JPH1042569A - パルス幅変調変換器の出力制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】電力変換器を用いた出力電流、あるいは出力電
圧の制御システムで、出力検出値に多量のリプル成分が
存在する場合、従来のようにフィルタ等の遅れ要素を増
やすことなく、制御応答を高速化できる制御装置を提供
する。 【解決手段】出力検出値をサンプリングして操作量を演
算する際、検出値に含まれるリプル成分の周期性を考慮
し、サンプル値に含まれるリプル成分をキャンセルする
ように、周期性期間の移動平均を取るサンプル値補償器
を用いる。あるいは、リプル波形の対称性を考慮し、過
去のサンプル値を用いてリプル成分を打ち消し合う演算
を補償器内で行う。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、パルス幅変調制御
により制御されるインバータ，コンバータ等の電力変換
器を用いたシステムの出力電流、あるいは出力電圧制御
装置を対象にしており、特に大容量電力変換器システム
の高応答化に関する。

【０００２】

【従来の技術】電力変換器の出力電流を制御する場合、
電流制御装置は、近年ではマイクロプロセッサ（以下、
マイコンと略）が用いられている。マイコン内部では、
出力電流指令を発生させる指令値発生器の出力と、実際
に負荷に流れている電流の検出値とをマイコン内に読み
込み、両者の偏差に基づいて電圧指令を演算し、その電
圧指令値に基づいて電力変換器の出力電圧を制御するこ
とで、電流制御を行っている。

【０００３】マイコンを用いて制御演算を行う場合、制
御演算に数百μｓの処理時間を要するため、離散値系の
演算処理になる。すなわち、ある特定周期毎にサンプル
信号を発生させ、このサンプル信号を制御演算処理の割
り込み信号としてマイコンに入力し、演算処理が行われ
る。

【０００４】サンプル信号の発生と同時に、電流の検出
値（電流センサの出力）をサンプリングし、その値をＡ
Ｄ変換（アナログ−ディジタル変換）し、マイコン内部
に取り込む。マイコンでは、電流指令値を読み込み、電
流検出値との偏差を演算し、ＰＩ補償（比例積分補償）
等により電圧指令値の演算を行う。電圧指令値は、パル
ス幅変調変調器へ出力され、パルス幅変調パルスへと変
換される。電力変換器は、このパルス幅変調パルスに従
って、スイッチングを行い、電動機等の負荷に電流を流
し込む。

【０００５】パルス幅変調変調とは、ある特定の微小期
間毎に、電圧指令の大きさをパルスの幅に変換するもの
であり、最も一般的な方式として三角波比較法が挙げら
れる。これは、電圧指令値と三角波キャリアを比較し、
パルス幅変調パルスを発生するものであり、この三角波
キャリアの周波数ｆｃが、スイッチング周波数に相当す
る。ところで、大容量の電力変換器においては、スイッ
チング素子は、ＧＴＯが用いられているため、キャリア
周波数ｆｃは、数百Ｈｚ程度が限界である。このため、
出力電流にはスイッチングに伴って発生する電流リプル
が多量に含まれる。

【０００６】この電流リプル成分が、電流制御系の応答
に悪影響を及ぼす場合がある。制御系の設定応答が低い
場合には、これらの影響は少ないが、限界まで応答を上
げようとすると、電流リプル成分の影響が無視できなく
なり、設定値通りの高応答が得られなくなる。

【０００７】応答が劣化する原因は、以下の理由によ
る。

【０００８】例として、電流指令をステップ状に増加し
た場合を考える。電流指令値が増加することにより、電
流指令と電流検出値との偏差が大きくなり、この結果、
操作量である電圧指令が増加して、電流を増加させる。
電流指令値と電流検出値の偏差がなくなったところで、
操作量（電圧指令）は一定値となり、定常状態になる。

