JPH0145319B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、サーボモータの速度制御装置におい
てサーボモータの低速回転時に実速度を高精度に
検出するためのサーボモータの速度検出装置に関
し、特にサーボモータの低速回転時に演算回路の
負荷を増加させずに速度検出しうるサーボモータ
の速度検出装置に関する。

直流モータや交流モータを速度制御するには、
モータの実速度を検出して、指令速度と比較して
モータを制御する必要がある。第１図は、一般的
なサーボ制御回路のブロツク図であり、サーボモ
ータ１の回転軸に直結されたロータリエンコーダ
（位置検出器）２からサーボモータ１の所定回転
量毎に発生する位置検出パルスPPと、外部から
指令される位置指令パルスPCMDとの差（位置
誤差）が演算回路３でとられ、エラーレジスタ４
にセツトされる。エラーレジスタ４の内容は、デ
ジタルアナログ変換器５でアナログ電圧に変換さ
れ速度指令電圧として速度制御回路７に入力され
る。一方、位置検出パルスPPから速度検出回路
６によつて実速度が検出され、速度制御回路７へ
入力され、速度制御回路７は速度指令電圧と実速
度の速度誤差に基いて電流制御回路８がサーボモ
ータ１を速度制御する。

この様なサーボ制御回路の内、速度制御ルー
プ、電流制御ループの回路、即ち演算回路３から
電流制御回路８までの回路の動作をマイクロプロ
セツサによつて行なうものが開発されている。マ
イクロプロセツサはデジタル演算を行なうことか
ら、デジタル的に速度検出を行なう必要がある。

第２図は従来のデジタル的速度検出回路構成図
であり、第３図はその動作説明図である。図中、
６ａはカウンタであり、サンプリング周期Ｔの間
に入力される位置検出パルスPPを計数し、サン
プリングパルスSPによつてその計数値がリセツ
トされるもの、６ｂはレジスタであり、サンプリ
ングパルスSPによつてカウンタ６ａの計数値が
セツトされるもの、９はマイクロプロセツサであ
り、前述の演算回路３と同様位置誤差を演算して
速度指令VCMを算出し、又レジスタ６ｂからの
計数値により実速度TSCを得て、速度指令VCM
と実速度TSCの差である速度誤差を出力するも
のである。

第３図を用いて第２図従来構成の動作を説明す
ると、カウンタ６ａは一定周期毎に発生されるサ
ンプリングパルスSPによつてリセツトされるか
ら各サンプリング周期の時間Ｔの間に入力される
位置検出パルスの数を計数していることになり、
この位置検出パルスの数はレジスタ６ｂにセツト
される。マイクロコンピユータ９は各サンプリン
グパルスSP毎にレジスタ６ｂの計数値を読取り、
これにより実速度TSCを得て、速度誤差ERを演
算し出力する。

しかしながら係る従来の速度検出方式では、次
の様な欠点が生じていた。

第一に、低速回転時、特に位置検出パルスPP
の間隔がサンプリング周期より大きい場合には、
１サンプリング周期内に１つの位置検出パルスも
入力しないから、速度検出がサンプリング周期毎
に不可能となる。

第二に、高速回転時には、サンプリング周期の
間に入力された位置検出パルスPPの数を計数し
ても、これはサンプリング周期の間の平均速度で
あつて、サンプリングパルス発生時の瞬時速度で
はない。このため、マイクロプロセツサによる速
度制御の応答特性が劣化し、高応答性を達成でき
ない。

このため、本発明者は既に係る欠点を除去した
速度検出方式を出願している。

係る提案では、サンプリング周期内に位置検出
パルスPPが１つも入力しない低速回転時には、
位置検出パルスから速度検出を行なうことができ
ないため、サーボモータの物理的特性に基く微分
方程式から誘導された状態推移方程式を用いて、
サーボモータの電機子電流、電機子電圧からサン
プリング時の瞬時速度を推定する。

