 신호 k(max(V^*) + min(V^*))의 최대치는 다음의 식 (1)로 구할 수 있다.

[수학식1]

또한, A점의 상기 보정량 α값은 다음의 식 (2)로 구할 수 있다.

[수학식2]

도 4(c)에 나타난 상기 보정량 β은 상기 스위치(12)의 신호 k(max(V^*) + min(V^*))와 상기 보정량 α의 절대치 중 작은 값을 선택하는 것에 의해 얻어진다. A점에서의 상기 보정량 α와 신호 k(max(V^*) + min(V^*))의 관계는 다음의 식 (3)또는 식 (4)로 나타내어진다. 즉, 변조율 m이 0.5보다 작거나 같을 때(m≤0.5) 다음의 식 (3)이 만족되고, 상기 보정량 β로 신호 k(max(V^*) + min(V^*))가 선택된다.

[수학식3]

한편, 변조율 m이 0.5보다 클 때(m＞0.5), 다음의 식 (4)가 만족되고, A점에서의 상기 보정량 β로 상기 보정량 α의 최소진폭치가 선택된다.

[수학식4]

또한, B점에서의 각 신호가 A점에서의 신호와 부호만 반대이기 때문에, B점에서도 식 (3)또는 식 (4)의 관계가 만족된다. U상과 다른 상들도 U상에서의 경우와 유사하다.

상술된 바와 같이, 상기 보정량 β는 상기 보정량 α와 신호 k(max(V^*) + min(V^*))의 절대치 중 작은 값을 선택함으로써 얻어진다. 이 연산이 위상의 1주기에 대해 게인 k가 2이고(k=2), 변조율 m이 0.5보다 큰(m＞0.5) 경우에 수행될 경우, 상기 보정량 β로, 도 3(k)에 나타난 바와 같이, 제로크로스 부근의 기간동안은 신호 k(max(V^*) + min(V^*))가 선택되고, 이외의 기간동안은 상기 보정량 α가 선택된다.

이상의 설명에서, 게인 k를 변경시킴으로써, 신호 k(max(V^*) + min(V^*))의 정점과 상기 보정량 α의 최소진폭치의 관계를 임의로 변경시킬 수 있음을 확인할 수 있다. 이에 따라, 3아암변조방식과 2아암변조방식의 비율을 제어할 수 있다.

다음으로, 변조율 m이 0에서 1.15까지 일정한 기울기로 증가할 때, U상의 보정전압명령치 V^* _U+β의 변화를 설명한다. 도 5(a)는 변조율 m이 0에서 1.15까지 일정한 기울기로 증가하는 경우의 U상의 전압명령치 V^* _U의 타임차트이다. 도 5(b)는 상기 보정량 α와 신호 k(max(V^*) + min(V^*))의 타임차트이다. 도 5(c)는 상기 보정량 β의 타임차트이다. 도 5(d)는 본 실시예 1에서의 U상 보정전압명령치 V^* _U+β의 타임차트이다. 게인은 2와 같다(k=2).

도 5(a)와 도 5(b)에 나타난 바와 같이, 전압명령치 V^* _U의 변조율 m이 증가함에 따라 2아암변조방식의 보정량 α의 진폭이 감소한다. 한편, 전압명령치 V^* _U의 변조율 m이 증가함에 따라 신호 k(max(V^*) + min(V^*))의 진폭은 증가한다.

변조율 m이 0.5보다 작거나 같은(m≤0.5) 기간동안, 도 4(b)와 도 5(b)에 나타난 바와 같이, 신호 k(max(V^*) + min(V^*))는 제로크로스지점과 신호 k(max(V^*) + min(V^*))의 최대치 및 최소치 지점에서 상기 보정량 α와 같다. 그 때문에, 상기 보정량 α와 신호 k(max(V^*) + min(V^*))의 절대치 중 작은 값이 상기 보정량 β로 선택된다면, 상기 보정량 β로 신호 k(max(V^*) + min(V^*)) 전체가 선택된다.

변조율 m이 0.5보다 큰(m＞0.5) 기간동안, 신호 k(max(V^*) + min(V^*))의 최대치와 최소치의 절대치는 상기 보정량 α의 절대치보다 크다. 그 때문에, 상기 보정량 α와 신호 k(max(V^*) + min(V^*))의 절대치 중 작은 값이 선택된다면, 상기 보정량 β의 값에 2아암변조방식에 사용되는 상기 보정량 α와 신호 k(max(V^*) + min(V^*))가 혼재하게 된다.