【０００９】しかし、電流検出値に電流リプルが含まれ
る場合、電流指令がステップ状に増加したとすると、電
流値は、電流リプルを含むため、平均的な値よりも大き
な値が読み込まれる（電流リプルがプラス側に作用した
場合）。この結果、両者の偏差はリプルのない場合に比
べて少なくなり、操作量（電圧指令）の増加は少なくな
る。よって、出力電流の増加が少なく、指令値に到達す
るまでには、電流リプルが一旦低下するのを待たなけれ
ばならない。この遅れが、電流応答遅れの原因となる。

【００１０】図２は、この時の指令値と電流のサンプル
値との関係を示したものである。電流指令値は、破線Ａ
のようにステップ状に変化する。この時、電流リプルが
偶然にも上昇中であるため、電流そのものが破線Ｂのよ
うに応答しているかのように見える。しかし、この電流
の挙動はあくまでも電流リプルによるものであるため、
結果的に、電圧指令が不足し、電流の応答が遅れてしま
う。

【００１１】この問題点は、電流値が増加した原因が、
指令応答によるものなのか、あるいは電流リプルによる
ものなのかを、電流制御装置内部で区別することができ
ない点にある。

【００１２】別な言い方をすれば、スイッチング周波数
が低いため、発生する電流リプルの周波数も低く、この
リプル周波数と、電流制御系の応答周波数が接近してし
まい、両者の分離が不十分であるためにこのような問題
が生じると考えることもできる。

【００１３】電流リプル成分の影響を受けにくくする一
般的な方法は、（１）電流検出値をフィルタにかける、
（２）サンプル周期を長くして、リプル成分を読み込ま
ないようにする、等の対策が考えられるが、いずれにし
ても、制御系内の遅れ要素を増加させることになり、高
応答化には結び付かない。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、検出
値に多量のリプル成分が存在する場合でも、制御系全体
の高応答化を実現できる制御装置を提供することにあ
る。

【００１５】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するに
は、電流検出値をサンプリングして操作量を演算する
際、検出値に含まれるリプル成分が、パルス幅変調パル
ス波の周期に同期して発生するのを考慮し、現時点のサ
ンプル値と、過去のサンプル値とを、所定のパルス幅変
調パルス周期の位相のもの同士で加算し、サンプル値に
含まれるリプル成分をキャンセルするサンプル値補償器
を備えることで達成される。

【００１６】

【発明の実施の形態】図１に電力変換器を用いた電流制
御システムの実施例を示す。

【００１７】図１で、１は電流指令値と電流検出値に基
づいて電力変換器を制御する制御装置、１１は電流検出
値をサンプルするためのサンプル信号、１２は電流検出
値をサンプルするサンプルホールド器、１３はサンプル
信号１１を発生するサンプル信号発生器、１４は電流の
検出値をディジタル量に変換するＡ／Ｄコンバータ、１
５は制御用のマイクロプロセッサ（マイコン）であり、
その内部では電流サンプル値に対して補償を行うサンプ
ル値補償器１５１と、電圧指令を演算する電流制御器１
５２をソフトウェア的に実現している。１６は電流制御
器の出力と三角波キャリアを比較してパルス幅変調パル
スを作成するパルス幅変調制御器、161は電圧指令値と
三角波キャリアを比較する比較器、１６２は三角波キャ
リアを発生させる三角波発生器、１７は三角波キャリア
とサンプル信号発生器を同期させるための同期信号、２
は負荷装置を駆動する電力変換器、３は電動機等の負荷
装置、４は電流を検出する電流検出器、５は電流指令値
を出力する指令値発生器である。

【００１８】図１の基本動作は、従来のものと変わらな
いので、簡単に述べる。指令値発生器５は、負荷装置３
の出力電流指令値を発生する。負荷装置３が電動機であ
る場合、指令値発生器５は、電動機速度を制御する速度
制御器等の上位の制御系に相当し、電動機トルク電流指
令を出力する。

【００１９】制御装置１では、電流指令値と電流検出値
に基づいて、出力電圧指令を演算する。マイコンを用い
たディジタル形の制御装置では、電流を読み込む際に
は、電流値を特定の周期Ｔｓでサンプルして読み込んで
いる。このサンプル周期は、制御装置１の演算処理能力
によって決定されるが、高応答を実現するためにはでき
るだけ短い周期とするのが望ましい。

