TWI410037B - 電源轉換裝置及其控制方法 - Google Patents

Description

電源轉換裝置及其控制方法

本發明是有關於一種電源轉換裝置及其控制方法，且特別是有關於一種依據一交流電壓來將一直流電壓轉換為對應至交流電壓之一交流電流之電源轉換裝置及其控制方法。

隨著科技發展，如何轉換綠色能源為人類可使用之電源，已被人們所逐漸重視。市面上有許多可轉換綠色能源之裝置，一種常見之裝置為應用於太陽光電(Photo－Voltaic,PV)發電系統之電源轉換裝置。此電源轉換裝置可稱之為PV反流器(inverter)。

請同時參照第1A及1B圖。第1A圖繪示為傳統之一種電源轉換裝置100之電路圖。第1B圖繪示為第1A圖之電源轉換裝置100之控制方塊之示意圖。此電源轉換裝置100用以依據直流電壓Ed及市電電壓(Grid Voltage)Vs ，以輸出一交流電流iout 。

此電源轉換裝置100之輸出側具有四個主動開關元件T21~T24，此四個主動開關元件T21~T24係用以接收相對高頻之控制訊號，即高於市電電壓之頻率(約50~60赫茲(HZ))之訊號。一般而言，此控制訊號係具有相對高之頻率，如高於10千赫茲(kHZ)以上之頻率。如此，可避免產生人耳能感覺之噪音。然而，於此相對高頻之控制訊號之 控制下，此些主動開關元件T21~T24於多次的啟閉過程中，將會產生能量耗損，而降低電源轉換裝置100之轉換效率。因此，如何提高電源轉換裝置之轉換效率，乃業界所致力之方向之一。

本發明係有關於一種電源轉換裝置，係使用具有與一交流電壓實質上相同之頻率的控制訊號，來轉換一直流電壓為對應至此交流電壓的一交流電流。如此，可減少主動開關之啟閉次數，而能避免能量耗損。如此，將可提高電源轉換裝置之轉換效率。

根據本發明之第一方面，提出一種電源轉換裝置，係依據一交流電壓，來將一直流電壓轉換為對應至交流電壓之一交流電流。電源轉換裝置包括一電源轉換單元及一輸出單元。電源轉換單元用以轉換直流電壓為一高頻電流。高頻電流具有對應至交流電壓之波形之兩包絡線(envelop)。輸出單元包括一電感性電路、一全波整流電路、一反流電路、及一濾波電路。電感性電路用以依據高頻電流產生兩感應電流。兩感應電流之其一之相位係相同於高頻電流之相位，兩感應電流之另一之相位係相反於高頻電流之相位。全波整流電路用以對兩感應電流進行全波整流。反流電路用以交替地傳送全波整流後之兩感應電流，並輸出一輸出電流。濾波電路用以過濾輸出電流，以產生交流電流。

根據本發明之第二方面，提出一種控制方法，適用於一電源轉換裝置中，電源轉載裝置係依據一脈波寬度調變(Pulse Width Modulation,PWM)控制訊號及一輸出控制訊號，來將一直流電壓轉換為對應至一交流電壓之一交流電流。此方法用以產生PWM控制訊號及輸出控制訊號。此方法包括下列步驟。依據交流電壓之相子之絕對值與一直流電流命令之乘積，取得一交流電流命令。交流電流命令係對應至交流電流之瞬間值。接著，依據交流電流命令及一增益值之乘積，取得一前饋訊號。前饋訊號係用以表示一角度。增益值係對應至交流電壓之有效值與交流電流之有效值之比值。然後，依據前饋訊號所表示之角度及一角頻率，產生PWM控制訊號。角頻率係對應至電源轉換裝置之共振頻率。再者，依據交流電壓之瞬間值產生輸出控制訊號。

根據本發明之第三方面，提出一種電源轉換裝置，係依據一交流電壓，來將一直流電壓轉換為對應至交流電壓之一交流電流。電源轉換裝置包括一控制單元、一電源轉換單元、及一輸出單元。控制單元用以依據交流電壓之瞬間值產生一PWM控制訊號及一輸出控制訊號。電源轉換單元用以轉換直流電壓為一高頻電流。高頻電流具有對應至交流電壓之波形之兩包絡線。電源轉換單元包括一直流轉交流轉換電路及一注入轉換電路。直流轉交流轉換電路包括具有四個主動開關之一全橋式反流器。四個主動開關係受控於PWM控制訊號，以對應地導通。對應導通之四 個主動開關係用以轉換直流電壓為一轉換電壓。轉換電壓之振幅係實質上相等於直流電壓之位準，且轉換電壓之責任週期(duty cycle)係對應至交流電壓之瞬間值之絕對值。注入(immitance)轉換電路用以藉由共振的方式，轉換該轉換電壓為高頻電流。輸出單元包括一電感性電路、一全波整流電路、一反流電路、及一濾波電路。電感性電路用以依據高頻電流產生兩感應電流。兩感應電流之其一之相位係相同於高頻電流之相位。兩感應電流之另一之相位係相反於高頻電流之相位。全波整流電路用以對兩感應電流進行全波整流。反流電路包括另兩個主動開關。此另兩個主動開關係受控於輸出控制訊號，以交替地導通。交替導通之另兩個主動開關係分別用以傳送全波整流後之兩感應電流，以使反流電路輸出一輸出電流。濾波電路用以過濾輸出電流，以產生交流電流。