一方、高速回転時には、サンプリング時の直前
に入力された位置検出パルスPPの周期を計数し、
その逆数からサンプリング時の瞬時速度を求め
る。

更に、中速回転時には、低速回転時の速度推定
法で求めた瞬時速度の推定値を高速回転時の速度
検出法で求めた瞬時速度によつて修正する。

これにより、マイクロプロセツサはサンプリン
グ時の瞬時速度が低速から高速まで得られる。

一方、サーボモータの速度制御装置をマイクロ
プロセツサにより構成する場合には、マイクロプ
ロセツサが、指令速度とサーボモータの実速度と
の差速度から電流指令を演算する速度ループ演算
と、電流指令とサーボモータの電機子電流との差
に基づき、サーボモータの電流駆動回路への指令
を演算する電流ループ演算とを少なくとも実行す
る必要がある。サーボモータの動作特性を望まし
いものとするには、速度ループに比べて電流ルー
プの応答特性が早いことが要求されるが、電流ル
ープに要求されるサンプリング周期で速度ループ
の演算を実行すると、マイクロプロセツサの負荷
が過重となることから、第４図に示す様に電流ル
ープ演算と速度ループ演算とを分けて制御し、そ
れぞれのサンプリング周期を異ならせることによ
りマイクロプロセツサの負荷を軽減し、要求され
る電流ループの応答特性を満足する方式が既に提
案されている。即ち、第４図のマイクロプロセツ
サの動作をブロツク的に示した図の速度制御ルー
プにおいてサーボモータ１の実回転速度ｖを検出
し、指令速度VCMDとの差を演算器OPC１で求
め、得られた差速度を速度ループ演算回路VLC
で電流指令I_Sに変換後、次に電流制御ループにお
いてサーボモータ１に流れる実電流ｉとの差を演
算器OPC２で求め、この差電流を電流ループ演
算回路CLCで演算し、電力増幅してサーボモー
タ１に与える様に構成されている。そして動作周
期は電流ループの周期T₁を速度ループの周期T₂
よりも小さくし、例えばT₂＝nT₁、電流ループの
応答を早くする様にしている。

この様なマイクロプロセツサの動作による速度
制御装置に前述の既提案の低速回転時の速度検出
方式を用いると、電流ループにおける電機子電流
及び電圧指令を利用していることから、電流ルー
プにおける周期T₁で速度推定演算を行なう必要
がある。しかしながら、速度ループは周期T₂で
動作しているから速度推定値は周期T₂で必要で
あり、それ以外の間必要としないから、周期T₁
で演算しても無駄となり、かえつてマイクロプロ
セツサの処理時間を余分に必要とするという欠点
を生じる。

従つて、本発明の目的は、速度ループ演算と電
流ループ演算とを周期を変えて実行する速度制御
装置において、サーボモータの低速回転時に電流
ループの出力を用いて速度ループの演算周期で速
度推定演算することのできるサーボモータの速度
検出装置を提供するにある。

以下、本発明を一実施例により詳細に説明す
る。

先づ既提案の低速回転時における速度推定方式
を第５図により説明する。

第５図は既提案による低速回転時の速度検出原
理説明図であり、サーボモータ１の特性を伝達関
数によつて示したブロツク図である。図中、ｕは
電機子電圧指令、ｉは電機子実電流、ｖは実速
度、T_Lは負荷トルク、K_eはサーボモータの逆起
電力定数、K_tはサーボモータのトルク定数、R_a
は電機子直流抵抗、L_aは電機子インダクタンス、
Ｊはモータと負荷のイナーシヤである。HDはホ
ールド回路、Ｔはサンプリング周期である。

第５図からサーボモータの物理的特性に基づく
微分方程式を求めると、 となり、これをマトリクス表記に直すと、 となり、簡単に表記すると マイクロプロセツサで処理するため、離散値形
式に変換すると、 ｖ（ｋ＋１） ｉ（ｋ＋１）＝1P×ｖ（ｋ） ｉ（ｋ）＋Qu（ｔ） ＋1RT_L（ｔ） …(4) 但し、 1P＝φ₁₁ φ₁₂ φ₂₁ φ₂₂， Ｑ＝h₁ h₂，1R＝d₁ D₁ と表わせば、(4)式を展開して、 ｖ（ｋ＋１）＝φ₁₁v(k)＋φ₁₂i(k)＋h₁u(k)＋d₁T_L
(k) ｖ（ｋ＋１）＝φ₁₁v(k)＋φ₁₂i(k)＋h₁u(k)＋d₁T_L
(k) ｉ（ｋ＋１）＝φ₂₁v(k)＋φ₂₂i(k)＋h₂u(k)＋d₂T_L(k)
…(5) を得る。