【００２０】サンプル信号は、サンプル信号発生器１３
で発生し、サンプルホールド器１２へ出力される。サン
プルホールド器１２では、電流検出器４の値をサンプル
し、その値を保持する。電流検出値はＡ／Ｄコンバータ
１４により、アナログ量からディジタル量へと変換され
る。

【００２１】マイコン１５では、Ａ／Ｄ変換が終了した
のを確認し、サンプルされた電流検出値をマイコン内に
読み込む。この後、本発明の特長である電流検出値補償
（後述）を行い、補償後の値を新たな電流検出値とし
て、制御演算に用いる。また、電流検出値を読み込むの
と同時に、上位の制御系である指令値発生器５からの電
流指令値を読み込み、電流検出値との偏差を取り、この
偏差に基づいて電流制御器１５１で電圧指令を演算す
る。電圧指令の演算には、比例積分制御(ＰＩ制御)が用
いられる。

【００２２】電流制御器１５２で得られた電圧指令値
は、パルス幅変調制御装置１６へ出力される。パルス幅
変調制御装置では、電流制御器１５２の出力と、三角波
発生器１６２から出力される三角波キャリアとを比較器
１６１で比較し、パルス幅変調パルスを発生させる。ま
た、三角波キャリアと、サンプル信号は、同期信号１７
により同期が取られている。パルス幅変調制御装置１６
から出力されるパルス幅変調パルスにより、電力変換器
２のスイッチング素子のオン，オフを制御し、負荷装置
に電圧指令に応じた電圧を印加し、電流を制御する。電
力変換器２は、スイッチング素子にＧＴＯを用いた大容
量の変換器であり、スイッチング周波数（三角波キャリ
アの周波数ｆｃ）は、数百Ｈｚとしている。

【００２３】以上が基本動作である。次に、本発明の動
作説明の前に、原理について述べる。前述した電流リプ
ルによる応答低下は、電流サンプル値に含まれるリプル
成分をキャンセルできるなら防止できる。仮に、電流の
サンプル周期をキャリア周期の１／２に選び(Ｔｓ＝
Ｔ_c）、三角波キャリアの頂点（底点）毎にサンプルす
るようにすれば、このタイミングでは出力電流にリプル
成分が含まれないため、電流リプルの影響を防止できる
(例えば、特公平4−47554号公報)。しかし、キャリア周
期２Ｔ_c は、素子のスイッチング周波数ｆｓｗに反比例
するため、ｆｓｗが低いと、２Ｔ_c が長くなり、制御系
のサンプル遅れが増大して、高応答が得られない。そこ
で、本発明は電流リプルの影響を抑制し、且つサンプル
遅れを低減できる制御法を提案する。すなわち、パルス
幅変調インバータ等の電力変換器では、出力電流リプル
はパルス幅変調パルスに起因し、さらにパルス幅変調パ
ルスはキャリアに同期することから、キャリア位相に基
づいて電流リプルの位相を推定することができる。電流
リプルの周期性や対称性を考慮すると、三角波キャリア
の頂点（底点）を中心として、その前後の対称な位相に
おけるリプル値は、大きさはほぼ等しく、互いに逆極性
の関係にあることから、これらの加算平均を取ると、リ
プルを消去でき、リプルを含まない出力電流値を演算で
きる。これを電流制御器にフィードバックすることによ
り、電流リプルの影響を抑制できる。この補償は、一種
の検出値フィルタであるとみなすことができるが、従来
の一次遅れフィルタやノッチフィルタとは異なるもので
あり、高応答を実現できる。

