CN101911464A - 电力变换器的控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种电力变换器的控制装置。在具备由多个半导体开关元件构成的逆变器部的电力变换器的控制装置中，抑制电压指令与逆变器输出电压之间的误差，并且对电压指令高速地进行响应。具备：生成电压指令信号(52、53)的电压指令产生部(51)；以及根据电压指令信号(52、53)，计算并输出使逆变器输出电压的平均值与电压指令信号一致那样的同步PWM方式的开关样式的开关样式计算部(54)。

Description

电力变换器的控制装置

技术领域

本发明涉及由多个半导体开关元件构成的电力变换器的控制装置，特别涉及取得针对使用脉冲宽度调制(以下称为“PWM”)来控制的PWM逆变器的电压指令与开关样式之间的同步的同步PWM控制。

背景技术

在同步PWM控制中，计算用于控制PWM逆变器的开关样式(switching pattern)。此处，作为计算开关样式的方式，作为代表性的方式例如可以举出使三角波等载波与电压指令的相位角同步的方式(以下称为“载波比较方式”)、直接参照电压指令的相位的方式(以下称为“相位参照方式”)等。在这些方式中，载波比较方式具有可以简易地构成控制系统，且对电压指令的响应性优良这样的特征，相对于此，相位参照方式具有可以高效地抑制包含在逆变器输出电压中的高次谐波分量这样的特征。另外，关于载波比较方式，目前存在许多技术文献。另外，关于相位参照方式，作为代表性的技术文献有下述非专利文献1、2以及专利文献1等。

但是，在进行同步PWM控制时，在大多数情况下，可以掌握开关样式的大致的形状。其意味着在同步PWM控制中，可以预先掌握逆变器输出电压的形状。所以在同步PWM控制中，可以预先得到针对电压指令一周期量的逆变器输出电压波形得到期望的特性这样的切换相位。

另外，在非专利文献1、2中，公开了可以实现逆变器输出电压中包含的高次谐波分量的抑制、以及任意的基波分量的指定的切换相位的设定方法。另外，在专利文献1中，公开了使逆变器输出电压波形中包含的基波分量与电压指令一致这样的切换相位的设定方法。

专利文献1：日本特开平6-253546号公报

非专利文献1：IEEE Transactions On Industry Applications(1973，Vol.IA-9，No.3)、Generalized Techniques of HarmonicElimination and Voltage Control in Thyristor Inverters PartI-Harmonic Elimination

非专利文献2：IEEE Transactions On Industry Applications(1974，Vol，10，No.5)、Generalized Techniques of HarmonicElimination and Voltage Control in Thyristor InvertersPartII-Voltage Control Techniques

发明内容

以上，虽然简单地说明了代表性的同步PWM控制方式即载波比较方式以及相位参照方式的特征，但在这些控制方式中，存在如下所述的技术性的课题。

首先，在载波比较方式中，在关注逆变器输出电压的基波分量中的振幅与相位的情况下，存在如下问题：虽然在相位方面与电压指令的相位一致，但关于振幅，在与电压指令之间产生比较大的误差。另外，对于该误差的问题，担心如下那样的影响。

(1)例如在应用V/f控制等开环控制方式来控制负载即电动机的情况下，由于逆变器电压输出的过度或不足而使电动机扭矩精度降低。

(2)例如在进行负载即电动机的电流控制的情况下，电流控制增益等价地变动。

(3)在进行用电压指令来代替逆变器输出电压的控制的情况下，例如电压限制处理等受到影响，从而电流控制系统变得不稳定。

因此，在载波比较方式中，采用对电压指令进行增益补偿等的对策。

相对于此，在上述非专利文献1、2以及专利文献1等所示的相位参照方式中，存在相对电压指令的响应性降低这样的问题。例如在进行负载即电动机的电流控制的情况下，电压指令细致地变动，以流过规定的电流。另一方面，在非专利文献1、2以及专利文献1等的相位参照方式中，用于得到期望的特性的开关样式的切换相位是使用傅立叶解析等而计算的。因此，控制系统中的开关样式的切换相位一般是用相对电压指令振幅的函数或者表来表示。另一方面，伴随电压指令的变动，上述切换相位也细致地变动，无法再现设定成能够得到期望的特性的切换相位，需要进行与切换相位相关的优先控制。但是，如果进行使预先设定的切换相位优先的控制，则相对电压指令振幅变化的切换相位的反映受到在电压指令一周期或者半周期中被限制为一次这样的制约，所以产生相对电压指令的响应性降低这样的问题。

综上所述，在载波比较方式中，存在如下问题：虽然比较快地追踪电压指令的变化，但在电压指令与逆变器输出电压的基波分量之间产生比较大的误差。另一方面，在相位参照方式中，存在如下问题：特别在通过使用傅立叶解析设定的切换相位得到期望的特性时，相对电压指令的响应性降低。

