JP2009077513A - 電圧型ｐｗｍインバータ装置の出力電流検出方法 - Google Patents

Abstract

【課題】搬送波の周波数、頂点タイミングに制約されることなく任意時刻での電流検出ができ、さらに電流検出系のバラツキを装置毎に自動調整した電流検出ができる。
【解決手段】ＰＷＭ搬送波の頂点でサンプリングした電流値Ｉ_n-1，Ｉ_nと、制御回路で制御するスイッチＳＷ１、ＳＷ４のゲート信号のオン時間割合から任意時刻での電流Ｉ_neを推定する。
電流検出系の遅れ時間調整には、５０％のオン・オフ割合にしたゲート信号による運転状態での搬送波の山頂点で検出した電流値と谷頂点で検出した電流値の偏差の絶対値が最小になる遅れ時間をサンプリングタイミングとする。頂点の電流検出値を複数回の検出値の平均、さらには複数周期に亘った検出値の平均とする。
【選択図】図１

Description

本発明は、電圧型ＰＷＭインバータ装置の出力電流をサンプリングで検出し、この出力電流検出値を制御回路にフィードバックして出力電流を自動制御するための出力電流検出方法に関する。

図５は、電圧型ＰＷＭインバータ装置の構成例を示す。ＩＧＢＴなどの半導体スイッチをブリッジ接続したインバータ装置１は、ＰＷＭ搬送波と交流出力信号波を比較した結果から、半導体スイッチのオン、オフ信号となるゲート信号を制御回路２から与えられることで、負荷３にＰＷＭ波形の電圧出力を得る。ＰＷＭ波形は、インバータ装置１の出力電流を検出し、この検出電流を制御回路２にフィードバックすることでゲート信号のオン／オフの割合を自動制御し、出力電流に指令値通りの自動制御を行う。すなわち、インバータ装置１の出力電流を検出するには、電流検出器４の検出出力をサンプルホールド回路（サンプラ）５によってサンプルホールドし、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）６によってデジタル値に変換し、制御回路２に取り込んでいる。

インバータ装置１の出力電流にはＰＷＭに起因するリプル成分が含まれているため、その平均値を検出するには、図６にサンプリングタイミングを示すように、搬送波の頂点から一定時間遅れた時点でサンプリングしている（例えば、特許文献１、特許文献２参照）。

他の手法として、搬送波の周期よりも短い周期でサンプリングし、その平均値から出力電流を求めることで、耐ノイズ性を高めるものもある（例えば、特許文献３参照）。
特開平１１−１３６９５０号公報 特開平９−１１７１５２号公報 特開平９−２３６５８号公報

しかし、搬送波の頂点を基準としたサンプリングで出力電流を検出する方法では、電流を検出できる周期が搬送波の周波数に制限されてしまい、結果としてフィードバック演算の制御周期も制限されてしまい、制御性能を低下させるという問題があった。

また、電流検出器や電流検出器の出力をサンプルホールド回路に入力するまでの電流検出系の遅れ時間として、搬送波の頂点からサンブリングするまでの遅れ時間を固定値として設定する手法では、電流検出器や電流検出回路の遅れ時間に装置毎のバラツキがあるため、最適なサンプリング遅れ時間を設定することが困難であった。

本発明の目的は、搬送波の周波数、頂点タイミングに制約されることなく任意時刻での電流検出ができ、かつ耐ノイズ性を高めた検出ができ、さらに電流検出系のバラツキを装置毎に自動調整した電流検出ができる電圧型ＰＷＭインバータ装置の出力電流検出方法を提供することにある。

本発明は、前記の課題を解決するため、ＰＷＭ搬送波の頂点でサンプリングした電流値と、制御回路で制御するゲート信号のオン時間割合から任意時刻での電流を推定し、電流検出系の遅れ時間調整には５０％のオン・オフ割合にしたゲート信号による運転状態での搬送波の山頂点で検出した電流値と谷頂点で検出した電流値の偏差の絶対値が最小になる遅れ時間をサンプリングタイミングとしたもので、以下の方法を特徴とする。