【００２４】次に、本発明の動作について述べる。本発
明の特徴部分は、サンプル補償器１５１である。この動
作を図３を用いて説明する。図は、三角波キャリア，サ
ンプル信号１１，電流波形（検出器４の出力），サンプ
ルホールド器１２の出力波形を示す。キャリア周期の半
周期間Ｔ_c(三角波キャリアの正のピークから負のピー
ク、あるいは負のピークから正のピークまでの期間）を
４分割し、サンプル周期Ｔｓとしている。Ｔ_c 期間で、
電流値はサンプルホールド器１２で、４回サンプルさ
れ、マイコン１５へ読み込まれる。このサンプル値をそ
れぞれ順番にｉ０，ｉ１，ｉ２，ｉ３とする。これらの
電流サンプル値には、周期をＴ_c としたリプル成分が含
まれている。このリプル成分をキャンセルするため、現
在の検出値を含めたＴ_c 期間分（４サンプル分）の過去
の値の平均値（移動平均）を計算する。サンプル値補償
器１５１の出力をＩ_n で表わすと、

【００２５】

【数１】

【００２６】となる。すなわち、数１の演算をサンプル
値補償器１５１の内部で行うことで、電流検出値に含ま
れるリプル成分は削除される。数１をみると明らかなよ
うに、現在の検出値を含め、４サンプル過去までの検出
値を使用するため、これらの値をマイコン１５内部のメ
モリに記憶させておく必要がある。これには、四つの電
流検出値を記憶するメモリを確保しておき、電流値が新
しく検出される度に、これらの値を書き換えていけばよ
い。

【００２７】数１の処理を施すことにより、サンプル値
補償器１５１の出力は、図３の補償器出力のような滑ら
かな波形になる。よって、図２に示したような、リプル
成分の影響による応答低下は生じなくなる。数１で、平
均値を取る期間は、Ｔ_c 期間としているが、これは、電
流に含まれるリプル成分の周期がＴ_c 期間であることに
よる。この値よりも短いと、あまり大きな効果は得られ
ず、長くすると検出遅れが大きくなり、応答の遅れやオ
ーバーシュートの原因となる。このため、リプル成分を
キャンセルし、遅れを最小限にするという意味で、Ｔ_c
周期で平均化するのが最も適している。数１を、時刻ｔ
における検出値ｉ（ｔ）と、その時の補償器出力Ｉ
（ｔ）の関係で、一般化すると、次式となる。

【００２８】

【数２】

【００２９】サンプル周期ＴｓをＴ_c 期間の何分割にし
たとしても、数２に従って補償を行えばよい。

【００３０】サンプル周期Ｔｓと三角波キャリアとは、
信号線１７により、同期が取られている。これは、Ｔ_c
期間毎の平均値を確実に計算するために必要であり、同
期を取らない場合には、若干の電流リプルが残り、応答
の改善が低下する。しかし、Ｔ_c に対してＴｓが十分短
い場合には、同期を取る必要はない。本実施例のよう
に、Ｔ_c＝４Ｔｓ 程度の場合には、同期を取った方が大
きな効果が得られる。

【００３１】三角波発生器１６２と、サンプル信号発生
器１３との同期を取るには、クロック信号を共通化した
上で、三角波発生器１６２のカウンタの設定値を、サン
プル信号発生器１３のカウンタの設定値の４倍にセット
すればよい。これにより、両者は正確に同期が取られ
る。

【００３２】以上のように、本発明による電流制御シス
テムを用いることで、リプル成分の影響を受けずに、高
応答な制御システムが実現できる。

【００３３】以上が、本発明の電流制御装置の最も基本
的な実施例である。

【００３４】次に、図４を用いて、電流制御装置の他の
実施例を説明する。図３の実施例では、Ｔ_c＝４Ｔｓの
場合を例に補償方法を示したが、Ｔ_c≫Ｔｓとなった場
合、平均値を計算するための演算量が多くなり、処理時
間が増加してしまう。そこで、少しでも少ない計算量
で、リプル成分をキャンセルする実施例を次に説明す
る。図４は説明の簡略化のため、図３と同様に、Ｔ_c＝
４Ｔｓ とした例である。三角波キャリアが正、あるい
は負のピークとなる時刻をｔｐとする。ｔｐは、Ｔ_c周
期毎に訪れる。この時刻ｔｐでは、リプル成分がほぼ零
になるという特徴がある（特公平4−47554号公報）。よ
って、ｔｐにおける検出値に対しては、補償をかける必
要はなく、検出値そのままでリプルを削除した値が得ら
れる。よって、