변조율 m이 계속해서 증가함에 따라, 상기 보정량 β로 2아암변조방식에 사용되는 상기 보정량 α가 선택되는 비율이 증가한다. 변조율 m이 1.15일 때, 상기 보정량 β로 상기 보정량 α 전체가 선택된다. 즉, 상기 보정량 β가 상기 보정량 α의 신호로만 구성된다. 이 때, 변조방식은 2아암변조방식과 완전히 같아진다.

이러한 상기 보정량 β가 각 전압명령치 V^* _U, V^* _V, V^* _W에 가산되기 때문에, 변조율 m의 증가와 함께 변조방식이 3아암변조방식에서 2아암변조방식으로 연속적으로 변하는 것이 가능하다.

다음으로, 본 실시예 1의 변조방식을 사용하는 경우의 게이트신호 G_U의 펄스파형을 설명한다.

도 6은 각 전압명령치의 변조율 m이 0.1(m=0.1)일 때 본 실시예 1에 따른 변조방식을 사용하는 경우의 보정전압명령치 V^* _U+β, V^* _V+β, V^* _W+β와 U상 게이트신호 G_U를 나타내는 타임차트이다. 도 7은 각 전압명령치의 변조율 m이 1(m=1)일 때 본 실시예 1에 따른 변조방식을 사용하는 경우의 보정전압명령치 V^* _U+β, V^* _V+β, V^* _W+β와 U상 게이트신호 G_U를 나타내는 타임차트이다. 게인 k는 2(k=2)이다.

도 6에 나타난 바와 같이 변조율 m이 0.1일 때, 본 실시예 1의 변조방식에서, 도 15에 나타난 3아암변조방식에서와 같이, U상 게이트신호 G_U의 파형에는 작은 펄스폭(작은 온듀티)을 갖는 펄스가 없다. 도 7에 나타난 바와 같이 변조율 m이 1일 때, 본 실시예 1의 변조방식에서, 도 18에 나타난 2아암변조방식에서와 같이, U상 게이트신호 G_U의 파형에는 데드타임으로 인한 온오프동작의 미작동으로 인해 전압오차를 발생시킬 정도로 펄스폭이 작은 펄스가 없다. 또한, 이 경우, 스위칭정지기간이 생김으로써 스위칭손실을 저감시키는 것이 가능하다.

본 실시예 1에 따른 상기 보정항가산부(1)의 구성으로, 전압명령치의 변조율 m이 증가함에 따라 변조방식이 3아암변조방식에서 2아암변조방식으로 연속적으로(빠르지 않게) 변하는 것이 가능하다. 즉, 변조율 m이 작을 때에는 3아암변조방식이 적용되고, 변조율 m이 증가함에 따라 2아암변조방식이 점차적으로 적용된다.

또한, 본 실시예 1에 따른 변조방식에서, 2아암변조방식이 3아암변조방식과 조합된다. 따라서, 2아암변조방식만이 사용되는 경우에 비해 소음을 저감시키는 것이 가능하다. 나아가, 단순히 전압명령치 변조율 m이 작을 때에는 3아암변조방식을 사용하고 전압명령치 변조율 m이 클 때에는 2아암변조방식을 사용하는 경우에 비해, 소음의 급변을 억제하는 것이 가능하다.

또한, 전압명령치의 변조율 m이 클 때, 상기 게이트신호가 2아암변조방식과 같은 파형을 갖게 되고, 스위칭정지구간을 생성할 수 있다. 그에 따라, 스위칭손실을 저감시키는 것이 가능하다.

더욱이, 본 실시예 1에서, 3상의 전압명령치에 극좌표변환을 적용하여 위상과 진폭정보를 얻는 변조방식 연산과 같은 복잡한 연산을 사용하는 것이 불필요하다. 즉, 그와 같은 복잡한 연산이 없이, 간단한 아날로그회로 혹은 FPGA와 같은 간단한 디지털회로를 통해, 3상의 전압명령치 V^* _U, V^* _V, V^* _W를 직접 보정하는 것이 가능하다.

[실시예 2]

실시예 1의 변조방식에서, 상기 보정량 β가 3상 전압명령치 V^* _U, V^* _V, V^* _W에 가산된다. 그 때문에, 제로상전압(대지전압)이 변동된다. 그러나, 대지전압의 변동이 증가하면 누설전류가 문제가 된다. 따라서, 본 발명의 실시예 2에서, 실시예 1의 변조방식에서의 게인 k가 변조율 m에 따라 가변된다.