為讓本發明之上述內容能更明顯易懂，下文特舉一較佳實施例，並配合所附圖式，作詳細說明如下。

本發明係提出一電源轉換裝置，係依據一交流電壓，來將一直流電壓轉換為對應至此交流電壓之一交流電流。本發明之電源轉換裝置係可並聯至用以提供交流電壓之一電力網(power grid)，以應用於一併網型光電Photo－Voltaic)發電系統。上述之此交流電壓例如為市電電壓(grid voltage)。上述之交流電壓對應至交流電流係指， 本發明之電源轉換裝置所提供之此交流電流較佳的係可實質上同步於此交流電壓。茲以一種電源轉換裝置為例，將本發明之電源轉換裝置及其控制方法說明如下。

請參照第2圖，其繪示依照本發明一實施例之電源轉換裝置200之方塊圖。此電源轉換裝置200包括一電源轉換單元220及一輸出單元240。電源轉換單元220用以轉換直流電壓Ed為一高頻電流i2 。此高頻電流i2 具有對應至交流電壓e 之波形之兩包絡線(envelop)。舉例來說，交流電壓e 之波形例如為正弦波，而高頻電流i2 之此兩包絡線亦具有正弦波之波形，且此兩包絡線之相位係實質上相反。

輸出單元240包括一電感性電路242、一全波整流電路244、一反流電路246、及一濾波電路248。電感性電路242用以依據高頻電流i2 產生兩感應電流i3 及i3’ ，此兩感應電流i3 及i3’ 之其一之相位係相同於高頻電流i2 之相位，此兩感應電流i3 及i3’ 之另一之相位係相反於該高頻電流i2 之相位。全波整流電路244用以對此兩感應電流i3 及i3’ 進行全波整流。反流電路246用以交替地(alternatively)傳送全波整流後之兩感應電流i4 及i4’ ，並輸出一輸出電流io 。

濾波電路248用以過濾輸出電流io ，以產生交流電流i 。於本發明之實施例中，由於高頻電流i2 之此兩包絡線係具有與交流電壓e 實質上相同之波形，如正弦波之波形，如此，輸出電流io 之基頻(fundamental frequency)波之 頻率與相位將會實質上相等於交流電壓e 之頻率與相位。濾波電路248例如係可用以輸出電流io 之基頻波。如此，輸出電流io 在經過濾波電路248過濾之後，將能成為實質上同步於此交流電壓e 之交流電流i 。

茲以一實施例詳細說明本發明之電源轉換裝置200、及如何產生實質上同步於此交流電壓e 之交流電流i 如下。請同時參照第3及4圖。第3圖繪示第2圖之電源轉換裝置200之電路圖之一例。第4圖繪示第3圖之電源轉換裝置300所接收及產生之多種電源訊號之波形圖之一例。於此例中，係以具有正弦波且實質上同步之交流電壓e 及交流電流i 為例所繪示。

電源轉換單元220可包括一直流轉交流轉換電路222及一注入(immitance)轉換電路224。直流轉交流轉換電路222用以轉換直流電壓Ed為一轉換電壓v 。轉換電壓v 之振幅係實質上相等於直流電壓Ed之位準。舉例來說，如第4圖所示，轉換電壓v 可為雙極性之脈波，且此脈波之振幅係為直流電壓Ed之位準。

轉換電壓v 之責任週期(duty cycle)係對應至交流電壓e 之瞬間值之絕對值。此處之交流電壓e 之瞬間值係意指：交流電壓e 之振幅與相子(phasor)之乘積，如e ＝E _m sinωt ，其中，E _m 為振幅，sinωt 為相子。於實作中，轉換電壓v 之責任週期係可實質上正比於交流電壓e 之瞬間值之絕對值。舉例來說，如第4圖所示，當交流電壓e 於正半週時，若交流電壓e 之瞬間值之絕對值愈小，則轉換電壓v 之責 任週期愈小，如時段t1所示；對應地，若交流電壓e 之瞬間值之絕對值愈大時，則轉換電壓v 之責任週期則愈大，如時段t2所示。當交流電壓e 於負半週時，轉換電壓v 之責任週期亦相仿。