【００３５】

【数３】 Ｉ０＝ｉ０ …（数３） とすれば、ｔｐでは電流リプルは自然と含まれない。

【００３６】ｉ１〜ｉ３については、一つ前のＴ_c 期間
における検出値ｉ１old〜ｉ３oldを用いて、サンプル値
補償を行う。よって、マイコン１５内で、一つ前のＴ_c
期間の電流検出値をメモリに記憶させておく必要があ
る。ｉ０old の値は記憶しておく必要がないので、一つ
前のＴ_c 期間の、３つの値（ｉ１old〜ｉ３old）を、メ
モリに記憶させればよい。

【００３７】図４のｉ１と、ｉ３old を見ると、両者に
含まれるリプル成分は、同程度の大きさで逆符号のリプ
ルであることがわかる。つまり、ｉ１とｉ３old の平均
を取ることで、リプル成分をキャンセルすることができ
る。同様に、ｉ２とｉ２old、ｉ３とｉ１old がそれぞ
れリプル成分をキャンセルし合う。よって、ｎ＝０以外
では、

【００３８】

【数４】 Ｉ_n＝｛ｉｎ＋ｉ（４−ｎ）old｝／２ …（数４） となる。数１に比べ、演算量は少なくて済むことがわか
る。また、現在の検出時刻をｔとして、時刻ｔにおける
検出値ｉ（ｔ）と、補償値Ｉ（ｔ）の関係を一般式で表
わすと、次式となる。

【００３９】

【数５】 Ｉ（ｔ）＝｛ｉ（ｔ）＋ｉ（ｔ−２ｔｋ）｝／２ …（数５） ここで、ｔｋ＝ｔ−ｔｐ 上式のように、現時刻ｔに対して、時刻ｔｐを中心とし
た対称的な時間にある検出値を利用することで、サンプ
ル値補償が可能であり、Ｔ_c／Ｔｓ が大きくなってもこ
の関係は変わらない。この結果、少ない演算回数で、リ
プル成分をキャンセルすることができるようになる。

【００４０】次に、サンプル値補償方法をさらに簡略化
した実施例を説明する。サンプル値補償の演算量を少な
くし、さらに、記憶しておく電流検出値の数を極力減ら
すサンプル値補償方法を示す。数５で、

【００４１】

【数６】 Ｉ（ｔ）＝｛ｉ（ｔ）＋ｉ（ｔ−Ｔ_c／２）｝／２ …（数６） とする。すなわち、現在の検出値ｉ(ｔ)と、Ｔ_c／２ 過
去の検出値との平均値をもって、サンプル値補償の出力
とするものである。電流リプルは、Ｔ_c の周期で発生し
ているため、Ｔ_c／２ だけ過去の検出値は、電流リプル
の位相を１８０°反転させた値に相当する。よって、電
流リプルをキャンセルすることが可能となる。電流リプ
ルは、毎周期等しい量を発生する訳ではないので、前述
した実施例ほどの効果は得られないが、極めて簡単な演
算により、電流リプルを低減することができる。

【００４２】Ｔ_c＝４Ｔｓ の場合、電流検出値は２サン
プルだけ過去の値をメモリ上に記憶させておけばよい。

【００４３】以上が、本発明の特徴であるサンプル値補
償器の動作の説明である。尚、本実施例では、三角波キ
ャリアを用いたパルス幅変調制御方式に対するサンプル
値補償として説明したが、他のパルス幅変調制御方式
(例えば、空間ベクトル法など)でも、パルス幅変調制御
を行う周期（Ｔ_c に相当する周期）がわかれば、どのよ
うなパルス幅変調制御方式であっても、本発明によるサ
ンプル値補償は適用可能である。