本发明是鉴于上述而完成的，其目的在于提供一种电力变换器的控制装置，即使在应用了相位参照方式的情况下，也可以抑制电压指令与逆变器输出电压之间的误差，并且可以对电压指令高速地进行响应。

为了解决上述课题，并达成目的，本发明提供一种电力变换器的控制装置，应用于具备由多个半导体开关元件构成的逆变器部的电力变换器中，使用脉冲宽度调制来控制该逆变器部的半导体开关元件，该电力变换器的控制装置的特征在于，具备：

电压指令信号产生部，生成电压指令信号；以及

开关样式计算部，根据上述电压指令信号，计算用于控制上述逆变器部的半导体开关元件的开关样式，

上述开关样式计算部进行同步PWM方式的开关样式计算，输出使从上述逆变器部输出的输出电压的平均值即输出电压平均值与上述电压指令信号一致那样的开关样式。

根据本发明的电力变换器的控制装置，开关样式计算部进行同步PWM方式的开关样式计算，输出使逆变器输出电压的平均值与电压指令一致那样的开关样式，所以具有如下效果：即使在应用了相位参照方式的情况下，也可以抑制电压指令与逆变器输出电压之间的误差，并且可以对电压指令高速地进行响应。

附图说明

图1是示出本发明的实施方式1的电力变换器的基本结构的图。

图2是示出本发明的实施方式1的电力变换器的控制装置的功能结构的框图。

图3是示出输入到开关样式计算部的电压指令矢量以及由开关样式计算部处理的各信号在dq坐标系中的关系的图。

图4是用于说明实施方式1的控制装置的动作的图。

图5是按照相位定时分类了由实施方式1的控制装置控制的逆变器部的开关动作的图表。

图6是用于说明实施方式2的控制装置的动作的图。

图7是将图6所示的区间A～G放大示出的图。

图8是按照相位定时分类了同步5脉冲模式下的开关动作的图表。

图9是用于说明实施方式4的控制装置的动作的图。

(标号说明)

10：电力变换器；21：直流电源部；22：逆变器部；221：半导体开关元件(U相P侧)；222：半导体开关元件(V相P侧)；223：半导体开关元件(W相P侧)；224：半导体开关元件(U相N侧)；225：半导体开关元件(V相N侧)；226：半导体开关元件(W相N侧)；23：负载；50：控制部；51：电压指令产生部；52：电压指令信号(2轴正交旋转坐标上的d轴)；53：电压指令信号(2轴正交旋转坐标上的q轴)；54：开关样式计算部；541：相位计算部；542：相位信号(dq坐标系上)；544：电压指令相位信号(U相)；546：电压指令向量长度(NORM)信号；548：被采样保持的电压指令向量长度信号；543：加法部；545：向量长度计算部；547：采样保持(S/H)部；549：切换相位计算部；55：坐标变换用相位信号；550：切换相位信号；551：相位比较部；56：开关样式信号。

具体实施方式

以下参照附图，对本发明的电力变换器的控制装置的实施方式进行详细说明。另外，本发明不限于以下所示的实施方式。

实施方式1

图1是示出本发明的实施方式1的电力变换器的基本结构的图。如该图所示，具备直流电源部21、逆变器部22以及使用PWM对逆变器部22的半导体开关元件221～226进行控制的控制部50，构成与负载23连接的电力变换器10。直流电源部21对逆变器部22供给直流电力。另外，逆变器部22具备：P侧的半导体开关元件即半导体开关元件221～223；以及N侧的半导体开关元件即半导体开关元件224～226，并且P侧的半导体开关元件即半导体开关元件221与N侧的半导体开关元件即半导体开关元件224构成串联连接的串联电路，该串联电路的两端与直流电源部21的正负电源端子连接。另外，对于半导体开关元件222与半导体开关元件225、以及半导体开关元件223与半导体开关元件226的关系也相同，各个串联电路的两端与直流电源部21的正负电源端子连接。另外，在图1中，作为一个例子而示出2电平(level)/3相(phase)逆变器的结构，但不限于该结构，也可以是2电平/3相逆变器以外的电力变换器。

图2是示出本发明的实施方式1的电力变换器的控制装置的功能结构的框图，是将图1所示的控制部50的结构具体化而示出的图。在图2中，控制部50具备电压指令产生部51以及开关样式计算部54。其中，开关样式计算部54具备相位计算部541、加法部543、向量长度计算部545、采样保持部(以下记载为“S/H部“)547、切换相位计算部549、以及相位比较部551。

接下来，参照图2以及图3对实施方式1的控制装置的动作进行说明。另外，图3是示出输入到开关样式计算部54的电压指令矢量以及由开关样式计算部54处理的各信号在2轴正交旋转坐标系(以下记载为“dq坐标系“)中的关系的图。