(5)式から負荷トルクT_L(k)を消去して変形する
と、 ｖ(k)＝（φ₁−φ₂₁×d₁／d₂）・ｖ（ｋ−１）＋（φ
₁₂−φ₂₂×d₁／d₂）・ｉ（ｋ−１） ＋（h₁−h₂×d₁／d₂・ｕ（ｋ−１）＋d₁／d₂・ｉ
(k)…(6) となる。

(6)式を見ると、電機子電流検出値ｉ（ｋ−１），
ｉ(k)、電機子電圧指令値ｕ（ｋ−１）を用いてモ
ータの実速度ｖの推定値が検出出来ることにな
る。

しかし、第(6)式によつて速度推定を行なうに
は、電機子電流検出値ｉ(k)、電機子電圧指令値ｕ
(k)は電流ループにおける出力であるから、電流ル
ープの演算周期毎に発生し、これに伴ない速度推
定演算を行なう必要が生じる。このため速度ルー
プの演算も電流ループの周期に合わせる必要があ
り、マイクロプロセツサの負荷が増大する。

このため、本発明では、速度ループの演算周期
で速度推定演算を行なえる様に改良されている。

第６図は本発明による速度ループと電流ループ
との演算周期の関係を示す図である。

ここで電流ループ演算のサンプリング周期T₁
をＴとし、速度ループ演算のサンプリング周期
T₂を4Tとすると、（ｋ＋４）時点の状態推定式
は、第(4)式を変形して、次の様になる。

ｖ（ｋ＋４） ｉ（ｋ＋４）＝Ｐ（4T）ｖ（ｋ） ｉ（ｋ＋４）＝Ｐ（4T）ｖ（ｋ） ｉ（ｋ）Ｑ（Ｔ）ｕ（ｋ＋３）＋Ｐ（Ｔ）Ｑ（Ｔ）ｕ（
ｋ＋２） ＋Ｐ（2T）Ｑ（Ｔ）ｕ（ｋ＋１）＋Ｐ（3T）Ｑ（Ｔ
）ｕ(k) ＋〔Ｒ（Ｔ）＋Ｐ（Ｔ）Ｒ（Ｔ）＋Ｐ（2T）Ｒ（
Ｔ）＋Ｐ（3T）Ｒ（Ｔ）〕T_L(k)…(7) 但し、T_L（ｋ＋３）＝T_L（ｋ＋２）＝T_L（ｋ＋１）
＝T_L(k)とし、期間4Tの間負荷トルクT_Lの変動が
ないものとする。

前述の第(5)式への展開と同様にしてT_L(k)を消
去すると、 ｖ（ｋ＋４）＝｛φ₁₁（4T）−φ₂₁（4T）×Δ₁／Δ₂
｝・ｖ(k)＋｛φ₁₂（4T）−φ₂₂（4T）×Δ₁／Δ₂｝ ・ｉ(k)＋Δ₁／Δ₂・ｉ（ｋ＋４）＋｛φ₁₁−φ₂₁
×Δ₁／Δ₂｝・ｕ（ｋ＋３）＋｛φ₁₂−φ₂₂×Δ₁／Δ₂
｝ ・ｕ（ｋ＋２）＋｛φ₁₃−φ₂₃×Δ₁／Δ₂｝・ｕ
（ｋ＋１）＋｛φ₁₄−φ₂₄×Δ₁／Δ₂｝・ｕ(k)…(8) 但し、Δ₁，Δ₂，φ₁₁〜φ₂₄は行列Ｐ，Ｑ，Ｒの
要素から決まる係数である。

第(8)式をみると、ｋ時点の推定速度ｖ(k)、電機
子電流値ｉ(k)，（ｋ＋４）時点の電機子電流値ｉ
（ｋ＋４），ｋ，（ｋ＋１），（ｋ＋２），（ｋ＋３）
時点の電機子電圧指令値ｕ(k)，ｕ（ｋ＋１），ｕ
（ｋ＋２），ｕ（ｋ＋３）によつて（ｋ＋４）時点
の推定速度ｖ（ｋ＋４）を求めることができる。