於實作中，直流轉交流轉換電路222例如包括一全橋式反流器(full－bridge inverter)，其具有四個主動開關Q1~Q4。此四個主動開關Q1~Q4係受控於一脈波寬度調變(Pulse Width Modulation,PWM)控制訊號Spwm(未繪示於第3圖中)，以對應地導通。對應導通之四個主動開關Q1~Q4係用以轉換直流電壓Ed為如第4圖所示之轉換電壓v 。

注入轉換電路224係藉由共振的方式，轉換此轉換電壓v 為高頻電流i2 ，其係具有如第4圖之所示之波形。由於轉換電壓v 之責任週期係實質上正比於交流電壓e 之瞬間值之絕對值，故注入轉換電路224所產生之高頻電流i2 之兩包絡線ep2及ep1會具有交流電壓e 之波形(於此例中為正弦波)，且此兩包絡線ep1及ep2之相位係實質上相反，如第4圖所示。

請見第3圖，於實作中，注入轉換電路224例如包括兩電感器L及一電容器C。此兩電感器L係為串聯。電容器C之一端係耦接至此兩電感器L之串聯連接點，如端點n1所示。串聯之此兩電感器L之一端與此電容器C之另一端係用以接收此轉換電壓v ，如端點n2及n3所示。串聯之此兩電感器L之另一端與此電容器C之另一端係耦接 至此電感性電路242，以作為提供高頻電流i2 之兩端，如端點n3及n4所示。

電感性電路242例如包括一變壓器MT。此變壓器MT包括一個一次側線圈w1及兩個二次側線圈w2及w2’。一次側線圈w1用以接收此高頻電流i2 。兩個二次側線圈w2及w2’用以分別產生兩感應電流i3 及i3’ 。於實作中，此一次側線圈w1與此兩個二次側線圈w2及w2’之其一(如二次側線圈w2)之匝數比，係實質上相等於此一次側線圈w1與此兩個二次側線圈w2及w2’之另一(如二次側線圈w2’)之匝數比，也就是說，兩個二次側線圈w2及w2’之匝數實質上相同。舉例來說，一次側線圈w1與此兩個二次側線圈w2及w2’之匝數比可為n：1：1、或1：n：n，其中n為大於1之數。

全波整流電路244包括四個被動開關D1~D4。被動開關D1及D2係為串聯，且被動開關D3及D4係為串聯。串聯之被動開關D1及D2與串聯之被動開關D3及D4之兩串聯連接點(如端點n5及n6)係耦接至電感性電路242，用以接收此兩感應電流i3 及i3’ 。串聯之被動開關D1及D2與串聯之被動開關D3及D4係為並聯，且其之兩並聯連接點係耦接至反流電路246，以作為提供全波整流後之兩感應電流i4 及i4’ 之兩端，如端點n7及n8所示。

於實作中，反流電路246包括兩個主動開關Qp及Qn。此兩主動開關Qp及Qn係為串聯，串聯之此兩主動開關Qp及Qn之兩端係耦接至全波整流電路244，以作為 接收全波整流後之兩個感應電流i4 及i4’ 之兩端，如端點n7及n8所示。此兩主動開關Qp及Qn之串聯連接點係耦接至濾波電路248，以作為提供輸出電流io 之一端，如端點n9所示。

此兩主動開關Qp及Qn係受控於一輸出控制訊號Sout(未繪示於第3圖中)以交替地導通。交替導通之此兩主動開關Qp及Qn係分別用以傳送全波整流後之兩感應電流i4 及i4’ ，以使反流電路246輸出此輸出電流io 。如第3圖所示，輸出電流io 之基頻波之頻率係實質上相等於交流電壓e 之頻率。

濾波電路248包括一電容器Cf，此電容器Cf之操作頻率係實質上相同於交流電壓e 之頻率。由於輸出電流io 之基頻波之頻率與相位係實質上相等於交流電壓e 之頻率與相位，故電容器Cf將會過濾操作頻率以外的諧波(harmonic)，而使輸出電流io 之基頻波通過。如此，通過濾波電路248之此輸出電流io 會成為與交流電壓e 係實質上同步之交流電流i ，如第3圖所示。

此外，本發明另提出一控制方法，其係適用於本發明之電源轉換裝置之中，例如係適用於第2或3圖之電源轉換裝置200或300之中。此方法可用以產生上述之PWM控制訊號及輸出控制訊號。

請參照第5A及5B圖。第5A圖係繪示為第3圖之電源轉換裝置300之部分電路圖。第5B圖係繪示為第5A圖之控制電路262之控制方塊圖。要說的是，第2圖之電源 轉換裝置200可更包括此控制單元260。控制單元260可用以執行本發明之控制方法，以依據交流電壓e 之瞬間值產生上述之PWM控制訊號Spwm及輸出控制訊號Sout。如此，電源轉換裝置200便能依據PWM控制訊號Spwm及輸出控制訊號Sout，以將直流電壓Ed轉換對應至交流電壓e 之交流電流i 。茲將控制單元260係如何執行此控制方法，以產生PWM控制訊號Spwm及輸出控制訊號Sout說明如下。