（１）電圧型ＰＷＭインバータ装置の出力電流をサンプリングで検出し、この出力電流検出値を制御回路にフィードバックして出力電流を自動制御するための出力電流検出方法であって、
ＰＷＭ搬送波の頂点でサンプリングした電流値を検出する手順と、
前記電流値と前記制御回路で制御するゲート信号のオン時間割合から任意時刻での出力電流を推定する手順とを有することを特徴とする。

（２）前記ゲート信号を５０％のオン・オフ割合にしてインバータ装置を運転する手順と、
前記運転状態でのＰＷＭ搬送波の山頂点で検出した電流値と谷頂点で検出した電流値の偏差の絶対値が最小になる遅れ時間をサンプリングタイミングとする遅れ時間調整手順を有することを特徴とする。

（３）前記電流値は、搬送波の頂点近傍で、搬送波の頂点の時刻を中心として、その対称時刻で複数回のサンプリングした電流値の平均を検出電流とするフィルタ処理手順を有することを特徴とする。

（４）前記電流値の検出は、複数のＰＷＭ搬送波期間に亘ってサンプリングした電流値の平均を検出電流とするフィルタ処理手順を有することを特徴とする。

以上のとおり、本発明によれば、ＰＷＭ搬送波の頂点でサンプリングした電流値と、制御回路で制御するゲート信号のオン時間割合から任意時刻での電流を推定し、電流検出系の遅れ時間調整には５０％のオン・オフ割合にしたゲート信号による運転状態での搬送波の山頂点で検出した電流値と谷頂点で検出した電流値の偏差の絶対値が最小になる遅れ時間をサンプリングタイミングとしたため、搬送波の周波数、頂点タイミングに制約されることなく任意時刻での電流検出ができ、フィードバック演算周期を短くすることが可能になり、制御性能が向上する。

さらに、電流検出系のバラツキを装置毎に自動調整した電流検出ができ、電流検出精度が向上する。

さらにまた、電流値は、搬送波の頂点近傍で、搬送波の頂点の時刻を中心として、その対称時刻で複数回のサンプリングした電流値の平均を検出電流とすること、複数のＰＷＭ搬送波期間に亘ってサンプリングした電流値の平均を検出電流とすることにより、耐ノイズ性を高めた検出ができる。

（実施形態１）
図１は、電圧型ＰＷＭインバータ装置の出力電流検出方法を示す各部波形図である。本実施形態では、搬送波の半周期より短い周期でフィードバック演算ができるよう、搬送波の頂点でサンプリングした電流値と、ゲート信号のオン時間の割合からフィードバック演算時点での電流値を推定する出力電流検出処理を行う。なお、以下の説明は単相インバータ装置に適用した場合であるが、三相インバータ装置の電流検出にも適用可能である。

図５に示す電圧型ＰＷＭインバータ装置において、インバータ装置１の半導体スイッチＳＷ１，ＳＷ４の組と、ＳＷ２，ＳＷ３の組はそれぞれが同時にオン、オフするものとし、ＳＷ１，ＳＷ４の組とＳＷ２，ＳＷ３の組のゲート信号は相補的に動作するものとして説明する。また、以下の文中においては特に断りがない限りオンとはＳＷ１．ＳＷ４がオンし、ＳＷ２，ＳＷ３がオフして負荷電流ＩＬが増加する状態を指すものとする。

図１に示す各部波形において、スイッチＳＷ１、ＳＷ４のゲート信号およびスイッチＳＷ２、ＳＷ３のゲート信号は、ＰＷＭ搬送波と交流出力信号波との大小比較で生成される。搬送波の頂点ｔ_n-1，ｔ_n，ｔ_n+1でサンプリングしたそれぞれの電流値Ｉ_n-1，Ｉ_n，Ｉ_n+1は電流の平均値を検出できているものとする。

ここで、任意のサンプリングタイミングとする時刻ｔ_neにおける電流_Ineを以下の方法によって推定する。なお、この推定演算は、制御回路２に搭載するコンピュータ資源とこれを利用してデジタル演算するソフトウェアによって実現されるが、ハードウェア構成とすることもできる。