【００４４】また、電力変換器２の主回路構成は、２レ
ベルインバータ，３レベルインバータ等、様々なタイプ
のものが考えられるが、パルス幅変調制御を行うもので
あれば、どのようなタイプのものでも適用可能である。

【００４５】次に、本発明を電動機駆動システムに応用
した実施例を示す。

【００４６】図５は交流電動機３Ａの速度制御を目的と
した電動機駆動システムであり、電流制御装置１，交流
電動機３Ａを駆動するインバータ２Ａ，電動機電流ｉを
検出する電流検出器４，交流電動機の回転速度を検出す
る速度検出器６，速度指令ωｒ^* と速度検出値ωｒを受
けて電流指令値ｉ^* を演算する速度制御器５Ａからな
る。

【００４７】速度制御器５Ａは、ωｒ^* とωｒに基づい
て電流指令ｉ^* を出力する。電流制御装置１では、ｉ^*
と電流検出器４からの電動機電流検出値ｉの偏差に基づ
いて、前述のようにパルス幅変調パルスを発し、インバ
ータ２Ｂを制御し、交流電動機３Ａを速度制御する。

【００４８】この速度制御システムは、ＡＣサーボ，圧
延機駆動用のインバータシステム，エレベータ，電車，
電気自動車等、交流電動機を使用するあらゆる装置に適
用が可能である。

【００４９】ここで、電流制御装置１には、上述した実
施形態の制御装置を適用することから、本発明によれ
ば、低いキャリア周波数であっても高応答のシステムが
実現でき、特に、大容量の電力を扱うシステムで有効で
ある。また、小容量の電力を扱うシステムでも、キャリ
ア周波数の低減化が可能であるため、スイッチング損失
を減少させることができ、システムの高効率化，小型化
が可能となる。

【００５０】図６は本発明を順変換システム（コンバー
タ）に適用した他の実施形態を示す。この順変換器シス
テムは、電流制御装置１（本発明の図１に示す制御装置
１に相当），交流を直流に変換するコンバータ２Ｂ，電
源系統３１，ＡＣリアクトル等のフィルタ３２，平滑用
のコンデンサ３３，直流電圧の検出器３４，コンバータ
の直流側に接続される負荷装置３Ｂ，負荷を制御する負
荷制御器３５，電源側の電流を検出する電流検出器４，
直流電圧指令と力率指令ならびに電源位相，負荷電流，
直流電圧値に基づいてコンバータ２Ｂの交流電圧指令を
決定する順変換器制御器５Ｂ，直流電圧と電源力率の指
令を発生する直流電圧・力率指令発生器３６からなる。

【００５１】コンバータ２Ｂの交流電流指令を得るため
に、直流電圧・力率指令発生器３６から直流電圧と力率
１の指令を順変換器制御器５Ｂに入力すると、順変換器
制御器５Ｂでは電源位相，負荷電流，直流電圧に基づい
てコンバータ２Ｂの交流電流指令を決定する。交流電流
指令は、負荷電流値に直流電圧指令と直流電圧Ｅｄとの
偏差分を加算し、同時に電源力率が１.０ になるよう
に、電源位相に応じて交流電流指令の位相を決めること
によって得られる。電流制御装置１では順変換器制御器
５Ｂの交流電流指令と電流検出器４の電流検出値の偏差
に応じてパルス幅変調パルスを発し、コンバータ２Ｂを
駆動し、直流電圧を制御する。

【００５２】コンバータ２Ｂは、負荷装置３Ｂが必要と
する電力を遅れなく供給する必要があるため、コンバー
タ２Ｂの電流指令応答は、負荷装置３Ｂの持つ応答速度
に同等か、もしくはそれ以上の高応答が達成できなけれ
ばならない。負荷装置３Ｂに比べて、コンバータ２Ｂの
応答が遅いと、その不足した電力を平滑コンデンサ３３
の電荷で補うことになるため、コンデンサの容量を大き
くしなければならない。これに対して、コンバータ２Ｂ
の応答が速いほど、平滑コンデンサ３３の容量を低減す
ることができることになる。