即ち、推定速度は速度ループの演算周期である
4T毎の演算によつて求めることができる。

次に本発明を実現するための構成について説明
する。

第７図は本発明の一実施例回路図であり、１つ
のマイクロコンピユータで速度ループ、電流ルー
プの演算を行なうものである。

図中、１０１は回転界磁形の同期電動機、１０
８は演算制御部であり、第４図の演算回路OPC
１、速度ループ演算回路VLC、演算回路OPC２、
電流ループ演算回路CLCの動作をプログラム制
御による演算動作によつて行なうものである。演
算制御部１０８はモータ制御プログラムに従い演
算動作を行なうプロセツサ１０８ａと、モータ制
御プログラムを格納するプログラムメモリ１０８
ｂと、データの記憶のためのデータメモリ１０８
ｃと、NC装置等の外部からの指令を受けるため
の入出力ポート１０８ｄと、パルス幅変調回路１
１４にアナログの電流指令を与えるためのデジタ
ル・アナログ（DA）変換器１０８ｅと、検流器
１１２Ｕ，１１２Ｖ，１１２Ｗからの実相電流
I〓au，I〓av，I〓awを受け、デジタル値に変換するた
めのアナログ・デジタル（AD）変換器１０８ｆ
と、パルスコーダ１１３から最初に同期モータ１
０１の界磁極の回転位置αを示す位置コードがロ
ードされ、以降パルスコーダ１１３から同期モー
タ１０１が所定角回転する毎に発生される回転パ
ルスP₁，P₂を計数するカウンタ１０８ｇと、後
述する低速／高速判別回路の出力を受ける入出力
ポート１０８ｉと、これらを接続するためのアド
レス・データバス１０８ｈとで構成されている。
尚、パルスコーダ１１３は、同期モータ１０１の
界磁極の位置を示す位置コードと、同期モータ１
０１が所定角回転毎に出力される回転パルスを発
生するものである。１１４はパルス幅変調回路、
１１５はパルス幅変調回路の出力信号により制御
されるインバータ、１１６は３相交流電源、１１
７は３相交流を直流に整流する公知の整流回路で
ダイオード群１１７ａ及びコンデンサ１１７ｂを
有している。パルス幅変調回路１１４は第８図に
示す如くは鋸歯状波STSを発生する鋸歯状波発
生回路STSGと、比較器COMU，COMV，
COMWと、ノツトゲートNOT₁〜NOT₃と、ド
ライバDV₁〜DV₆とからなり、又インバータINV
は６個のパワートランジスタQ₁〜Q₆とダイオー
ドD₁〜D₆を有している。パルス幅変調器PWMの
各比較器COMU，COMV，COMWはそれぞれ鋸
歯状波信号STSと三相交流信号I〓u，I〓v，I〓wの振
幅を比較し、I〓u，I〓v，I〓wがSTSの値より大きい
ときに、“１”を、小さいときに“０”をそれぞ
れ出力する。従つて、iuについて着目すれば比較
器COMUから第９図に示す電流指令iucが出力さ
れる。即ち、iu，iv，iwの振幅に応じてパルス幅
変調された三相の電流指令iuc，ivc，iwcが出力
される。そして、これら三相の電流指令iuc，
ivc，iwcは、ノツトゲートNOT₁〜NOT₃、ドラ
イバDV₁〜DV₆を介してインバータ駆動信号SQ₁
〜SQ₆として出力され、インバータ１１５に入力
される。インバータ１１５に入力されたこれらイ
ンバータ駆動信号SQ₁〜SQ₆はそれぞれパワート
ランジスタQ₁〜Q₆のベースに入力され、該パワ
ートランジスタQ₁〜Q₆をオン／オフ制御して同
期モータ１０１に三相電流を供給する。１１８は
低速／高速判別回路であり、位置検出パルスPP
から低速／高速を判定し、更に前述の間隔T₀を
計測し出力するものであり、第１０図に示す様に
サンプリングパルスSPによりセツトされ、位置
検出パルスPPによりリセツトされ、低速／高速
判別信号FFQを出力するフリツプフロツプFFと、
クロツクパルスCLを計数し、位置検出パルスPP
によりリセツトされ、各位置検出パルスPPの間
隔を計測するカウンタCTと、カウンタCTの計測
値が位置検出パルスPPの到来毎にセツトされる
第１のレジスタREG１と、レジスタREG１の内
容がサンプリングパルスSPの到来毎にセツトさ
れる第２のレジスタREG２とを有しており、フ
リツプフロツプFFよりサンプリング周期4T内に
位置検出パルスPPが到来しないとハイレベル
（“１”）の低速判別出力を、位置検出パルスPPが
１個でも到来するとローレベル（“０”）の高速判
別出力を発し、第２のレジスタREG２からはサ
ンプリングパルスSPの到来直前の位置パルスPP
の間隔T₀が出力される。