在图2中，电压指令产生部51将dq坐标系中的电压指令信号52、53输出到开关样式计算部54。另外，电压指令信号52是d轴方向的电压指令分量，电压指令信号53是q轴方向的电压指令分量。输入的电压指令信号52、53被输入到相位计算部541，计算相位信号542。另外，相位计算部541是实施反正切计算的功能部，由相位计算部541计算的相位信号542与所输入的电压指令信号52、53存在图3所示的关系。

此处，如果将电压指令信号52设为Vd＊，将电压指令信号53设为Vq＊，将相位信号542设为θv，则有下式的关系。另外，相位计算部541既可以直接计算该式，也可以参照预先制作的表来求出相位信号542。

[式1]

$\mathrm{\θv}=\arctan \left(\frac{\mathrm{Vq}*}{\mathrm{Vd}*}\right)\·\·\·(1-1)$

通过加法部543对相位信号542与坐标变换用相位信号55进行加法计算，得到2相静止坐标系(以下记载为“αβ坐标系”)上的电压指令相位信号544。另外，加法部543不仅进行加法处理，而且还进行使加法计算后的相位信号折合进在0～2π范围内的处理。向量长度计算部545根据电压指令信号52、53计算电压指令向量长度信号546。另外，图3还示出了电压指令向量长度信号546与其他信号的关系。

此处，如果将电压指令向量长度信号546设为Vn＊，则有下式的关系。另外，对于电压指令向量长度信号546，也可以与相位信号542同样地，使用直接计算、表参照中的某一种方法。

[式2]

$\mathrm{Vn}*=\sqrt{{(\mathrm{Vd}*)}^2+{(\mathrm{Vq}*)}^2}\·\·\·(1-2)$

在由S/H部547对通过向量长度计算部545得到的电压指令向量长度信号546进行采样保持后，输入到切换相位计算部549。切换相位计算部549计算切换相位信号550。相位比较部551参照电压指令相位信号544与切换相位信号550输出开关样式信号56。另外，该开关样式信号56被输出到逆变器部22。即，按照开关样式信号56，控制逆变器部22的各半导体开关元件。

另外，在图2中，用多个箭头示出了切换相位信号550与开关样式信号56，其对应于针对逆变器部22的各半导体开关元件的控制信号。即，切换相位信号550以及开关样式信号56的输出数根据电力变换器的相数、电平数等种类而变化。

接下来，对切换相位计算部549的动作进行详细说明。另外，此处，根据电压指令向量长度信号546计算切换相位信号550，但作为开关样式计算中的评价指标，导入从逆变器部22输出的输出电压的平均值(以下简称为“输出电压平均值”)这样的指标。通过设为该输出电压平均值与电压指令一致的开关样式，可以实现输出电压的高精度化。

另外，对于输出电压平均值与电压指令，优选设为dq坐标系中的值。其原因为，由于dq坐标系是旋转坐标，所以在考虑输出电压平均值时，可以考虑伴随时间的行进的相位变化。通过该控制，与αβ坐标系中的平均值进行比较的情况下的误差被抑制，作为控制的结果，可以抑制逆变器输出电压的相位延迟。

另外，通过将输出电压平均值设为dq坐标系的电压指令矢量方向的分量，可以简化开关样式计算。相反，在不设为电压指令矢量方向分量的情况下，需要考虑d轴分量、q轴分量中的各自的平均值。但是，由于还有时在开关样式计算中无法同时满足两者，所以此时需要设定两者的优先级的作业。另一方面，通过使用电压指令矢量方向分量，可以省略这种计算。另外，在同步PWM控制中，与αβ坐标系的电压指令相位同步地输出了开关样式，所以优选以αβ坐标系的相位为基准进行输出电压平均值的计算。

接下来，使用图4以及图5，对切换相位计算部549以及相位比较部551的动作进行说明。此处，图4是用于说明实施方式1的控制装置的动作的图，图5是按照相位定时将由实施方式1的控制装置控制的逆变器部的开关动作分类的图表。另外，此处，为便于说明，以2电平/3相的逆变器为一个例子，对以同步3脉冲模式控制该逆变器的情况进行说明。

在图4中，在该图(a)中，将横轴设为时间，将纵轴设为U相电压指令的相位(U相电压指令相位)。另外，在该图(b)～(d)中，分别将横轴设为时间，将纵轴设为各相的P侧开关样式与此时的各逆变器输出电压。另外，如该图(a)所示，时间与U相电压指令的关系处于比例关系，所以可以将该图(b)～(d)的各图视为相对U相电压指令相位的关系。

