JP2021093849A - 直流電源装置および直流電源装置の制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】直流電源装置において、トランスの一次電流や二次電流を低速でサンプリングして制御し、コストや構造的制約を受けずにトランスの偏磁対策を行う。【解決手段】一次側偏磁抑制制御部３５０は三角波キャリア信号の谷部の一次電流検出値と三角波キャリア信号の山部の一次電流検出値との絶対値の差分がゼロになるような一次側オフセット指令を出力する。二次側偏磁抑制制御部４００は三角波キャリア信号の谷部の二次電流検出値と三角波キャリア信号の山部の二次電流検出値との絶対値の差分がゼロになるような二次側オフセット指令を出力する。第１ゲート信号生成部５４０は一次側被比較波を一次側オフセット指令で補正した補正後一次側被比較波に基づいて第１のコンバータ部のゲート信号を生成する。第２ゲート信号生成部５５０は二次側被比較波を二次側オフセット指令で補正した補正後二次側被比較波に基づいて第２のコンバータ部のゲート信号を生成する。【選択図】図２

Description

本発明は、入出力を絶縁しながら双方向に電力伝送をする直流電源装置（双方向絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータ）に係り、絶縁のための高周波トランスの直流偏磁防止方法に関する。

一次側と二次側を絶縁しながら直流電力を変換する装置として絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータがある。

絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータは一次側直流電力をスイッチング素子により一旦交流に変換し、トランスを介して二次側に伝送し、それをスイッチング素子により整流することにより直流電力の変換を実現している。トランスの体積は印加電圧の周波数に依存し、周波数が高いほどトランスの小型化が可能となる。

一方で、直流電力から交流電力を生成する際、または、交流を整流する際、スイッチング素子ではスイッチング損失が発生する。スイッチング損失は周波数に比例するため、周波数を高周波化すれば絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータの損失が増大する。１スイッチングあたりのスイッチング損失を低減し、絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータの小型化と低損失化を両立する回路としてＤｕａｌ Ａｃｔｉｖｅ Ｂｒｉｄｇｅが研究されている（例えば、非特許文献１参照）。

Ｄｕａｌ Ａｃｔｉｖｅ Ｂｒｉｄｇｅでは各スイッチング素子に対して並列にコンデンサを接続し、トランスに対して直列にリアクトルを接続する。スイッチング素子のデッドタイム中にコンデンサとリアクトルによる共振現象を利用して、スイッチング素子の印加電圧をゼロとする。これによりゼロ電圧スイッチングを実現してスイッチング素子のターンオン損失をゼロにすることが可能である。この技術によりスイッチング周波数１０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚ程度の絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータが実現可能である。

ところで、Ｄｕａｌ Ａｃｔｉｖｅ Ｂｒｉｄｇｅを含むフルブリッジ形の絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータは一次側直流電力をスイッチング素子により一旦交流に変換する際に、スイッチング素子のバラツキやその駆動回路のバラツキ等によりトランスに入力される電圧は完全に交流とはならない場合がある。このようにトランスに直流成分が印加された場合、トランスの偏磁により機器が破損する場合がある。

この偏磁の対策として非特許文献２では、トランス内の磁束をホールセンサにより検出し補償する技術と、トランスの一次電流のピーク値をホールドして一次電流を正負対称になるよう制御する技術が開示されている。

また、特許文献１ではトランスの一次巻線の電流を検出してその値を積分し、直流成分を打ち消すようスイッチング素子を制御する技術が開示されている。

特開平９−１６８２７８号公報

山岸達也，赤木泰文，木ノ内伸一，宮崎裕二，小山正人，「ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ／ＳＢＤモジュールを用いた７５０Ｖ，１００ｋＷ，２０ｋＨｚ双方向絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータ」，電気学会論文誌Ｄ，Ｖｏｌ．１３４，Ｎｏ．５，ｐｐ．５４４−５５３（２０１４） 関口健一朗，高橋勲，「直流配電系統の提案とその高効率・小形電子トランス」，平成１４年電気学会産業応用部門大会