次に、第７図実施例構成の動作について同期モ
ータ１０１が低速で回転しているものとして、高
速回転指令CVが入力した場合について説明する。

サンプリングパルスSPの周期間に位置検出
パルスPPが到来しないと、抵速／高速判別回
路１１８のフリツプフロツプFFはハイレベル
出力を発するので、プロセツサ１０８ａは入出
力ポート１０８ｉ、バス１０８ｈを介し各サン
プリング周期毎にこれを読取り、低速回転であ
ると判別し、低速回転の速度推定式第(8)式を実
行する。即ち、（ｋ＋４）時点には、データメ
モリ１０８ｃに予じめ、ｋ時点の電機子電流ｉ
(k)、ｋ時点で演算した推定実速度ｖ(k)が格納さ
れている。尚、電機子電流ｉ(k)はｋ時点の実相
電流I〓au，I〓av，I〓awから次式により得られる。

ｉ(k)＝１／２（I〓au²＋I〓²av＋I〓a²w）(9) 又、データメモリ１０８ｃにはｋ，（ｋ＋１），
（ｋ＋２），（ｋ＋３）時点の電機子電圧指令ｕ(k)，
ｕ（ｋ＋１），ｕ（ｋ＋２），ｕ（ｋ＋３）が格納さ
れている。ここでｕ(k)はｋ時点でのＤ／Ａコンバ
ータ指令値iu，iv，iwから次式により得られる。

ｕ(k)＝１／２（iu²＋iv²＋iw²） (10) そこで、プロセツサ１０８ａは先づAD変換器
１０８ｆから（ｋ＋４）時点の実相電流I〓au（ｋ＋
４），I〓av（（ｋ＋４），I〓aw（ｋ＋４）を読取り、
第
(9)式を実行しｉ（ｋ＋４）を演算し、データメモ
リ１０８ｃに格納する。

次に、プロセツサ１０８ａは、データメモリ１
０８ｃに格納されたｖ(k)，ｉ(k)，ｕ(k)，ｕ（ｋ＋
１），ｕ（ｋ＋２），ｕ（ｋ＋３），ｉ（ｋ＋４）を読
出し、第(8)式を実行する。この場合第(8)式のφ₁₁
〜φ₂₄，Δ₁，Δ₂は同期モータ１０１の特性である
から、予じめ実験等で求めておき、固定値として
制御プログラムのパラメータとして記憶されてい
るので、第(8)式の演算により（ｋ＋４）時点の実
速度ｖ（ｋ＋４）（＝RV（ｋ＋４））は求まる。
（低速時実速度演算ステツプ）。

一方、位置検出パルスPPが速度ループのサン
プリング周期T₂内に１ケでも到来すると低速／
高速判別回路１１８のフリツプフロツプFFの出
力はローレベルの出力となるので、プロセツサ１
０８ａは各サンプリング周期T₂毎に入出力ポー
ト１０８ｉ，１０８ｈを介し読取り、中速又は高
速回転であると判別する。次にプロセツサ１０８
ａは低速／高速判別回路１１８の第２のレジスタ
REG２から間隔T₀を読出し、中速か高速か判別
する。即ち、位置検出パルスPPのサンプルタイ
ミング直前での間隔T₀がT₂／ｎより大きいとき
には、サンプリング周期T₂内での位置検出パル
ス数PPは所定数以下であるとみなし、同期モー
タ１０１の回転速度が中速範囲にあると判断し、
反対にT₀がT₂／ｎより小さいときには、高速で
あると判断する。ここでｎは２乃至３とする。高
速と判別した場合には次の様にして実速度を求め
る。即ち、高速時には１サンプリング周期Ｔ内に
多数の位置検出パルスPPが入力されることから
各サンプリングパルス直前の位置検出パルスPP
の間隔を測定する。第１１図ではサンプリングパ
ルスSnの直前の位置検出パルスPnとPn−１との
間隔T₀を測定し、モータの速度ｖ(k)を、 ｖ(k)＝１／T₀ (10)′ により求める。