另外，图4(c)以及图4(d)是在dq坐标系上观测了逆变器的输出电压的波形。其中，图4(c)是电压指令矢量方向的分量(以下称为“电压指令矢量方向分量”)的波形，图4(d)是与电压指令矢量方向正交的方向的分量(以下称为“电压指令矢量正交方向分量”)的波形。另外，虽然在图4中省略了图示，但可以通过相对图4(a)的相位的余弦计算来得到U相的电压指令波形。

在以同步3脉冲模式控制2电平/3相逆变器的情况下，如图4所示，相对电压指令相位一周期，产生18次的开关。另外，如果关注图4(b)，则可以分类成相位定时根据电压指令的大小而变化的开关组(以下记载为“i组”)、和相位定时不变化的开关组(以下记载为“ii组”)。此处，为便于说明，如果对开关动作点(以下简称为“动作点”)给予(1)至(18)的编号(参照图4(b)以及图5)，并且关注ii组的动作点与其中间点，则可以分割成图4(b)所示那样的由区间A～L构成的12个区间。

在这些区间中，开始或者结束成为ii组的动作点，在区间内必定包括一处的i组的动作点。因此，这些区间成为可以控制输出电压平均值的最小区间。其原因为，在如上述定义的各区间中，ii组的动作点是决定各区间的开始或者结束的固定点，相对于此，i组的动作点成为在各区间内可变的动作点。

此处，如图4(b)所示，作为决定区间A中的开关的定时的参数而导入Δθ。如果使用该Δθ，则各开关的相位定时取如图5所示那样的值。另外，这些各值相当于从切换相位计算部549输出的切换相位信号550(参照图2)。

即，控制区间A中的开关的定时(相位：Δθ)，以在这些各区间内，使图4(c)所示的逆变器输出的电压指令矢量方向分量与电压指令一致。例如，可以在从动作点(2)开始的区间、即区间B中，通过Δθ的操作，实现动作点(3)处的定时控制。

另外，在区间B中，在动作点(3)之前，UVW各相的开关成为“ON(导通)”、“ON”、“OFF(断开)”。此时，如果负载平衡，则用下式来表示逆变器各相的输出电压。其中，Vdc是直流电源部21的输出电压。

[式3]

$\mathrm{Vu}=\frac{1}{3}\mathrm{Vdc}\·\·\·(1-3)$

[式4]

$\mathrm{Vv}=\frac{1}{3}\mathrm{Vdc}\·\·\·(1-4)$

[式5]

$\mathrm{Vw}=-\frac{2}{3}\mathrm{Vdc}\·\·\·(1-5)$

如果将该值变换为αβ坐标系上的值，则用下式来表现。

[式6]

$\mathrm{V\α}=\frac{1}{2}\sqrt{\frac{2}{3}}\mathrm{Vdc}\·\·\·(1-6)$

[式7]

$\mathrm{V\β}=\frac{1}{\sqrt{2}}\mathrm{Vdc}\·\·\·(1-7)$

对其进行坐标变换，变换为旋转坐标上的值。此处，如果使用图4(a)所示的U相电压指令的相位，则可以分离成电压指令矢量方向分量(以下记载为“dv轴”)与电压指令矢量正交方向分量(以下记载为“qv轴”)。另外，对于dv轴以及qv轴，图3示出其详细。

如果将图4(a)的U相电压指令相位设为θvu，用下式来表现各电压。另外，θvu相当于从加法部543输出的电压指令相位信号544(参照图2)。

[式8]

$\mathrm{Vdv}=\sqrt{\frac{2}{3}}\mathrm{Vdc}\·\sin (\mathrm{\θvu}+\frac{\mathrm{\π}}{6})\·\·\·(1-8)$

[式9]

$\mathrm{Vqv}=\sqrt{\frac{2}{3}}\mathrm{Vdc}\·\cos (\mathrm{\θvu}+\frac{\mathrm{\π}}{6})\·\·\·(1-9)$

为了计算dv轴上的平均电压，在各区间中进行积分，将其结果除以相位。另外，进行控制，以使该dv轴平均值与电压指令向量长度Vn＊一致。

例如在区间B中，进行控制，以使下式成立。另外，在该式中，考虑了在动作点(3)之后的相位中，电压是零。

[式10]

$\mathrm{Vn}*=\frac{\mathrm{\π}}{6}{\∫}_{\mathrm{\π}/6}^{\mathrm{\π}/3-\mathrm{\Δ}0}\{\sqrt{\frac{2}{3}}\mathrm{Vdc}\·\sin (\mathrm{\θvu}+\frac{\mathrm{\π}}{6})\}\mathrm{d\θ}\·\·\·(1-10)$

如果求解上式(1-10)，则Δθ成为下式。另外，对于该Δθ，既可以每次计算，也可以作为相对电压指令向量长度Vn＊的表而准备。

[式11]