【００５３】電流制御装置１には、本発明の前述した実
施形態の制御装置１を適用することから、本実施形態で
は、高応答のシステムが実現でき、コンデンサ容量の低
減と装置の小型化が可能になる。

【００５４】これまでの説明では、出力電流制御装置の
実施例を示したが、本発明は出力電圧制御にも適用でき
る。すなわち、出力電圧検出値にもキャリア周期に同期
したリプル成分が含まれるので、電圧検出値に対しても
前述と同様の補償を行うことにより、出力電圧に電圧リ
プルが多量に含まれる場合でも、出力電圧制御の高応答
化が可能になる。

【００５５】

【発明の効果】本発明の制御装置を用いることで、検出
波形に多量のリプルが含まれる制御システムでも、リプ
ルの影響を受けない高応答システムが実現できる。これ
によって、スイッチング周波数の低い大容量の電力変換
システムでも高応答化が可能になる。また、電力変換器
のスイッチング周波数とは無関係にサンプル周期（演算
周期）を短くすることが可能であるため、負荷短絡等の
異常時でも、素早い対応が可能であり、過電流を最小限
に抑えることができる。

【００５６】以上、本発明による出力制御装置を用いた
システムでは、スイッチング周波数が低い場合でも、高
応答が確保できるので、装置の高効率化，小型化，大容
量化が可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例の電流制御装置のブロック
図。

【図２】従来方式による指令値変化時の検出値のサンプ
リング波形図。

【図３】本発明による指令値と検出値のサンプリングの
タイミングと、サンプルホールド器の出力波形図。

【図４】本発明による指令値と検出値のサンプリングの
タイミングと、サンプルホールド器の出力波形図。

【図５】本発明の一実施例の交流電動機の駆動システム
のブロック図。

【図６】本発明の一実施例の順変換器システムのブロッ
ク図。

【符号の説明】

１…制御装置、２…電力変換器、３…負荷装置、４…検
出器、５…指令値発生器、１１…サンプル信号、１２…
サンプルホールド器１、１３…サンプル信号発生器、１
４…Ａ／Ｄコンバータ、１５…マイクロプロセッサ、１
６…パルス幅変調制御器、１７…同期信号、１５１…サ
ンプル値補償器、１５２…電流制御器、１６１…比較
器、１６２…三角波発生器。