このため、サンプリングパルス直前の瞬間速度
を得ることができる。

又、回転速度にムラがあることからサンプリン
グパルス直前の複数の位置検出パルスの間隔、例
えば、第１１図において、位置検出パルスPn−
３とPn−２の間隔T₂、位置検出パルスPn−２と
Pn−１の間隔T₁、位置検出パルスPn−１とPnの
間隔T₀の平均値TMを次式より求める。

TM＝１／３（T₀＋T₁＋T₂） (11) これを一般式に直すと、 TM＝１／ｍ_n-1 〓^k=0 TK (12) となり、第(10)′式のＴに代入して速度を次式より
求めてもよい。

ｖ(k)＝１／TM (13) すなわち、通常の高速時には第(10)′式を用いれ
ばよいが、極めて高速回転の時には、第(10)′式の
間隔T₀が非常に小さくなり、これをクロツクパ
ルスで計数すると、クロツクパルスの間隔がT₀
に影響を及ぼすため、上述の第(12)式、第(13)式を
利用しても速度検出してもよい。（高速時実速度
演算ステツプ） 次に、プロセツサ１０８ａが中速回転と判別し
た場合には次の様にして実速度を演算する。

位置検出パルスPPを用いる速度検出方式では
１サンプリング周期T₂内で１ケでも位置検出パ
ルスPPが入力すれば、速度検出が可能となるが、
この位置検出パルスは周期の初めに来る場合や、
周期の終りにくる場合もあり、サンプリングパル
ス発生時の瞬間速度とはいえなくなる。同様に、
位置検出パルスPPが１サンプリング周期T₂内に
２〜３個入力されるときも、瞬間速度といえなく
なる。そこで、１サンプリング周期T₂内に位置
検出パルスPPが１〜数個発生する中速回転時に
は、低速回転時の瞬時速度推定方式（第(8)式）
と、高速回転時の実速度検出方式（第(10)′式）と
を組合せて瞬時速度を求める様にしている。即
ち、中速回転時には、瞬時速度推定方式で求めた
推定速度を実速度検出方式で求めた実速度によつ
て修正して瞬間速度としているもので、次式で与
えられる。

ｖ（ｋ＋４）＝va（ｋ＋４）＋Ｋ｛１／T₀−va（ｋ＋
４）｝…(14) 但し、 va（ｋ＋４）＝｛φ₁₁（4T）−φ₂₁（4T）×Δ₁／Δ₂
｝・ｖ(k)＋｛φ₁₂（4T）−φ₂₂（4T） ×Δ₁／Δ₂｝・ｉ(k)＋Δ₁／Δ₂・ｉ（ｋ＋４）＋
｛φ₁₁−φ₂₁×Δ₁／Δ₂｝・ｕ（ｋ＋３）＋｛φ₁₂−φ
₂₂ ×Δ₁／Δ₂｝・ｕ（ｋ＋２）＋｛φ₁₃−φ₂₃×Δ
₁／Δ₂｝・ｕ（ｋ＋１）＋｛φ₁₄−φ₂₄×Δ₁／Δ₂｝・
ｕ(k)， Ｋ＝定数であり、Ｏ＜Ｋ＜１とする。

尚、定数Ｋは一定でもよく、又１サンプリング
周期内の位置検出パルスPPの数ｎによつて変化
させてもよく、例えば、ｎ＝１の場合Ｋ＝0.3、
ｎ＝２の場合Ｋ＝0.5、ｎ＝３の場合Ｋ＝0.8とす
ることができる。