先ず、電流を推定する時刻ｔ_neの直前の搬送波の頂点でサンプリングした電流値Ｉ_n-1，Ｉ_nとその間のオン、オフ時間から、オン中の電流変化率を求める。時刻ｔ_n-1においてＩ_n-1であった電流は、オフ期間Ｔｏｆｆ_n-1に一旦減少した後、オン期間中にＴｏｆｆ_n-1と同じ時間をかけてＩ_n-1まで増加し、残りのオン期間のＴｏｎ_n-1−Ｔｏｆｆ_n-1によってＩ_nとなる。電流増分ΔＩ_n-1はＴｏｎ_n-1−Ｔｏｆｆ_n-1＝Ｔ_n-1×２Ｔｏｆｆ_n-1によってもたらされたものである。よって、オン中の電流変化率ａ_n-1は（１）式となる。

ａ_n-1＝ΔＩ_n-1／（Ｔ_n-1−２×Ｔｏｆｆ_n-1）…（１）
時刻ｔ_nからｔ_n+1の期間において、オン中の電流変化率がａ_n-1と同じと仮定すると、（１）式から電流の増分ΔＩ_nの推定値は（２）式となる。

ΔＩ_n＝ａ_n-1×（Ｔ_n-1−２×Ｔｏｆｆ_n-1）…（２）
よって、時刻ｔ_nからｔ_n+1の期間中のある時刻ｔ_neにおける平均電流推定値Ｉ_neは（３）式となる。

Ｉ_ne＝Ｉ_n＋ΔＩ_n×Ｔ_ne／Ｔ_n…（３）
したがって、電圧型ＰＷＭインバータ装置の出力電流検出には、搬送波の頂点でサンプリングした電流値と、ゲート信号のオン時間割合から任意の時刻の出力電流を推定することができる。この任意時刻での検出電流値を元にしたフィードバック制御では、制御周期が搬送波の周期に制約されることなく、演算周期を短くした制御で制御性能を向上させることができる。

（実施形態２）
図２は電流検出系のサンプリング遅れ時間調整方法を示す各部波形図である。本実施形態では、インバータ装置の運転前に、サンプリング遅れ時間を以下の手順で求め、サンプリングタイミングを調整する。

（手順１）ＳＷ１，ＳＷ４とＳＷ２，ＳＷ３のゲート信号として、５０％のオン・オフ割合となるゲート信号を生成してインバータ装置を運転する。

（手順２）電流検出系のサンプリング遅れ時間Ｔ_sdとして搬送波の山頂点（図２の時刻ｔ_n-1）と谷頂点（図２の時刻ｔ_n）の電流検出値の偏差Ｉ_errを算出する。

（手順３）上記の山頂点から遅れ時間Ｔ_sdだけ遅れてサンプリングしたＩ_n-1は遅れ時間Ｔ_sdを大きくとると減少するのに対し、谷頂点からＴ_sd遅れてサンプリングしたＩ_nはＴ_sdを大きくとると増加する。よって、Ｉ_n-1＞Ｉ_nの場合は遅れ時間Ｔ_sdを大きくし、Ｉ_n-1＜Ｉ_nの場合は遅れ時間Ｔ_sdを小さくすることで、偏差Ｉ_errの絶対値が最小となる遅れ時間Ｔ_sdを算出し、この遅れ時間Ｔ_sdをサンプリングタイミングとする。

したがって、電圧型ＰＷＭインバータ装置の出力電流検出において、検出系の遅れを考慮して電流値をサンプリングするために、５０％のオン・オフ割合にしたゲート信号でインバータ装置を運転し、このときのＰＷＭ搬送波の山頂点で検出した電流値と谷頂点で検出した電流値の偏差の絶対値が最小になる遅れ時間を有してサンプリングすることにより、電流検出精度を向上できる。

（変形例１）
実施形態１または実施形態２において、ＰＷＭ搬送波の頂点で検出する電流値に代えて、搬送波の頂点近傍で、搬送波の頂点の時刻を中心として、その対称時刻で複数回のサンプリングした電流値の平均を検出電流とするフィルタ処理を施すことで、耐ノイズ性を向上させた電流検出を得る。