非特許文献２記載のホールセンサにより磁束を検出する方法では、トランスのコアにホールセンサを取り付ける加工が必要となり、コストの増加および他部材との干渉を避けるための構造的制約条件が多くなるという問題がある。

また、特許文献１や非特許文献２記載の方法において、トランス一次電流検出値の積分やピークホールドするためには、トランス一次電流基本波成分より十分早い速度でのサンプリングおよび演算処理が必要となる。

スイッチング速度１００ｋＨｚの場合、トランス一次電流の基本波も１００ｋＨｚであり、仮に１００倍の速度でサンプリングすると、１０ＭＨｚでサンプリング・演算することになる。これほど高速なサンプリング・演算を実現するには高価なハードウエアが必要となる。

以上示したようなことから、直流電源装置において、トランスの一次電流や二次電流を低速でサンプリングして制御し、コストや構造的制約を受けずにトランスの偏磁対策を行うことが課題となる。

本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、第１の直流電源に接続された第１のコンバータ部と、第２の直流電源に接続された第２のコンバータ部と、第１の巻線が前記第１のコンバータ部に接続され第２の巻線が前記第２のコンバータ部に接続されたトランスと、を備えた直流電源装置であって、三角波キャリア信号の谷部でサンプリングした前記トランスの一次電流検出値と、前記三角波キャリア信号の山部でサンプリングした前記一次電流検出値と、の絶対値の差分がゼロになるように制御して一次側オフセット指令を出力する一次側偏磁抑制制御部と、前記三角波キャリア信号の谷部でサンプリングした前記トランスの二次電流検出値と、前記三角波キャリア信号の山部でサンプリングした前記二次電流検出値と、の絶対値の差分がゼロになるように制御して二次側オフセット指令を出力する二次側偏磁抑制制御部と、一次側被比較波を前記一次側オフセット指令で補正した補正後一次側被比較波と前記三角波キャリア信号に基づいて前記第１のコンバータ部の半導体スイッチング素子のゲート信号を生成する第１ゲート信号生成部と、二次側被比較波を前記二次側オフセット指令で補正した補正後二次側被比較波と前記三角波キャリア信号に基づいて前記第２のコンバータ部の半導体スイッチング素子のゲート信号を生成する第２ゲート信号生成部と、を備えたことを特徴とする。

また、その一態様として、前記三角波キャリア信号の谷部は前記三角波キャリア信号の谷頂点部とし、前記三角波キャリア信号の山部は前記三角波キャリア信号の山頂点部とすることを特徴とする。

また、他の態様として、前記三角波キャリア信号の谷部でサンプリングした前記トランスの一次電流検出値は、前記三角波キャリア信号の谷頂点部の±１／８周期の期間内でサンプリングした複数点の一次電流検出値を移動平均した値とし、前記三角波キャリア信号の山部でサンプリングした前記一次電流検出値は、前記三角波キャリア信号の山頂点部の±１／８周期の期間内でサンプリングした複数点の一次電流検出値を移動平均した値とし、前記三角波キャリア信号の谷部でサンプリングした前記トランスの二次電流検出値は、前記三角波キャリア信号の谷頂点部の±１／８周期の期間内でサンプリングした複数点の二次電流検出値を移動平均した値とし、前記三角波キャリア信号の山部でサンプリングした前記二次電流検出値は、前記三角波キャリア信号の山頂点部の±１／８周期の期間内でサンプリングした複数点の二次電流検出値を移動平均した値とする。

本発明によれば、直流電源装置において、トランスの一次電流や二次電流を低速でサンプリングして制御し、コストや構造的制約を受けずにトランスの偏磁対策を行うことが可能となる。