従つて、プロセツサ１０８ａは低速時実速度演
算ステツプと高速時演算ステツプとを実行し、
各々va（ｋ＋４），１／T₀を求め、更に第(14)式を実 行し、中速回転時の実速度ｖ（ｋ＋４）を求める。
（中速時実速度演算ステツプ）。

次に、入出力ポート１０８ｄ、バス１０８ｈ
を介し入力された指令速度CVと求めた実速度
RV(k)との差をプロセツサ１０８ａが演算し、
次式に示す比例積分を行なつて振幅指令Is（ｋ
＋４）を演算する。

尚、(15)式の演算結果Isは電機子電流の振幅
に相当する。即ち、負荷が変動し、あるいは速
度指令が変化すると速度誤差ER（＝Vc−Va）
が大きくなり、これに応じて電機子電流振幅Is
も大きくなる。Isが大きくなればより大きなト
ルクが発生し、このトルクにより電動機の実速
度が指令速度にもたらされる。（振幅指令演算
ステツプ）。

更に、データメモリ１０８ｅのｖ(k)をｖ（ｋ
＋４）に、ｉ(k)をｉ（ｋ＋４）に更新する。（メ
モリ更新ステツプ）。

以上が速度ループ演算ステツプであり、第６
図の如くサンプリング周期T₂毎に行なわれる。

次に、プロセツサ１０８ａはカウンタ１０８
ｇのカウント値から、同期モータ１０１の界磁
極の回転位置αを示すSINαのデイジタル値、
およびα＋2π／３の回転位置を示すSIN（α＋2π／３
） のデイジタル値を、データメモリ１０８ｃに記
憶されたテーブルから検索して求める。この値
を用いて、プロセツサ１０８ａは、次式から３
相の電流指令Iu，Iv，Iwを演算する。

（電流指令演算ステツプ）。

更に、プロセツサ１０８ａは検流器１１２
Ｕ，１１２Ｖ，１１２Ｗから得られた実相電流
I〓av，I〓aw，I〓auをAD変換器１０８ｆでデジタ
ル化された各実電流をバス１０８ｈを介し読み
取り、前述の３相の電流指令I〓u，I〓v，I〓wと実
相電流I〓av，I〓aw，I〓auとの差分ERを演算し、
次式に示す比例積分演算をおこなつて、DAコ
ンバータ１０８ｅへの指令値iu，iv，iwを求め
る。

（指令値演算ステツプ）。

次に、プロセツサ１０８ａは、前述の速度ル
ープの速度演算ステツプで得た実速度Vaに前
述の係数kfを乗じ、速度補償出力VCを得、
前述のＤ／Ａコンバータへの指令値iu，iv・iw
から差引き、補償されたＤ／Ａコンバータへの
指令値iu，iv，iwを得る。

これは、同期モータ１０１の逆起電力による
電流ループへの速度帰還を打消すために設けら
れ、これにより電流ループの特性を同期モータ
１０１の速度と無関係にし、速度ループと電流
ループとを独立に制御している。（補償ステツ
プ） 次に、プロセツサ１０１は前述の第(10)式によ
りｕ（ｋ＋４）を演算し、データメモリ１０８
ｃのｕ(k)をｕ（ｋ＋４）に更新する。（電機子電
圧指令演算ステツプ） 以上が電流ループ演算ステツプであり第６図の
サンプリング周期T₁毎に行なわれる。

従つて、（ｋ＋８）時点では、データメモリ１
０８ｃには電機子電圧指令としてｕ（ｋ＋４），ｕ
（ｋ＋５），ｕ（ｋ＋６），ｕ（ｋ＋７）が格納され
る。

この様にして得た補償されたＤ／Ａコンバータ
指令値iu，iv，iwをプロセツサ１０８ａがバス１
０８ｈを介しDA変換器１０８ｅへ送り、アナロ
グ変換してパルス幅変調回路１１４へ送り、以降
同様にして同期モータ１０１に三相電流がインバ
ータ１１５から送られる。