於第5A及5B圖中，控制單元260包括一控制電路262及兩比較器CP1及CP2，控制單元260用以接收一直流電流命令Im ^＊ 及交流電壓e ，以產生上述之PWM控制訊號Spwm及輸出控制訊號Sout。

於第5B圖之控制方塊中，首先，控制電路262係將交流電壓e 轉換為其之相子之絕對值|sinωt |，如方塊“同步控制”所示。接著，控制電路262係依據交流電壓e 之相子之絕對值|sinωt |與直流電流命令Im ^＊ 之乘積，取得一交流電流命令i ^＊ ，此交流電流命令i ^＊ 係對應至交流電流i 之瞬間值之絕對值。亦即，於本發明之一實施例中，此交流電流命令i ^＊ 係可用以決定電源轉換裝置200所提供之交流電流i 之有效值的大小。

茲說明此控制方塊之前饋路徑如下。控制單元260係依據交流電流命令i ^＊ 及一增益值(如方塊“G”所表示之增益值)之乘積，取得一前饋訊號φff ，其係用以表示一角度。此增益值係對應至交流電壓e 之有效值與交流電流i 之有 效值之比值。

控制單元260係依據前饋訊號φff 所表示之角度及一角頻率ωr ，來產生上述之PWM控制訊號Spwm，如方塊“移相控制”所示，以進行相位移位的控制。角頻率ωr 係對應至注入轉換電路224之共振頻率。舉例來說，此角頻率ωr 之頻率係為至第3圖之注入轉換電路224之兩電感器L及電容器C之共振頻率。

於實作中，當控制單元260產生PWM控制訊號Spwm時，控制單元260之控制電路262係依據前饋訊號φff 及角頻率ωr 產生一弦波訊號S1。接著，控制單元260之比較器CP1係依據此弦波訊號S1與一三角波訊號St，以產生上述之PWM控制訊號Spwm。三角波訊號St之頻率例如為20千赫茲(kHZ)。

再者，控制單元260更可依據直流電壓Ed之位準，來調整前饋訊號φff 所表示之角度，藉以調整PWM控制訊號Spwm。如此，於此PWM控制訊號之控制下，直流轉交流轉換電路222能依據直流電壓Ed之位準，來調整轉換電壓v 之責任週期。舉例來說，當直流電壓Ed之位準降低時，直流轉交流轉換電路222之便會增加轉換電壓v 之責任週期，以使注入轉換電路224能維持高頻電流i2之有效值之大小。

茲說明此控制方塊之回授路徑如下。控制單元260還依據交流電流命令i ^＊ 所表示之值與交流電流i 之瞬時值之絕對值|i |之差值，取得一電流差值di 。舉例來說，於第5B 圖中，控制單元260例如係回授輸出電流io ，再利用低通濾波器(如方塊“LPF”所示)取得輸出電壓io 之基頻波，來得到上述之交流電流i 。接著，再對交流電流取絕對值(如方塊“|X|”所示)，以得到交流電流i 之瞬時值之絕對值|i |。

控制單元260更利用比例積分(Proportional－Integral,PI)的方式，轉換此電流差值di 為一回授訊號φi ，其係用以表示另一角度，如方塊“PI”所示。於實作中，回授訊號φi 所表示之角度係約為前饋訊號回授訊號φff 所表示之角度之3%~5%。前饋訊號φff 及回授訊號φi 所表示之兩角度之和為φ 。控制單元260係依據兩角度之和φ 及角頻率ωr 來產生PWM控制訊號Spwm。

此外，控制單元260例如可依據交流電壓e 之瞬間值之極性，以產生輸出控制訊號Sout。舉例來說，如第4圖所示，當交流電壓e 之瞬間值之極性為正極性時，輸出控制訊號Sout具有一第一位準LV1，第一位準LV1例如為可使兩主動開關Qp及Qn之其一(如主動開關Qp)導通之位準；而當交流電壓e 之瞬間值之極性為負極性時，輸出控制訊號Sout具有一第二位準LV2，第二位準LV2例如為可使兩主動開關Qp及Qn之另一(如主動開關Qn)導通之位準。

於實作中，當控制單元260產生輸出控制訊號Sout時，控制單元260係依據交流電壓e 之瞬間值之極性產生一弦波訊號S2。接著，控制單元260之比較器CP2係依據此弦波訊號S2與一參考訊號(如第5A圖所示之接地訊 號)，來產生上述之輸出控制訊號Sout。輸出控制訊號Sout之頻率係實質上相同於交流電壓e 之頻率，例如為50~60赫茲(HZ)。