実施形態１，２における直流電源装置の主回路構成図。 実施形態１における直流電源装置の制御構成図。 実施形態１におけるゲート信号生成および電流サンプル点を示す図。 実施形態１，２における偏磁抑制制御の動作を説明する図。 実施形態２におけるサンプル・ＡＤ変換部内部を示すブロック図。 実施形態２におけるゲート信号生成および電流サンプル点を示す図。

以下、本願発明における直流電源装置の実施形態１，２を図１〜図６に基づいて詳述する。

［実施形態１］
図１に基づいて本実施形態１の主回路構成を説明する。図１に示すように、直流電源装置は、第１の直流電源としての直流電源１と第２の直流電源としての直流電源２との間で双方向の電力変換による電力伝送を行うものである。

直流電源装置は、主回路となるＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００と制御回路２００とを備える。ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００は、直流電源１に並列に接続された第１の平滑コンデンサ３と、第１のコンバータ部として直流電源１に接続された第１のスイッチング回路４と、絶縁されたトランスとしての高周波トランス８と、直流電源２に並列に接続された第２の平滑コンデンサ１１と、第２のコンバータ部として直流電源２に接続された第２のスイッチング回路１０と、を備える。

第１のスイッチング回路４は、それぞれダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴあるいはＭＯＳＦＥＴ等から成る複数の半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄを有するフルブリッジ回路である。第１のスイッチング回路４は、直流側が第１の平滑コンデンサ３に接続され、交流側が高周波トランス８の第１の巻線８ａに接続され、直流／交流間の双方向の電力変換を行う。

また、第１のスイッチング回路４は、各半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄのターンオン時の素子の両端電圧がほぼゼロ電圧にできるゼロ電圧スイッチング回路であり、各半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄにはそれぞれ並列にコンデンサ６ａ〜６ｄが接続される。

また、半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄと高周波トランス８との間の交流入出力線には第１のリアクトル７が接続され、第１のリアクトル７と第１の巻線８ａとが直列接続される。

第２のスイッチング回路１０は、それぞれダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴあるいはＭＯＳＦＥＴ等から成る複数の半導体スイッチング素子１２ａ〜１２ｄを有するフルブリッジ回路である。第２のスイッチング回路１０は、直流側が第２の平滑コンデンサ１１に接続され、交流側が高周波トランス８の第２の巻線８ｂに接続され、直流／交流間の双方向の電力変換を行う。

また、第２のスイッチング回路１０は、各半導体スイッチング素子１２ａ〜１２ｄのスイッチング時の素子の両端電圧がほぼゼロ電圧にできるゼロ電圧スイッチング回路であり、各半導体スイッチング素子１２ａ〜１２ｄにはそれぞれ並列にコンデンサ１３ａ〜１３ｄが接続される。

また、半導体スイッチング素子１２ａ〜１２ｄと高周波トランス８との間の交流入出力線には第２のリアクトル９が接続され、第２のリアクトル９と第２の巻線８ｂとが直列接続される。

また、第１のリアクトル７と第１の巻線８ａとの間に一次電流検出器２０が設置され、電流Ｉ１を一次電流検出値Ｉ１として検出する。その一次電流検出値Ｉ１は制御回路２００に入力される。なお、一次電流検出器２０の位置は、半導体スイッチング素子５ａ、５ｂの接続点と第１のリアクトル７との間でもよいし、半導体スイッチング素子５ｃ、５ｄの接続点と第１の巻線８ａの間でもよい。つまり、トランスの一次電流を検出できる位置であればよい。

同様に、第２のリアクトル９と第２の巻線８ｂとの間に二次電流検出器３０が設置され、電流Ｉ２を二次電流検出値Ｉ２として検出する。その二次電流検出値Ｉ２は制御回路２００に入力される。なお、二次電流検出器３０の位置は、半導体スイッチング素子１２ａ、１２ｂの接続点と第２のリアクトル９との間でもよいし、半導体スイッチング素子１２ｃ、１２ｄの接続点と第２の巻線８ｂの間でもよい。つまり、トランスの二次電流を検出できる位置であればよい。