上述の実施例ではサーボモータとして同期モー
タを例に説明したが、その他の交流モータや直流
モータにも適用でき、又、電流ループと速度ルー
プの演算を一つの演算制御部で行なつているが、
これを別々の演算制御部によつて行なつてもよ
い。更に、パルス幅変調回路１１４をタイマで構
成し、プロセツサ１０８ａがDAコンバータ指令
iu，iv，iwをパルス幅変調して、デジタルのパル
ス幅変調指令を出力し、直接タイマを動作させパ
ルス幅変調信号をインバータ１１５へ送る様にし
てもよい。

以上、本発明のサーボモータの速度検出装置に
よれば、サーボモータの速度制御が電流ループ演
算を周期T₁で行なつて、速度ループ演算がその
T₁の整数倍の周期T₂で行なわれる場合に、サー
ボモータの回転速度が低速と判断されれば、周期
T₂毎に実電流がサンプリングされていても、T₂
周期前の推定速度とT₂周期前の実電流値と周期
T₁毎の電機子電圧指令値から現在の推定速度を
演算しているために、速度ループ演算の周期T₂
の間に位置検出パルスが到来しないような低速度
でも速度推定が可能である。

つまり、速度制御装置での速度ループ演算は、
電流ループ演算の周期T₁で行なうことを要しな
いで、それより長い周期で行なえば良いため、制
御部のプロセツサの負担が軽減され、しかも速度
推定のための演算を速度ループの演算サイクルの
中に組込むことができる。したがつて、同一の演
算能力であつても、高速回転時の電流ループでの
応答特性を劣化させることなく、低速回転時のプ
ロセツサの負担を増加させずにサンプリング周期
毎の速度検出が可能になる。

尚、本発明を一実施例により説明したが、本発
明の主旨の範囲内で種々の変形が可能であり、こ
れらを本発明の範囲から排除するものではない。

【図面の簡単な説明】

第１図は一般的なサーボ制御回路のブロツク
図、第２図は従来の速度検出方式の構成図、第３
図は第２図構成の動作説明図、第４図は既提案の
マイクロプロセツサによる速度、電流ループの動
作ブロツク図、第５図は既提案の低速回転時の速
度検出原理説明図、第６図は本発明による演算周
期関係図、第７図は本発明の一実施例回路図、第
８図は第７図構成の要部構成図、第９図は第８図
構成の動作説明図、第１０図は第７図構成の要部
構成図、第１１図は第１０図構成の動作説明図で
ある。 図中、１０１……モータ、１０８……演算制御
部、１１２Ｕ，１１２Ｖ，１１２Ｗ……検流器、
１１５……インバータ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ サーボモータに流れる実電流を検出する電流
   検出器と、該サーボモータから所定角回転毎に出
   力される回転パルス及びその位置コードに基づい
   て位置検出パルスを形成する位置検出器と、該サ
   ーボモータの電力駆動回路と、速度指令とサーボ
   モータの回転速度との差速度に基づき振幅指令を
   得て電流指令を演算する速度ループ及び該電流指
   令と前記電流検出器により検出された実電流との
   差から電機子電圧指令を演算する電流ループを含
   む制御部とを有するサーボモータの速度制御装置
   において、 周期T₂毎に電流検出器から得られる実電流を
   サンプリングするサンプリング手段と、 サンプリングされた実電流を各周期T₂毎に記
   憶する実電流記憶手段と、 前記周期T₂の整数分の１の周期T₁毎に実行さ
   れる電流ループ演算により求めた電機子電圧指令
   値を各周期T₁毎に記憶する電機子電圧指令値記
   憶手段と、 T₂周期毎に演算されるサーボモータの推定速
   度を周期T₂毎に順次記憶する推定速度記憶手段
   と、 これら各記憶手段からT₂周期前と現在の実電
   流、T₂周期前までの間の周期T₁毎の電機子電圧
   指令値及びT₂周期前の推定速度を読み出す読み
   出し手段と、 T₂周期内での前記位置検出パルス数が零、所
   定数以下、あるいは所定数以上であるときそれぞ
   れサーボモータの回転速度を低速、中速、高速と
   判断する速度範囲判別手段と、 この速度範囲判別手段が低速の状態を検出した
   時にT₂周期前の推定速度とT₂周期前の実電流値
   と周期T₁毎の電機子電圧指令値から現在の推定
   速度を演算する推定速度演算手段 とを有することを特徴とするサーボモータの速度
   検出装置。