게인 k가 변조율 m에 따라 가변하는 경우의 구체적인 예를 설명한다. 도 8(a)는 변조율 m을 0에서 1.15까지 일정한 기울기로 증가시킬 때 U상 전압명령치 V^* _U의 타임차트이다. 도 8(b)는 상기 보정량 α와 신호 k(max(V^*) + min(V^*))의 타임차트이다. 도 8(c)는 게인 k의 타임차트이다. 도 8(d)는 상기 보정량 β의 타임차트이다. 도 8(e)는 본 실시예 2의 U상 보정전압명령치 V^* _U+β의 타임차트이다.

도 8(c)에 나타난 것과 같이, 3아암변조방식이 채용되는 기간(전압명령치 변조율 m이 작은 기간)동안에는, 게인 k가 0이다(k=0). 그리고, 변조율 m이 0.5가 되는(m=0.5) 때에 게인 k가 일정한 기울기로 증가하기 시작한다. 이 예에서, 전압명령치 변조율 m이 1이되는(2아암변조방식 영역) 시점에 게인 k가 2가 되도록(k=2) 게인 k를 증가시킨다. 변조율 m이 1이 된 이후에는, 변조율 m이 증가해도 게인 k는 일정하게 유지된다.

따라서, 변조율 m에 따라 게인 k의 비중이 정해지기 때문에, 변조율 m이 작은 기간동안은 온전한 3아암변조가 이루어진다. 또한, 본 실시예 2에서, 보정량 β의 진폭치가 실시예 1과 비교했을 때 억제되는 것이 가능하여, 누설전류를 저감시킬 수 있다.

또한, 본 실시예 2의 변조방식은 실시예 1과 같은 작용효과를 갖는다.

[실시예 3]

실시예 2에서, 변조율 m의 크기에 따라 3아암변조방식과 2아암변조방식의 조합비율이 변한다. 그러나, 본 발명의 실시예 3에서, 3아암변조방식과 2아암변조방식의 조합비율은 변조율 m 뿐만 아니라, 전력변환장치의 부하율 I에 따라서도 변한다.

전력변환장치의 주 손실은, 도통손실(conduction loss)과 스위칭손실로 분류할 수 있다. 도 9는 스위칭손실에 대한 설명도이다. 또한 다음의 식 (5)는 1회의 스위칭당 손실 w_sw를 나타낸다. 다음의 식 (6)은 단위시간당 스위칭손실 w_sw를 나타낸다. 단순화를 위해, 다음의 설명에서 전압 v와 전류 i가 도 9에 나타난 것과 같이 선형적으로 변화한다고 가정한다.

[수학식5]

[수학식6]

이와 같은 경우, 스위칭손실 T_SW 사이에서 손실되는 에너지 w_sw는 상기 식 (5)로 나타난다. 또한, 상기 식 (6)에 나타나는 바와 같이, 단위시간당 스위칭손실 W_SW는 전류 i의 크기에 비례한다. 따라서, 부하율 I가 낮고 반도체스위치소자에 흐르는 전류 i가 작은 경우, 스위칭손실 W_SW는 큰 문제가 되지 않는다.

한편, 부하율 I가 높고 반도체스위치소자에 흐르는 전류 i가 큰 경우, 부하율 I, 전류 i의 증가와 함께 스위칭손실 W_SW가 증대된다. 그에 따라, 부하율 I가 낮은 기간동안에는, 스위칭손실 W_SW가 문제가 되지 않기에, 3아암변조방식을 채용하여 소음과 고조파성분을 저감시킨다. 부하율 I가 높은 기간동안에는, 2아암변조방식을 채용하여 스위칭손실 W_SW을 저감시킨다.

도 10은 본 실시예 3의 상기 보정항가산부(1)의 일례를 나타내는 구성도이다. 본 실시예 3의 전력변환장치 제어방법에서, 부하율 I를 고려한 조작량 β가 전압명령치 V^* _U, V^* _V, V^* _W에 더해져 보정전압명령치 V^* _U+β, V^* _V+β, V^* _W+β가 생성된다.

구체적으로, 상기 게인승산부(10)로부터 출력된 신호 k(max(V^*) + min(V^*))에, 상기 부하율승산기(13)가 전력변환장치 부하율 I를 곱한다. 그에 따라, 신호 kI(max(V^*) + min(V^*))가 산출된다. 신호 kI(max(V^*) + min(V^*))는 2아암변조방식에서 문제가 되는 전압의 급격한 변화에 기울기를 적용하려는 목적으로 더해지기 위해 제공된다.

그리고, 상기 비교기(11) 한측의 입력단자에, 상기 부하율승산기(13)로부터 산출된 신호 kI(max(V^*) + min(V^*))의 절대치 |kI(max(V^*) + min(V^*))|가 입력된다. 또한, 상기 부하율승산기(13)에 의해 산출된 신호 kI(max(V^*) + min(V^*))는 상기 스위치(12)에 입력된다.