$\mathrm{\Δ\θ}={\sin }^{-1}(\frac{1}{2}-\sqrt{\frac{3}{2}}\·\frac{\mathrm{Vn}*}{\mathrm{Vdc}}\·\frac{\mathrm{\π}}{6})\·\·\·(1-11)$

在上式(1-11)中，说明了区间B，但对于其他区间也是同样的。另外，对于其他区间的波形，由于与区间B的波形相同、或者成为左右对称等的差异，所以可以使用式(1-11)、或者与其等同的式来计算Δθ。

另外，虽然说明的顺序相反，但切换相位计算部549根据电压指令向量长度信号548(Vn＊)按照式(1-11)求出Δθ，输出图5所示那样的切换相位信号550。另外，相位比较部551如图4(a)、(b)以及图5所示，参照切换相位信号550以及电压指令相位信号544，计算对各相赋予的开关样式信号56。

另外，在图2所示的控制装置的结构中，S/H部547并不一定是必要的结构部。例如在如电压指令产生部51进行电流控制的情况那样电压指令细致地变动的情况下，引起被称为抖振(chattering)的现象，有可能产生多次开关动作。该S/H部547用于有效地防止这样的抖振，可以对电力变换器的稳定动作起到贡献。

另外，虽然是S/H部547中的采样保持的定时，但例如在设为计算图4所示的输出电压平均值的区间的边界的情况下，取得了与逆变器输出电压的更新的相符，从而是方便的。另外，也可以在该定时以外，与负载、电压指令产生部51中的控制方式对应地，进行适合的设定。例如，如果进行比上述定时更细致的采样保持，则浪费时间被抑制，响应性提高。

如以上说明，根据本实施方式的电力变换器的控制装置，计算并输出使输出电压平均值与电压指令一致那样的开关样式，所以即使在同步PWM控制应用时，电压指令与逆变器输出电压之间的误差也被抑制，从而可以得到精度良好的电压。

另外，根据本实施方式的电力变换器的控制装置，使用dq坐标系上的值来进行了用作开关样式运算中的评价指标的输出电压平均值的计算，所以可以抑制输出电压的相位延迟。

另外，根据本实施方式的电力变换器的控制装置，作为输出电压平均值，使用了电压指令矢量方向的分量，所以可以简化开关样式的计算。

进而，根据本实施方式的电力变换器的控制装置，作为输出电压平均值，使用了将电压指令的相位分割成多个的区间中的平均值，所以可以使对电压指令的响应高速化。

这样，根据实施方式1的电力变换器的控制装置，具有以往的同步PWM控制系统中无法实现的可以同时高效地实现电压指令精度与响应性的效果。

实施方式2

在实施方式1中，将以同步3脉冲模式控制2电平/3相逆变器的情况作为一个例子而进行了说明，但对于以其他脉冲模式控制的情况，也可以通过与实施方式1同样的方针来执行开关样式的计算。

图6(a)是与图4(a)同样地示出了U相电压指令相位的图。另一方面，图6(b)～(d)分别示出以同步5脉冲模式控制2电平/3相逆变器的情况下的、各相中的P侧开关样式与此时的各逆变器输出电压。如这些图所示，在同步5脉冲模式下，相对电压指令一周期，产生30次开关动作，电压指令相位被24分割。此处，为便于说明，对各动作点提供(1)至(30)的编号，并且对各个区间赋予A至X的记号。

接下来，参照图7以及图8，对实施方式2的控制装置的动作进行说明。此处，图7是将图6所示的区间A～G放大示出的图，图8是按照相位定时分类了同步5脉冲模式下的开关动作的图表。另外，此处的动作说明是关注区间C以及区间D而进行的。

在图7中，在区间C以及区间D中，电压指令矢量方向分量中的逆变器输出电压波形与实施方式1的同步3脉冲模式(参照图4)的情况不同。如从图7(b)与图4(b)的比较可知，在实施方式2的同步5脉冲模式下，决定定时时Δθ需要Δθ1、Δθ2这两个种类。如果使用这些Δθ1、Δθ2，则各开关的相位定时取图8所示那样的值，并且这些各值对应于从切换相位计算部549输出的切换相位信号55θ(参照图2)。

另外，在区间C以及区间D中，在动作点(4)之后，并且动作点(5)之前，UVW各相的P侧开关状态成为“ON”、“ON”、“ON”。此时、由于UVW各相的N侧开关状态成为“OFF”、“OFF”、“OFF”，所以成为零电压区间。相反，在该零电压区间以外，UVW各相的P侧开关状态是“ON”、“ON”、“OFF”，与在实施方式1中说明的区间B相同。因此，可以在dv轴方向、qv轴方向的各自中，用上式(1-8)以及式(1-9)来表现除了零电压区间的逆变器输出电压波形。因此，在区间C中，为了使dv轴方向的平均值与电压指令向量长度Vn＊一致，进行考虑了零电压区间的下式的计算即可。