請參照第6A圖，其繪示為依照本發明一實施例之電源轉換裝置之交流電壓之交流電流之測試波形圖。由第6A圖可知，依據本發明之實施例之電源轉換裝置，係可產生對應至交流電壓e 之交流電流i 。較佳地，此交流電流i係可實質上同步於交流電壓e 。如此，當本發明實施例之電源轉換裝置耦接至用以提供交流電壓e 之市電電壓時，電源轉換裝置便能產生與交流電壓e 實質上同步之交流電流i 。如此，將能提高輸出功率之功率因數(power factor)。較佳地，功率因數係可約等於1。

本發明上述所提出之電源轉換裝置，係於取得市電電壓之後，藉由與一直流電流命令Im^＊ 之乘積，來產生上述之交流電流命令i ^＊ 。如此，電源轉換裝置不需使用傳統之零點電壓(zero－crossing)偵測電路，而能減少所需之電路元件。

此外，於輸出側(即提供交流電流之側)中，傳統之電源轉換裝置之反流電路係使用四個主動開關Q5~Q8之反流電路，如第1A圖所示。於本發明之實施例中，如第3圖所示，電源轉換裝置300之反流電路246係使用兩個主動開關Qp及Qn，便能提供交流電流i 。因此，本發明之電源轉換裝置300能減少電路元件之使用數目，可降低成本，且可減少系統複雜度。

再者，於第1A圖中，傳統之電源轉換裝置係使用具有約10千赫茲以上之頻率的訊號，來控制反流電路的主動開關Q5~Q8。相對地，本發明實施例之電源轉換裝置300係使用具有相對低的頻率(如市電電壓之頻率，約50~60赫茲)的訊號(如第4圖之輸出控制訊Sout)，來控制反流電路246之主動開關Qp及Qn。如此，將能減少開關啟閉之次數，而能減少功率之耗損，並提高電源轉換裝置之轉換效率。由於本發明之電源轉換裝置能減少主動開關之電路元件的使用數目，而且，還不需使用相對較高之頻率來控制此些主動開關，故能降低控制方塊的複雜度。

於實際應用中，本發明實施例之電源轉換裝置300係可應用於可與市電電壓並聯的太陽光電發電系統中。相較於傳統之應用於太陽光電發電系統之電源轉換裝置，本發明實施例所提供之電源轉換裝置係具有較高的轉換效率。其原因可能在於，傳統之電源轉換裝置(如第1A圖之電源轉換裝置100)所使用之直流電壓通常為高直流電壓，如超過100伏特以上之直流電壓。為了提供此高直流電壓，傳統之電源轉換裝置係將太陽光電池模組以串並聯的方式來排列組合，藉以產生此高直流電壓。然而，若此些串並聯之太陽光電池模組之其中之一電池模組損壞時、或各個太陽光電池模組之最大功率點不一致時(例如受陰影遮蔽影響太陽光電池模組之直流電壓時)，將會影響太陽光電系統整體的輸出功率，而且，還可能會降低電源轉換裝置的轉換效率。

本發明實施例所提出之電源轉換裝置，係可整合至各個太陽光電池模組，來轉換各個太陽光電池模組所產生之直流電壓。如此，將可增加系統之操作穩定性，還能可提高系統之可靠度與轉換效率。再者，由於電源轉換裝置係可整合至各個太陽光電池模組，故各個太陽光電池模組中，係可於對應之電源轉換裝置中依據對應之最大功率點來進行轉換，故能提昇整體的轉換效率。

茲將本發明實施例之電源轉換裝置應用於一太陽光電池模組時之輸出功率與轉換效率提供如下。請參照第6B圖，其繪示依據本發明一實施例之電源轉換裝置之輸出功率與轉換效率之對照圖之一例。於此例中，各個太陽光電池模組之輸出功率約為100瓦特(Watt,W)，由第6B圖可知，當電源轉換裝置之輸出功率愈高時，其轉換效率亦愈高。當電源轉換裝置之輸出功率約為100W時，轉換效率可達約為90%。

再者，由於本發明之電源轉換裝置係可整合至單一個太陽光電池模組，故單一個電源轉換裝置所輸出之額定功率(如上述之100瓦特，100W)將會小於傳統之電源轉換裝置整體輸出的額定功率(如4千瓦特，4kW)。故藉由本發明之電源轉換裝置，太陽光電發電系統可使用較小容量規格之線材及設備，如此，將可降低系統之線路耗損，降低系統之功率耗損，而能進一步提高系統之轉換效率。而且，本發明之電源轉換裝置所使用之直流電壓Ed不需具有高電壓位準，故能提高使用或安裝時的安全性。

更者，於傳統中，電源轉換裝置為了與市電電壓並聯，通常需要使用一組變壓器，且為低頻之變壓器。於本發明實施例所提出之電源轉換裝置中，係使用如第3圖所示之電壓器MT，此變壓器MT係用以接收高頻電流i2 ，故知，電源轉換裝置所使用之此變壓器係可為高頻之變壓器。如此，將能減小電源轉換裝置所需使用之變壓器的體積，亦即能夠降低電源轉換裝置之體積，且可降低成本。