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】パルス幅変調電力変換器と、前記パルス幅
   変調電力変換器の負荷装置と、前記パルス幅変調電力変
   換器の出力を検出する出力検出器と、前記出力検出値を
   サンプル信号によりサンプルホールドするサンプルホー
   ルド器と、前記サンプル信号を発生するサンプル信号発
   生器と、前記パルス幅変調電力変換器の指令値を発生す
   る指令発生器と、前記サンプルホールド器の出力と前記
   指令値の差に基づいて、前記負荷装置の操作量を演算す
   る制御器と、前記操作量に基づいて、ある特定の微小期
   間毎に、パルスの立ち上がり時間、あるいは立ち下がり
   時間の少なくとも一方を決定し、パルス幅変調パルス波
   を発生するパルス幅変調制御器と、前記パルス幅変調パ
   ルス波をもって前記パルス幅変調電力変換器を制御する
   パルス幅変調変換器の出力制御装置において、 前記サンプルホールド器の出力のサンプル値に対して、
   前記パルス幅変調パルス波の周期に同期して、現時点の
   サンプル値と、過去のサンプル値を前記パルス幅変調パ
   ルス周期の所定の位相のもの同士で加算し、サンプル値
   に含まれるリプル成分をキャンセルするサンプル値補償
   器を備えることを特徴とするパルス幅変調変換器の出力
   制御装置。
2. 【請求項２】パルス幅変調電力変換器と、前記パルス幅
   変調電力変換器の負荷装置と、前記パルス幅変調電力変
   換器の出力を検出する出力検出器と、前記出力検出値を
   サンプル信号によりサンプルホールドするサンプルホー
   ルド器と、前記サンプル信号を発生するサンプル信号発
   生器と、前記パルス幅変調電力変換器の指令値を発生す
   る指令発生器と、前記サンプルホールド器の出力と前記
   指令値の差に基づいて、前記負荷装置へ出力する操作量
   を演算する制御器と、前記操作量と三角波キャリアとを
   比較してパルス幅変調パルス波を発生するパルス幅変調
   制御器と、前記パルス幅変調パルス波をもって前記パル
   ス幅変調電力変換器を駆動するパルス幅変調変換器の出
   力制御装置において、 前記サンプルホールド器出力のサンプル値に対して、前
   記三角波キャリアに同期して、現時点のサンプル値と、
   過去のサンプル値を前記三角波キャリアの所定の位相の
   もの同士で加算し、サンプル値に含まれるリプル成分を
   キャンセルするサンプル値補償器を備えることを特徴と
   するパルス幅変調変換器の出力制御装置。
3. 【請求項３】請求項１または２において、前記サンプル
   値補償器内で、前記パルス幅変調パルス波の周期の半周
   期、あるいは前記三角波キャリアの半周期を移動平均期
   間として、移動平均値を演算し、この値をもって前記サ
   ンプル値補償器の出力とするパルス幅変調変換器の出力
   制御装置。
4. 【請求項４】請求項１において、前記サンプル値補償器
   内で、前記パルス幅変調パルス波の周期の特定時刻にお
   ける前記サンプル値に対しては、そのままの値を前記サ
   ンプル値補償器の出力とし、それ以外の前記サンプル値
   に対しては、前記サンプル値補償器により補償を行うパ
   ルス幅変調変換器の出力制御装置。
5. 【請求項５】請求項２において、前記サンプル値補償器
   内において、前記三角波キャリアが正、ならびに負のピ
   ークになる特定時刻における前記サンプル値に対して
   は、そのままの値を前記サンプル値補償器の出力とし、
   それ以外の前記サンプル値に対しては、前記サンプル値
   補償器により補償を行うパルス幅変調変換器の出力制御
   装置。
6. 【請求項６】請求項４または５において、検出時刻ｔに
   おける前記サンプル値ｉ（ｔ）に対する前記サンプル値
   補償器の補償方法として、ｔに対して最も近い過去の特
   定時刻ｔｐを中心に、時間的対称点にある過去のサンプ
   ル値ｉ（ｔ−２ｔｋ）（ただし、ｔｋ＝ｔ−ｔｐ）との
   平均値（＝｛ｉ（ｔ）＋ｉ（ｔ−２ｔｋ）｝／２）をも
   って、時刻ｔにおける前記サンプル値補償器の出力とす
   るパルス幅変調変換器の出力制御装置。
7. 【請求項７】請求項１または２において、前記サンプル
   値補償器内で、現時点のサンプル値ｉ（ｔ）と、前記パ
   ルス幅変調パルス波の周期の１／４周期、あるいは前記
   三角波キャリア周期の１／４周期だけ過去に遡った時点
   のサンプル値ｉ（ｔ−Ｔ_c／２）との平均値(＝｛ｉ
   （ｔ）＋ｉ（ｔ−Ｔ_c／２）｝／２）を演算し、この値
   をもって前記サンプル値補償器の出力とするパルス幅変
   調変換器の出力制御装置。
8. 【請求項８】電動機と、前記電動機を駆動するための電
   力変換器と、前記電力変換器を制御するためのパルス幅
   変調制御器と、前記パルス幅変調制御器に操作量を与え
   る制御器からなる電動機駆動装置において、 請求項１，２，３，４，５，６または７の前記出力制御
   装置を使用する電動機ドライブ装置。
9. 【請求項９】交流電源を入力し、前記交流電源を直流電
   源に変換する電力変換器と、前記電力変換器の入力電流
   を制御する制御器と、前記制御器の出力する操作量に基
   づいて前記電力変換器を制御するパルス幅変調制御器を
   備えた順変換装置において、 請求項１，２，３，４，５，６または７に記載したいず
   れかの出力制御装置を使用する順変換装置。