상기 보정량 β는, 상기 스위치(12)에서, 상기 보정량 α와 신호 kI(max(V^*) + min(V^*))의 절대치 중 작은 값을 선택하는 것에 의해 생성된다. 상기 스위치(12)는 상기 보정량 α와 신호 kI(max(V^*) + min(V^*))의 절대치를 비교하여, |α|＜|kI(max(V^*) + min(V^*))|를 만족하는 기간동안에는 상기 신호 s2를 1에 맞추고, |α|≥|kI(max(V^*) + min(V^*))|를 만족하는 기간동안에는 상기 신호 s2를 0에 맞춘다. 생성된 상기 보정량 β는 전압명령치 V^*에 더해져 보정전압명령치 V^*+β를 생성한다. 다른 구성은 실시예 1과 같다.

이제, 본 실시예 3의 구체적인 예를 설명한다. 도 11(a)는 전압명령치 V^* _U, V^* _V, V^* _W의 타임차트이다. 도 11(b)는 상기 보정량 α와 신호 kI(max(V^*) + min(V^*))의 타임차트이다. 도 11(c)는 상기 보정량 β의 타임차트이다. 도 11(d)는 부하율 I의 타임차트이다. 도 11(e)는 본 실시예 3에서의 보정전압명령치 V^* _U+β, V^* _V+β V^* _W+β의 타임차트이다. 이 예에서, 게인 k는 1.8과 같고(k=1.8), 변조율 m은 0.85와 같다(m=0.85).

도 11(b), (d)에서 부하율 I가 증가함에 따라, 신호 kI(max(V^*) + min(V^*))의 진폭도 증가한다. 도 11(c)의 상기 보정량 β는, 상기 보정량 α와 신호 kI(max(V^*) + min(V^*))의 절대치 중 작은 값을 선택하는 것에 의해 생성된다. 따라서, 상기 보정량 α와 신호 kI(max(V^*) + min(V^*))의 절대치 중 작은 값을 선택하는 경우에, 부하율 I가 작은 기간동안에는, 상기 보정량 β로 신호 kI(max(V^*) + min(V^*))만 선택된다.

부하율 I가 큰 기간동안에는, 신호 kI(max(V^*) + min(V^*))의 최대치와 최소치의 절대치가 상기 보정량 α의 절대치보다 크다. 따라서, 상기 보정량 α와 신호 kI(max(V^*) + min(V^*))의 절대치 중 작은 값을 상기 보정량 β로 선택하는 경우에, 2아암변조방식에 사용되는 상기 보정량 α와 신호 kI(max(V^*) + min(V^*))가 혼재하게 된다.

본 실시예 3의 방법으로 산출된 상기 보정량 β가 전압명령치 V^* _U, V^* _V, V^* _W에 가산되기 때문에, 부하율 I가 작은 기간동안에는 3아암변조방식이 채용되는 한편, 부하율 I가 큰 기간동안에는 2아암변조방식이 채용된다. 즉, 부하율 I에 따라, 3아암변조방식과 2아암변조방식 사이의 전환이 가능하다.

그 결과, 부하율 I가 낮은 기간에는, 스위칭손실 W_SW가 작은 3아암변조방식이 채용된다. 이 때에 소음과 고조파성분의 저감이 가능하다. 부하율 I가 큰 기간에는 2아암변조방식이 채용된다. 이 때에는, 스위칭손실 W_SW의 저감이 가능하다.

본 실시예 3은 실시예 1, 2와 유사한 작용효과를 갖는다.

본 실시예 3은, 예를 들어, 부하율 I의 변화가 느린 태양광 전력조절시스템(PCS)과 같은 전력변환장치에 적용할 수 있다.

[실시예 4]

실시예 3에서, 부하율 I는 신호 k(max(V^*) + min(V^*))에 단순하게 곱해진다. 그러나, 무정전전원장치, 순간전압강하보상장치 등에서의 부하율 I는 정전 등이 발생할 시 급격히 상승한다. 부하율 I가 급격히 변하는 전력변환장치에서 실시예 3의 제어방법을 사용하는 경우, 부하율 I의 급변시, 3아암변조방식에서 2아암변조방식으로 급격한 전환이 이루어진다. 그 결과, 장치에 강한 스트레스가 주어진다.

따라서, 본 발명에 따른 실시예 4에서, 도 12에 나타난 바와 같이, 부하율 I가 로우패스필터(LPF)와 소프트스타트회로(14)를 통과한 뒤 부하율승산기(13)로 출력된다. 부하율승산기(13)는 로우패스필터(LPF)와 소프트스타트회로(14)를 통과한 부하율 I에 신호 k(max(V^*) + min(V^*))를 곱한다. 실시예 4의 다른 구성은 실시예 3과 유사하므로, 설명을 생략한다.