由上述之說明可知，本發明所提出之電源轉換裝置具有以下之優點。

1.不需使用傳統之零點電壓偵測電路，能減少所需之電路元件；2.能產生與市電電壓實質上同步之交流電壓，故可提高輸出功率之功率因數；3.能減少開關啟閉之次數，而能減少功率之耗損、提高電源轉換裝置之轉換效率；4.可整合至各個太陽光電池模組，故能增加系統之操作穩定性，還能可提高系統之可靠度與轉換效率；5.可使用較小容量規格之線材及設備以被應用於太陽光電發電系統，故可降低系統之線路耗損，降低系統之功率耗損，並提高系統之轉換效率；6.不需具有高電壓位準，故能提高使用及安裝電源轉換裝置時的安全性；以及7.能減小變壓器之體積，亦即能夠降低電源轉換裝置之電路體積，且可降低成本。

於本發明上述實施例所揭露之電源轉換裝置及其控制方法，係使用具有與一交流電壓實質上相同之頻率的控制訊號，來轉換一直流電壓為對應至此交流電流的一交流電流。如此，可減少主動開關之啟閉次數，而能避免能量耗損。如此，將可提高電源轉換裝置之轉換效率。

綜上所述，雖然本發明已以一較佳實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明。本發明所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可作各種之更動與潤飾。因此，本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。

200‧‧‧電源轉換裝置

220‧‧‧電源轉換單元

222‧‧‧直流轉交流轉換電路

224‧‧‧注入轉換電路

240‧‧‧輸出單元

242‧‧‧電感性電路

244‧‧‧全波整流電路

246‧‧‧反流電路

248‧‧‧濾波電路

260‧‧‧控制單元

262‧‧‧控制電路

C、Cf‧‧‧電容器

CP1、CP2‧‧‧比較器

D1~D4‧‧‧被動開關

e ‧‧‧交流電壓

Ed‧‧‧直流電壓

L‧‧‧電感器

Q1~Q4、Qp、Qn‧‧‧主動開關

S1、S2‧‧‧弦波訊號

Spwm‧‧‧PWM控制訊號

Sout‧‧‧輸出控制訊號

w1‧‧‧一次側線圈

w2、w2’‧‧‧二次側線圈

i ‧‧‧交流電流

i2 ‧‧‧高頻電流

i3 、i3’ ‧‧‧感應電流

i4 、i4’ ‧‧‧全波整流後之感應電流

io ‧‧‧輸出電流

i ^＊ ‧‧‧交流電流命令

Im ^＊ ‧‧‧直流電流命令

v ‧‧‧轉換電壓

φff ‧‧‧前饋訊號

φi ‧‧‧回授訊號

ωr ‧‧‧角頻率

第1A圖繪示為習知技術之一種電源轉換裝置之電路圖。

第1B圖繪示為第1A圖之習知技術之電源轉換裝置之控制方塊之示意圖。

第2圖繪示依照本發明一實施例之電源轉換裝置之方塊圖。

第3圖繪示第2圖之電源轉換裝置之電路圖之一例。

第4圖繪示第3圖之電源轉換裝置所接收及產生之多種電源訊號之波形圖之一例。

第5A圖係繪示為第3圖之電源轉換裝置之部分電路圖。

第5B圖係繪示為第5A圖之控制電路之控制方塊圖。

第6A圖繪示為依照本發明一實施例之電源轉換裝置之交流電壓之交流電流之測試波形圖。

第6B圖繪示依據本發明一實施例之電源轉換裝置之輸出功率與轉換效率之對照圖之一例。

200‧‧‧電源轉換裝置

220‧‧‧電源轉換單元

222‧‧‧直流轉交流轉換電路

224‧‧‧注入轉換電路

240‧‧‧輸出單元

242‧‧‧電感性電路

244‧‧‧全波整流電路

246‧‧‧反流電路

248‧‧‧濾波電路

Ed‧‧‧直流電壓

i ‧‧‧交流電流

i2 ‧‧‧高頻電流

i3 、i3’ ‧‧‧感應電流

i4 、i4’ ‧‧‧全波整流後之感應電流

io ‧‧‧輸出電流

v ‧‧‧轉換電壓

Claims (24)