[式12]

$\mathrm{Vn}*=\frac{12}{\mathrm{\π}}{\∫}_{\mathrm{\π}/6}^{\mathrm{\π}/4-\mathrm{\Δ\θ}1}\{\sqrt{\frac{2}{3}}\mathrm{Vdc}\·\sin (\mathrm{\θvu}+\frac{\mathrm{\π}}{6})\}\mathrm{d\θ}\·\·\·(2-1)$

同样地，在区间D中，为了使dv轴方向的平均值与电压指令向量长度Vn＊一致，进行考虑了零电压区间的下式的计算即可。

[式13]

$\mathrm{Vn}*=\frac{12}{\mathrm{\π}}{\∫}_{\mathrm{\π}/4+\mathrm{\Δ\θ}2}^{\mathrm{\π}/3}\{\sqrt{\frac{2}{3}}\mathrm{Vdc}\·\sin (\mathrm{\θvu}+\frac{\mathrm{\π}}{6})\}\mathrm{d\θ}\·\·\·(2-2)$

如果求解上式(2-1)以及式(2-2)，则Δθ1以及Δθ2分别成为下式。另外，与实施方式1同样地，对于这些Δθ1、Δθ2，既可以每次计算，也可以作为针对电压指令向量长度Vn＊的表而准备。

[式14]

$\mathrm{\Δ\θ}1=\frac{5}{12}\mathrm{\π}-{\cos }^{-1}(\frac{1}{2}-\frac{\mathrm{\π}}{12}\sqrt{\frac{3}{2}}\·\frac{\mathrm{Vn}*}{\mathrm{Vdc}})\·\·\·(2-3)$

[式15]

$\mathrm{\Δ\θ}2=-\frac{5}{12}\mathrm{\π}+{\cos }^{-1}(\frac{\mathrm{\π}}{12}\sqrt{\frac{3}{2}}\·\frac{\mathrm{Vn}*}{\mathrm{Vdc}})\·\·\·(2-4)$

在上述式(2-3)以及式(2-4)中，说明了区间C以及区间D，但对于其他区间也同样。具体而言，通过在图8所示的切换相位进行图6(b)所示那样的开关控制，可以使输出电压平均值与电压指令一致。

另外，虽然是计算输出电压平均值的区间，但在实施方式1中说明的2电平/3相逆变器中，如果将同步脉冲数设为n，则成为对电压指令相位进行了“6n-6”分割的区间。即，由于同步脉冲数的增加而使半导体开关元件的开关次数增加，表示除了输出电压的振幅/相位以外可操作的量(自由度)。在上述非专利文献1、2中，将自由度用于高次谐波降低。在本实施方式中，将该自由度用于逆变器输出电压的更新次数的增加的方面与非专利文献1、2较大地不同。

实施方式3

在上述实施方式1中，作为一个例子，示出了在以同步3脉冲模式控制2电平/3相逆变器的情况下，对计算输出电压平均值的电压指令相位区间进行12分割的实施方式。另外，在上述实施方式2中，作为一个例子，示出了在以同步5脉冲模式控制2电平/3相逆变器的情况下，对计算输出电压平均值的电压指令相位区间进行24分割的实施方式。另一方面，在实施方式3中，示出将这些分割数设定成一半的实施方式、即通过将邻接的2个区间设定成新的1个区间来削减区间数并缩短计算时间和处理时间的实施方式。

此处，作为将邻接的2个区间设定成新的1个区间的考虑方法，进行满足如下的2个条件的区间设定即可：(1)qv轴上的逆变器输出电压是零；以及(2)在将该输出电压成为零的点设为区间的边界点时邻接区间彼此的波形成为点对称。例如，在参照图4所示的实施例来说明时，在区间B与区间C的边界点处，如图4(d)所示，满足上述2个条件。因此，将区间A以及区间B设定成1个区间，并且将区间C以及区间D设定成1个区间。这样，在电压指令相位一周期中的电压相位区间，“A、B”“C、D”“E、F”“G、H”“I、J”“K、L”成为新的区间，在这些各区间中，可以使用同一Δθ。

另外，在进行上述那样的控制的情况下，由于输出电压平均值的更新次数降低，所以响应性能降低，但另一方面，可以将输出电压平均值中的电压指令矢量正交分量(qv轴分量)的平均值设为0，所以可以提高输出电压的精度。对于该点，可以如下所述进行说明。