さらに、第２の平滑コンデンサ１１の電圧を検出する出力電圧検出器４０が設置され、そのセンシングされた電圧検出値が制御回路２００に入力される。

制御回路２００では、入力された一次電流検出値Ｉ１、二次電流検出値Ｉ２、電圧検出値に基づいて、第１、第２のスイッチング回路４、１０の各半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄ、１２ａ〜１２ｄをスイッチング制御するゲート信号（オンオフ指令信号）Ｇ−５、Ｇ−１２を生成して第１、第２のスイッチング回路４、１０を駆動制御する。

次に、図２に基づいて本実施形態１の制御構成を説明する。制御回路２００は、三角波生成部２１０、山タイミング生成部２２０、谷タイミング生成部２３０、矩形波生成部２４０、電圧検出ローパスフィルタ部２５０、電圧制御部２６０、電流検出ローパスフィルタ部２７０、サンプル・ＡＤ変換部２８０、２９０、符号反転部３００、割算器３１０、電流制御部３２０、乗算器３３０、３４０、一次側偏磁抑制制御部３５０、電流検出ローパスフィルタ部３６０、サンプル・ＡＤ変換部３７０、３８０、符号反転部３９０、二次側偏磁抑制制御部４００、符号反転部４１０、三角波比較部４２０〜４５０、デッドタイム生成部４６０〜４９０を備える。

まず、三角波生成部２１０ではスイッチングおよび電流検出のサンプルの基準となる三角波キャリア信号を生成する。三角波キャリア信号の周波数はスイッチング周波数とし、三角波キャリア信号の平均値がゼロとなるよう、正負対称となる信号である。三角波生成部２１０で生成された三角波キャリア信号は山タイミング生成部２２０、谷タイミング生成部２３０、矩形波生成部２４０に入力される。

山タイミング生成部２２０では三角波キャリア信号の山頂点部のトリガ信号を生成する。同様に、谷タイミング生成部２３０では三角波キャリア信号の谷頂点部のトリガ信号を生成する。ここで、本明細書において、山頂点部は三角波キャリア信号が最大値となる時点を示し、谷頂点部は三角波キャリア信号が最小値となる時点を示す。なお、山部は山頂点部の近傍を示し、谷部は谷頂点部の近傍を示す。本実施形態１では、山頂点部および谷頂点部でトリガ信号を生成するが、山頂点部および谷頂点部に限らず、山部および谷部でも良い。

矩形波生成部２４０は三角波キャリア信号に同期した矩形波信号を生成する。この矩形波信号は振幅が三角波キャリア信号と同一で、三角波キャリア信号の立ち下がり時にＨｉｇｈ、立ち上がり時にＬｏｗとした矩形波信号である。

出力電圧検出器４０で検出される出力電圧検出値は電圧検出ローパスフィルタ部２５０（ＬＰＦ：Ｌｏｗ−Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）に入力される。電圧検出ローパスフィルタ部２５０では、高周波のノイズ成分が除去される。

電圧検出ローパスフィルタ部２５０の出力と電圧指令値の差分は電圧制御部２６０（ＡＶＲ：Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｒｅｇｕｒａｔｏｒ）に入力され、出力電圧検出値が電圧指令値となるように制御される。電圧制御部２６０は例えばＰＩＤ補償器により構成される。電圧制御部２６０の出力はトランス一次電流の電流指令値となる。

一次電流検出器２０で検出した一次電流検出値Ｉ１は電流検出ローパスフィルタ部２７０に入力され、高周波のノイズ成分が除去される。電流検出ローパスフィルタ部２７０の出力と、谷タイミング生成部２３０で生成したトリガ信号はサンプル・ＡＤ変換部２８０に入力される。