1. 一種電源轉換裝置，係依據一交流電壓，來將一直流電壓轉換為對應至該交流電壓之一交流電流，該電源轉換裝置包括：一電源轉換單元，用以轉換該直流電壓為一高頻電流，該高頻電流具有對應至該交流電壓之波形之兩包絡線(envelop)，該電源轉換單元包括：一直流轉交流轉換電路，用以轉換該直流電壓為一轉換電壓，該轉換電壓之振幅係實質上相等於該直流電壓之位準，且該轉換電壓之責任週期(duty cycle)係對應至該交流電壓之瞬間值(instantaneous value)之絕對值；以及一注入(immitance)轉換電路，用以藉由共振的方式，轉換該轉換電壓為一高頻電流；以及一輸出單元，包括：一電感性電路，用以依據該高頻電流產生兩感應電流，該兩感應電流之其一之相位係相同於該高頻電流之相位，該兩感應電流之另一之相位係相反於該高頻電流之相位；一全波整流電路，用以對該兩感應電流進行全波整流；一反流電路，用以交替地(alternatively)傳送全波整流後之該兩感應電流，並輸出一輸出電流；及一濾波電路，用以過濾該輸出電流，以產生該 交流電流。
2. 如申請專利範圍第1項所述之電源轉換裝置，其中該輸出電流之基頻(fundamental frequency)波之頻率與相位係實質上相等於該交流電壓之頻率與相位。
3. 如申請專利範圍第1項所述之電源轉換裝置，其中該轉換電壓之責任週期係實質上正比於該交流電壓之瞬間值之絕對值。
4. 如申請專利範圍第1項所述之電源轉換裝置，其中該直流轉交流轉換電路更用以依據該直流電壓之位準，調整該轉換電壓之責任週期。
5. 如申請專利範圍第1項所述之電源轉換裝置，其中該直流轉交流轉換電路包括一全橋式反流器，具有四個主動開關，該四個主動開關係受控於一脈波寬度調變(Pulse Width Modulation,PWM)控制訊號，以對應地導通，對應導通之該四個主動開關係用以轉換該直流電壓為該轉換電壓。
6. 如申請專利範圍第5項所述之電源轉換裝置，更包括：一控制單元，用以依據該交流電壓之瞬間值產生該PWM控制訊號。
7. 如申請專利範圍第6項所述之電源轉換裝置，其中該控制單元係依據該交流電壓之相子(phasor)之絕對值與一直流電流命令之乘積，取得一交流電流命令，該交流電流命令係對應至該交流電流之瞬間值； 其中該控制單元另依據該交流電流命令及一增益值之乘積，取得一前饋訊號，其係用以表示一角度，且該增益值係對應至該交流電壓之有效值與該交流電流之有效值之比值；及其中該控制單元更依據該前饋訊號所表示之該角度及一角頻率，產生該PWM控制訊號，該角頻率係對應至該注入轉換電路之共振頻率。
8. 如申請專利範圍第7項所述之電源轉換裝置，其中該控制單元更依據該直流電壓之位準，來調整該前饋訊號所表示之該角度。
9. 如申請專利範圍第7項所述之電源轉換裝置，其中該控制單元更依據該交流電流命令所表示之值與該交流電流之瞬時值之絕對值之差值，取得一電流差值；其中該控制單元更利用比例積分(Proportional-Integral,PI)的方式，轉換該電流差值為一回授訊號，其係用以表示另一角度；及其中該控制單元係依據該前饋訊號及該回授訊號所表示之兩角度之和、及該角頻率，產生該PWM控制訊號。
10. 如申請專利範圍第1項所述之電源轉換裝置，其中該注入轉換電路包括：兩電感器，係為串聯；以及一電容器，其一端係耦接至該兩電感器之串聯連接點；其中，串聯之該兩電感器之一端與該電容器之另一端 係用以接收該轉換電壓，串聯之該兩電感器之另一端與該電容器之該另一端係耦接至該電感性電路，以作為提供該高頻電流之兩端。
11. 如申請專利範圍第1項所述之電源轉換裝置，其中該電感性電路包括一變壓器，該變壓器包括：一個一次側線圈，用以接收該高頻電流；以及兩個二次側線圈，用以分別產生該兩感應電流。
12. 如申請專利範圍第11項所述之電源轉換裝置，其中該一次側線圈與該兩個二次側線圈之其一之匝數比，係實質上相等於該一次側線圈與該兩個二次側線圈之另一之匝數比。
13. 如申請專利範圍第1項所述之電源轉換裝置，其中該全波整流電路包括四個被動開關，該四個被動開關之其二係為串聯，該四個被動開關之另二係為串聯，該四個被動開關之該其二與該另二之兩串聯連接點係耦接至該電感性電路，用以接收該兩感應電流，該四個被動開關之該其二與該另二係為並聯，且該四個被動開關之該其二與該另二之兩並聯連接點係耦接至該反流電路，以作為提供全波整流後之該兩感應電流之兩端。
14. 如申請專利範圍第1項所述之電源轉換裝置，其中該反流電路包括：兩個主動開關，係受控於一輸出控制訊號以交替地導通；其中，交替導通之該兩主動開關係分別用以傳送全波 整流後之該兩感應電流，以使該反流電路輸出該輸出電流。