与上述同样地，将针对电力变换器以同步3脉冲模式控制2电平/3相逆变器的情况作为一个例子。例如，在图4(b)中，在将区间A与区间B合起来的区间AB中，进行qv轴的电压计算。另外，计算步骤与实施方式1示出的步骤相同，所以省略其详细的说明。此处，在动作点(2)之前的区间(原来的区间A)中，可以用下式(3-1)来表示。但是，该式是动作点(1)以后的相位中的值，在动作点(1)以前的相位中，qv轴电压成为0。另外，在动作点(2)之后的区间(原来的区间B)中，可以用下式(3-2)来表示。在该情况下，在动作点(3)以后的相位中，qv轴电压成为零。

[式16]

$\mathrm{Vqv}=-\sqrt{\frac{3}{2}}\mathrm{Vdc}\·\sin \left(\mathrm{\θvu}\right)\·\·\·(3-1)$

[式17]

$\mathrm{Vqv}=-\sqrt{\frac{3}{2}}\mathrm{Vdc}\·\cos (\mathrm{\θvu}+\frac{\mathrm{\π}}{6})\·\·\·(3-2)$

接下来，根据上式(3-1)以及式(3-2)，计算平均值。如果考虑零电压区间，则qv轴方向的输出电压平均值(Vqv_AV)在区间A中成为式(3-3)，在区间B中成为式(3-4)。

[式18]

$\mathrm{Vqv}\_\mathrm{AV}=\frac{6}{\mathrm{\π}}{\∫}_{\mathrm{\Δ\θ}}^{\mathrm{\π}/6}\{-\sqrt{\frac{2}{3}}\mathrm{Vdc}\·\sin \left(\mathrm{\θvu}\right)\}d0=\frac{6}{\mathrm{\π}}\sqrt{\frac{2}{3}}\·\mathrm{Vdc}\·(\frac{\sqrt{3}}{2}-\cos \left(\mathrm{\Δ\θ}\right))\·\·\·(3-3)$

[式19]

$\mathrm{Vqv}\_\mathrm{AV}=\frac{6}{\mathrm{\π}}{\∫}_{\mathrm{\π}/6}^{\mathrm{\π}/3-\mathrm{\Δ}0}\{\sqrt{\frac{3}{2}}\mathrm{Vdc}\·\cos (\mathrm{\θvu}+\frac{\mathrm{\π}}{6})\}\mathrm{d\θ}=\frac{6}{\mathrm{\π}}\sqrt{\frac{2}{3}}\·\mathrm{Vdc}\·(\cos \left(\mathrm{\Δ\θ}\right)-\frac{\sqrt{3}}{2})\·\·\·(3-4)$

如上所述，区间A、区间B中的qv轴方向的逆变器输出电压平均值除了其极性以外相同。因此，如果两式的Δθ相同，则区间AB中的逆变器输出电压平均值成为零。

如以上说明，根据本实施方式的电力变换器的控制装置，通过变更输出电压平均值的区间，可以将输出电压平均值中的电压指令矢量正交分量(qv轴分量)的平均值设为0，所以可以提高电力变换器的输出电压的精度。

实施方式4

在实施方式1～3中说明的同步PWM控制中，作为一个例子，示出了例如同步3脉冲模式、或者同步5脉冲模式这样的同一脉冲模式下的实施方式，但在本实施方式中，示出组合了不同的脉冲模式、即同步脉冲数不同的脉冲模式的实施方式，具体而言，基于如下考虑方法：各相的开关状态在同步脉冲模式的切换前后不变化，并且如果是实施方式1～3中说明的计算电压平均值的区间的边界点，则即使自由地进行切换也不会出现恶劣影响。

图9是用于说明实施方式4的控制装置的动作的图。此处，图9(b)示出图4所示的同步3脉冲模式下的各相开关样式，图9(c)示出图6所示的同步5脉冲模式下的各相开关样式。另外，在这些图中，附加了用于区分同步3脉冲模式的区间与同步5脉冲模式的区间的指标“3”、“5”。

在图9中，区间A3与区间B3之间的边界点是实施方式1～3中说明的计算电压平均值的区间的边界点(ii组的动作点)，并且在该边界点前后各相的开关状态不在各脉冲模式之间变化。因此，可以将该边界点用作两脉冲模式的切换定时。同样地，也可以将“区间C3与区间D3”、“区间E3与区间F3”、“区间G3与区间H3”、“区间I3与区间J3”、以及“区间K3与区间L3”的各边界点用作切换定时。即在电压指令一周期中，存在多个可切换的定时。因此，例如在将电力变换器设为2电平/3相逆变器，使用同步3脉冲模式以及同步5脉冲模式进行控制的情况下，可以在图9的虚线部所示的任意的边界点处，适合地进行这些脉冲模式之间的切换。