サンプル・ＡＤ変換部２８０では、電流検出ローパスフィルタ部２７０でノイズを除去した一次電流検出値Ｉ１をデジタル値に変換する。サンプルおよび変換のタイミングは谷タイミング生成部２３０で生成する三角波キャリア信号の谷頂点部である。

同様に電流検出ローパスフィルタ部２７０の出力と、山タイミング生成部２２０で生成したトリガ信号はサンプル・ＡＤ変換部２９０に入力される。

サンプル・ＡＤ変換部２９０では、電流検出ローパスフィルタ部２７０でノイズを除去した二次電流検出値Ｉ２をデジタル値に変換する。サンプルおよび変換のタイミングは山タイミング生成部２２０で生成する三角波キャリア信号の山頂点部である。

サンプル・ＡＤ変換部２９０の出力は符号反転部３００に入力され、サンプル・ＡＤ変換部２８０の出力に加算されて割算器３１０に入力される。割算器３１０では加算後の値を１／２に処理する。よって割算器３１０の出力値は一次電流検出値の谷タイミング、山タイミングでラッチした値の移動平均値に相当する。ただし、山タイミングでのラッチ値は符号反転している。

電圧制御部２６０の出力（トランス一次電流の電流指令値）と割算器３１０の出力の差分を電流制御部３２０（ＡＣＲ：Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｒｅｇｕｒａｔｏｒ）に入力し、トランス一次側の電流検出値がトランス一次側の電流指令値となるように制御する。電流制御部３２０は例えばＰＩＤ補償器により構成される。電流制御部３２０の出力は位相差指令値となる。

電流制御部３２０の出力である位相差指令値と矩形波生成部２４０で生成した矩形波信号は乗算器３３０に入力され、乗算されて、振幅が位相差指令となった矩形波が生成される。乗算器３３０の出力は一次側被比較波とする。

また矩形波生成部２４０で生成した矩形波信号は符号反転部４１０にも入力され、符号の反転が行われる。符号反転部４１０の出力と電流制御部３２０の出力である位相差指令値とは乗算器３４０に入力され、乗算されて、振幅が位相差指令となった矩形波が生成される。乗算器３４０の出力は、乗算器３３０の出力の逆位相の信号となる。乗算器３４０の出力は二次側被比較波とする。

次に、一次側偏磁抑制制御部３５０について説明する。サンプル・ＡＤ変換部２８０の出力と符号反転部３００の出力の差分を定数０から減じた値が一次側偏磁抑制制御部３５０に入力される。一次側偏磁抑制制御部３５０は例えばＰＩＤ補償器により構成される。一次側偏磁抑制制御部３５０の動作によりサンプル・ＡＤ変換部２８０の出力と符号反転部３００の出力の差分がゼロになるよう制御され、一次側偏磁抑制制御部３５０の出力は一次側被比較波の一次側オフセット指令となる。すなわち、一次側偏磁抑制制御部３５０は、三角波キャリア信号の谷頂点部でサンプリングした一次電流検出値と、三角波キャリア信号の山頂点部でサンプリングした一次電流検出値と、の絶対値の差分がゼロになるように制御して一次側オフセット指令を出力する。

二次電流検出器３０で検出した電流検出値も一次電流検出器２０で検出した電流検出値と同様に処理される。つまり、二次電流検出器３０で検出した二次電流検出値は電流検出ローパスフィルタ部３６０に入力され、高周波のノイズ成分が除去される。電流検出ローパスフィルタ部３６０の出力と、谷タイミング生成部２３０で生成したトリガ信号はサンプル・ＡＤ変換部３７０に入力される。

サンプル・ＡＤ変換部３７０では、電流検出ローパスフィルタ部３６０でノイズを除去した二次電流検出値をデジタル値に変換する。サンプルおよび変換のタイミングは谷タイミング生成部２３０で生成する三角波キャリア信号の谷頂点部である。