15. 如申請專利範圍第14項所述之電源轉換裝置，更包括：一控制單元，用以依據該交流電壓之瞬間值產生該輸出控制訊號。
16. 如申請專利範圍第15項所述之電源轉換裝置，其中該控制單元係依據該交流電壓之瞬間值之極性，以產生該輸出控制訊號；其中當該交流電壓之瞬間值之極性為正極性時，該輸出控制訊號具有一第一位準，以使該兩主動開關之其一導通，而當該交流電壓之瞬間值之極性為負極性時，該輸出控制訊號具有一第二位準，以使該兩主動開關之另一導通。
17. 如申請專利範圍第14項所述之電源轉換裝置，其中該兩主動開關係為串聯，串聯之該兩主動開關之兩端係耦接至該全波整流電路，以作為接收全波整流後之該兩個感應電流之兩端，該兩主動開關之串聯連接點係耦接至該濾波電路，以作為提供該輸出電流之一端。
18. 如申請專利範圍第1項所述之電源轉換裝置，該濾波電路包括一電容器，該電容器之操作頻率係實質上相同於該交流電壓之頻率。
19. 一種控制方法，適用於一電源轉換裝置中，該電源轉載裝置係依據一脈波寬度調變(Pulse Width Modulation,PWM)控制訊號及一輸出控制訊號，來將一直流電壓轉換為對應至一交流電壓之一交流電流，該方法用以產生該PWM控制訊號及該輸出控制訊號，該方法包括：依據該交流電壓之相子之絕對值及一直流電流命令之乘積，取得一交流電流命令，該交流電流命令係對應至該交流電流之瞬間值；依據該交流電流命令及一增益值之乘積，取得一前饋訊號，其係用以表示一角度，且該增益值係對應至該交流電壓之有效值與該交流電流之有效值之比值；依據該前饋訊號所表示之該角度及一角頻率，產生該PWM控制訊號，該角頻率係對應至該電源轉換裝置之共振頻率；以及依據該交流電壓之瞬間值產生該輸出控制訊號。
20. 如申請專利範圍第19項所述之控制方法，其中該交流電流之基頻(fundamental frequency)波之頻率與相位係實質上相等於該交流電壓之頻率與相位。
21. 如申請專利範圍第19項所述之控制方法，更包括：依據該直流電壓之位準，來調整該前饋訊號所表示之該角度，藉以調整該PWM控制訊號。
22. 如申請專利範圍第19項所述之控制方法，更包括：依據該交流電流命令所表示之值與該交流電流之瞬時值之絕對值之差值，取得一電流差值；以及 利用比例積分(Proportional-Integral,PI)的方式，轉換該電流差值為一回授訊號，其係用以表示另一角度；其中產生該PWM控制訊號之步驟包括：依據該前饋訊號及該回授訊號所表示之兩角度之和、及該角頻率，產生該PWM控制訊號。
23. 如申請專利範圍第19項所述之控制方法，其中產生該輸出控制訊號之步驟更包括：依據該交流電壓之瞬間值之極性，以產生該輸出控制訊號；其中當該交流電壓之瞬間值之極性為正極性時，該輸出控制訊號具有一第一位準，以使兩主動開關之其一導通，而當該交流電壓之瞬間值之極性為負極性時，該輸出控制訊號具有一第二位準，以使該兩主動開關之另一導通。
24. 一種電源轉換裝置，係依據一交流電壓，來將一直流電壓轉換為對應至該交流電壓之一交流電流，該電源轉換裝置包括：一控制單元，用以依據該交流電壓之瞬間值產生一脈波寬度調變(Pulse Width Modulation,PWM)控制訊號及一輸出控制訊號；一電源轉換單元，用以轉換該直流電壓為一高頻電流，該高頻電流具有對應至該交流電壓之波形之兩包絡線(envelop)，該電源轉換單元包括：一直流轉交流轉換電路，包括具有四個主動開 關之一全橋式反流器，該四個主動開關係受控於該PWM控制訊號，以對應地導通，對應導通之該四個主動開關係用以轉換該直流電壓為一轉換電壓，該轉換電壓之振幅係實質上相等於該直流電壓之位準，且該轉換電壓之責任週期(duty cycle)係對應至該交流電壓之瞬間值之絕對值；及一注入(immitance)轉換電路，用以藉由共振的方式，轉換該轉換電壓為該高頻電流；以及一輸出單元，包括：一電感性電路，用以依據該高頻電流產生兩感應電流，該兩感應電流之其一之相位係相同於該高頻電流之相位，該兩感應電流之另一之相位係相反於該高頻電流之相位；一全波整流電路，用以對該兩感應電流進行全波整流；一反流電路，包括另兩個主動開關，該另兩個主動開關係受控於該輸出控制訊號，以交替地(alternatively)導通，交替導通之該另兩個主動開關係分別用以傳送全波整流後之該兩感應電流，以使該反流電路輸出一輸出電流；及一濾波電路，用以過濾該輸出電流，以產生該交流電流。