另外，在进行组合同步脉冲数不同的脉冲模式的控制，且在电压指令一周期中存在多个切换定时的情况下，存在如下那样的优点。

例如，通过以适当的比例连续使用同步脉冲数不同的脉冲模式，可以实现等价地变更了同步脉冲数的脉冲模式动作。更具体而言，例如在以1∶1的比例使用了同步3脉冲模式与同步5脉冲模式的情况下，可以根据每单位时间的开关次数的观点来等价地实现4脉冲模式。在该情况下，通过针对每个上述区间交替使用同步3脉冲模式与同步5脉冲模式，与针对每个电压指令相位一周期进行切换相比，可以提高再现精度。

此处，同步脉冲模式的使用比例也可以不是上述所示的1∶1的比率，可以应用任意的比率。在同步3脉冲模式与5脉冲模式的情况下，在电压指令相位一周期中存在6个可以选择的区间(参照图9)。当前，如果关注同步3脉冲模式的使用次数，则可以选择0次～6次这7种比率。另外，关于两脉冲模式的选择样式，例如，既可以是最初选择2次同步3脉冲模式，接下来选择1次同步5脉冲模式，并将其反复这样的固定的样式，也可以是在保持所设定的使用比例的情况下，随机地选择。

另外，在“背景技术”中说明的载波比较方式、相位参照方式中，针对电压指令相位每一周期进行同步脉冲模式的切换成为原则。在这些方式中，虽然并不是不可以在电压指令相位一周期中进行多次的同步脉冲模式的切换，但再现精度显著降低，并且有可能在同步脉冲模式的切换时输出电压的变化变大，或有可能产生不需要的开关，所以难以说是优选的控制方法。

另外，作为其他优点，例如，在为了提高逆变器的电压精度，临时切换成同步脉冲数高的脉冲模式的情况下，无需待机到经过电压指令相位的一周期量，可以实现浪费时间的抑制。

另一方面，在比较长的时间范围中切换同步脉冲模式的情况下，如果进行控制，以使切换前后的两脉冲模式的使用比例逐渐变化，则还可以实现高速地进行平滑的切换这样的动作。

如以上说明，根据本实施方式的电力变换器的控制装置，在组合使用不同的同步脉冲数的脉冲模式时，由于可以在电压指令一周期中具有多个可切换的定时，所以可以组合多个同步脉冲模式高精度地执行其他脉冲模式，并且还可以抑制同步脉冲模式的切换本身的浪费时间。

另外，在上述实施方式1～4中，说明了以同步3脉冲模式控制2电平/3相逆变器的情况、或者以同步5脉冲模式控制2电平/3相逆变器的情况下的开关样式运算，但还可以应用于3电平逆变器这样的多电平逆变器、3相以外的多相逆变器、以及具有更多的同步脉冲数的逆变器。即，对于上述实施方式的电力变换器的控制装置，如果是使用同步PWM控制对负载供给交流电压的电力变换器，则可以应用于任意的种类的结构。

产业上的可利用性

如上所述，本发明的电力变换器的控制装置作为可以抑制电压指令与逆变器输出电压之间的误差，并且对电压指令高速地进行响应的发明是有用的。

Claims (6)

1.一种电力变换器的控制装置，应用于具备由多个半导体开关元件构成的逆变器部的电力变换器中，使用脉冲宽度调制来控制该逆变器部的半导体开关元件，该电力变换器的控制装置的特征在于，具备：

电压指令信号产生部，生成电压指令信号；以及

开关样式计算部，根据上述电压指令信号，计算用于控制上述逆变器部的半导体开关元件的开关样式，

其中，上述开关样式计算部进行同步PWM方式的开关样式计算，输出使从上述逆变器部输出的输出电压的平均值即输出电压平均值与上述电压指令信号一致的开关样式。

2.根据权利要求1所述的电力变换器的控制装置，其特征在于，作为上述电压指令信号以及上述输出电压平均值，使用2轴正交旋转坐标系上的值。

3.根据权利要求2所述的电力变换器的控制装置，其特征在于，作为上述输出电压平均值，使用将上述电压指令信号的静止坐标系上的相位分割成x个的区间中的平均值，其中，x是自然数。

4.根据权利要求2或3所述的电力变换器的控制装置，其特征在于，作为上述输出电压平均值，使用2轴正交旋转坐标上的电压指令信号矢量方向的分量。

5.根据权利要求1～4中的任意一项所述的电力变换器的控制装置，其特征在于，上述开关样式计算部在进行同步PWM方式的开关样式计算时，从多个同步脉冲数中选择至少一个以上的同步脉冲数，切换该选择的同步脉冲数而进行计算。

6.根据权利要求5所述的电力变换器的控制装置，其特征在于，上述开关样式计算部在静止坐标系上的上述电压指令信号的相位区间中，具有至少一个的切换同步脉冲数的定时。

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