例えば、図３に示すように、搬送波の頂点の時刻を中心として、奇数回のサンプリングを行う例を示し、時刻ｔ_nにおける平均電流値をサンプリングするために、時刻ｔ_n-Ts、ｔ_n、ｔ_n+Tsになる搬送波の頂点を基準として対称な時刻で電流サンブリングを行い、その平均値を電流検出値とする。

また、偶数回のサンプリングを行う例を図４に示す。時刻ｔ_nにおける平均電流値をサンプリングするために、時刻ｔ_n-Ts、ｔ_n、ｔ_n+Tsになる搬送波の頂点を基準として対称な時刻で偶数回の電流サンブリングを行い、その平均値を電流検出値とする。

なお、時間Ｔｓは、最小値をアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）の変換時間より長い時間とし、最大値を搬送波の１／４周期より短い時間とする。

したがって、搬送波の頂点近傍で複数回のサンプリングで検出した電流値を、実施形態１または実施形態２における頂点時刻のサンプリング電流値とすることで、電流検出における耐ノイズ性を向上できる。

（変形例２）
実施形態１または実施形態２において、ＰＷＭ搬送波の頂点で検出する電流値として、例えば（１）式で算出するオン中の電流変化率を電流検出値ａ_n-1の１回の値だけを用いて算出すると、ノイズの影響を受けやすいため、複数のＰＷＭ搬送波期間に亘ってサンプリングした電流値ａ_n-1，ａ_n-2，ａ_n-3，…の移動平均をとるなどして、フィルタ処理した値を電流検出値とする。

したがって、実施形態１または実施形態２における頂点時刻のサンプリング電流検出値として、頂点の電流検出値だけでなく、複数のＰＷＭ搬送波期間に亘ってサンプリングした電流値の移動平均をとるフィルタ処理を行うことにより、検出電流からノイズの影響を取り除いて耐ノイズ性を向上できる。

本発明の実施形態１の出力電流検出方法を示す各部波形図。 本発明の実施形態２の遅れ時間調整方法を示す各部波形図。 頂点電流検出のフィルタ処理を示す波形図。 頂点電流検出のフィルタ処理を示す波形図。 電圧型ＰＷＭインバータ装置の構成例。 従来のサンプリングタイミング。

符号の説明

１ インバータ装置
２ 制御回路
３ 負荷
４ 電流検出器
５ サンプルホールド回路（サンプラ）
６ アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）

Claims (4)

1. 電圧型ＰＷＭインバータ装置の出力電流をサンプリングで検出し、この出力電流検出値を制御回路にフィードバックして出力電流を自動制御するための出力電流検出方法であって、
   ＰＷＭ搬送波の頂点でサンプリングした電流値を検出する手順と、
   前記電流値と前記制御回路で制御するゲート信号のオン時間割合から任意時刻での出力電流を推定する手順とを有することを特徴とする電圧型ＰＷＭインバータ装置の出力電流検出方法。
2. 前記ゲート信号を５０％のオン・オフ割合にしてインバータ装置を運転する手順と、
   前記運転状態でのＰＷＭ搬送波の山頂点で検出した電流値と谷頂点で検出した電流値の偏差の絶対値が最小になる遅れ時間をサンプリングタイミングとする遅れ時間調整手順を有することを特徴とする請求項１に記載の電圧型ＰＷＭインバータ装置の出力電流検出方法。
3. 前記電流値は、搬送波の頂点近傍で、搬送波の頂点の時刻を中心として、その対称時刻で複数回のサンプリングした電流値の平均を検出電流とするフィルタ処理手順を有することを特徴とする請求項１または２に記載の電圧型ＰＷＭインバータ装置の出力電流検出方法。
4. 前記電流値の検出は、複数のＰＷＭ搬送波期間に亘ってサンプリングした電流値の平均を検出電流とするフィルタ処理手順を有することを特徴とする請求項１または２に記載の電圧型ＰＷＭインバータ装置の出力電流検出方法。

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