상기 로우패스필터(LPF)는 부하율 I에 포함된 고조파성분을 감쇄시키어, 부하율 I의 기본파성분만을 출력한다. 또한, 상기 소프트스타트회로(14)는 출력의 시간변화율을 소정치이하로 억제하여, 출력을 서서히 증가시킨다.

그 결과, 부하율 I가 급변하더라도, 도 11(d)에 나타난 것과 같이, 부하율승산기(13)에 입력되는 신호가 서서히 변하는 것이 가능하다. 그에 따라, 전력변환장치가 3아암변조방식에서 2아암변조방식으로 서서히 전환되는 것이 가능하여, 장치에 대한 부담을 경감시킬 수 있다.

또한, 본 실시예 4는, 실시예 1~3과 유사한 작용효과를 갖는다.

본 실시예 4는, 예를 들어, 부하율 I의 변화가 급격히 이루어지는 무정전전원장치, 순간전압강하보상장치 등에 적용될 수 있다.

이상, 본 발명에 따른 상기의 구체적인 예에 대해서만 상세히 설명하였지만, 본 발명에 따른 기술사상의 범위 내에서 상기 예의 다양한 변형과 수정이 가능하다는 것이 당업자에게 명백하다. 따라서, 그와 같은 변형과 수정이 특허청구의 범위에 속하는 것은 당연하다.

예를 들어, 실시예 1~4에서, 3상 전압명령치에 대한 보정 방법이 설명되었지만, 본 발명은 3상 이상의 다상의 전압명령치에도 적용이 가능하다.

1 : 보정항가산부
V^* _U, V^* _V, V^* _W : 전압명령치
G_U, G_V, G_W, G_X, G_Y, G_Z : 게이트신호
α, β : 보정량
k : 게인
max(V^*) : 전압명령치의 최대치
min(V^*) : 전압명령치의 최소치

Claims

게이트신호생성부에 구비된 보정항가산부에서 다상의 전압명령치 중 최대치를 다상의 전압명령치 중 최소치의 절대치와 비교하는 단계;
상기 최대전압명령치가 상기 최소전압명령치의 절대치보다 큰 경우에는 삼각파캐리어의 최대치로부터 상기 최대전압명령치를 감산한 신호를 선택하고, 상기 최소전압명령치의 절대치가 상기 최대전압명령치보다 큰 경우에는 삼각파캐리어의 최소치로부터 상기 최소전압명령치를 감산한 신호를 선택하는 것을 통해 상기 보정항가산부에서 제1보정량을 연산하는 단계;
다상의 전압명령치의 최대치와 최소치를 가산한 신호를 게인과 곱하여 상기 보정항가산부에서 상기 제1보정량과 동기화된 삼각파상의 신호를 생성하는 단계;
상기 삼각파상의 신호와 상기 제1보정량 중 절대치가 작은 값을 선택함으로써 상기 보정항가산부에서 제2보정량을 연산하는 단계;
다상의 전압명령치에 각기 상기 제2보정량을 가산하여 상기 보정항가산부에서 보정전압명령치를 연산하는 단계;
상기 각 보정전압명령치를 펄스폭변조(PWM)하여 게이트신호를 생성하는 단계; 및
상기 게이트신호를 반도체스위치소자로 출력하는 단계;로 이루어지는 것을 특징으로 하고,
상기 게이트신호가 전압명령치에 PWM변조를 적용시키는 상기 게이트신호생성부로부터 얻어지고, 전력변환장치가 전력변환장치에 구비된 상기 반도체스위치소자로 상기 게이트신호를 출력하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 교류-직류변환 또는 직류-교류변환을 위한 전력변환장치의 제어방법.
제 1항에 있어서,
상기 게인이 전압명령치의 변조율에 따라 가변하는 것을 특징으로 하는 상기 전력변환장치의 제어방법.
제 1항 또는 제 2항에 있어서,
상기 제1보정량과 동기화된 상기 삼각파상의 신호가 다상의 전압명령치의 최대치와 최소치를 가산한 신호에 상기 게인을 곱한 값을 부하율에 곱하여 얻어지는 것을 특징으로 하는 상기 전력변환장치의 제어방법.
제 3항에 있어서,
상기 부하율에 로우패스필터에 의한 고조파성분의 감쇄와, 소프트스타트회로에 의한 시간변화율의 억제가 적용되는 것을 특징으로 하는 상기 전력변환장치의 제어방법.