同様に電流検出ローパスフィルタ部３６０の出力と、山タイミング生成部２２０で生成したトリガ信号はサンプル・ＡＤ変換部３８０に入力される。サンプル・ＡＤ変換部３８０では、電流検出ローパスフィルタ部３６０でノイズを除去した二次電流検出値をデジタル値に変換する。サンプルおよび変換のタイミングは山タイミング生成部２２０で生成する三角波キャリア信号の山頂点部である。サンプル・ＡＤ変換部３８０の出力は符号反転部３９０に入力され、符号が反転される。

サンプル・ＡＤ変換部３７０の出力と符号反転部３９０の出力の差分を定数０から減じた値が二次側偏磁抑制制御部４００に入力される。二次側偏磁抑制制御部４００は例えばＰＩＤ補償器により構成される。二次側偏磁抑制制御部４００の動作によりサンプル・ＡＤ変換部３７０の出力と符号反転部３９０の出力の差分がゼロになるよう制御され、二次側偏磁抑制制御部４００の出力は二次側被比較波の二次側オフセット指令となる。すなわち、二次側偏磁抑制制御部４００は、三角波キャリア信号の谷頂点部でサンプリングした二次電流検出値と、三角波キャリアの山頂点部でサンプリングした二次電流検出値と、の絶対値の差分がゼロになるように制御して二次側オフセット指令を出力する。

乗算器３３０の出力（一次側被比較波）と一次側偏磁抑制制御部３５０の出力（一次側オフセット指令）は加算され、補正後一次側被比較波として三角波比較部４２０、４３０に入力される。三角波比較部４２０、４３０では乗算器３３０の出力と一次側偏磁抑制制御部３５０の出力の合計である補正後一次側被比較波と三角波生成部２１０で生成される三角波キャリア信号とを比較してスイッチング信号を生成する。三角波比較部４２０、４３０の出力は各々デッドタイム生成部４６０、４７０に入力され、各々ゲート信号Ｇ−５ａ、Ｇ−５ｄおよびゲート信号Ｇ−５ｂ、Ｇ−５ｃを生成する。三角波比較部４２０，４３０，デッドタイム生成部４６０，４７０で第１ゲート信号生成部５４０を構成する。

乗算器３４０の出力（二次側被比較波）から二次側偏磁抑制制御部４００の出力（二次側オフセット指令）が減算された値が補正後二次側被比較波として三角波比較部４４０、４５０に入力される。三角波比較部４４０、４５０では乗算器３４０の出力から二次側偏磁抑制制御部４００の出力を減算した結果である補正後二次側被比較波と三角波生成部２１０で生成される三角波キャリア信号とを比較してスイッチング信号を生成する。三角波比較部４４０、４５０の出力は各々デッドタイム生成部４８０、４９０に入力され、各々ゲート信号Ｇ−１２ａ、Ｇ−１２ｄおよびゲート信号Ｇ−１２ｂ、Ｇ−１２ｃを生成する。三角波比較部４４０，４５０，デッドタイム生成部４８０，４９０で第２ゲート信号生成部５５０を構成する。

次に、本実施形態１の作用・動作を説明する。Ｄｕａｌ Ａｃｔｉｖｅ Ｂｒｉｄｇｅの出力電力は非特許文献１記載のとおり、下記の（１）式で示すことができる。

ただし、Ｐ：出力電力、Ｅ₁：一次側直流電圧、Ｅ₂：二次側直流電圧、Ｎ：トランス巻数比、ω：スイッチング角周波数、Ｌ：一次側に等価換算したリアクトルのインダクタンス、δ：図１の電圧Ｖ１と電圧Ｖ２の位相差とする。

図２の制御構成では、電流制御応答は電圧制御応答よりも高速であり、電流制御を検討する場合に一次側直流電圧および二次側直流電圧は一定と考えることができる。この場合、Ｄｕａｌ Ａｃｔｉｖｅ Ｂｒｉｄｇｅの出力電力は位相差δに依存する。

一次側直流電圧が一定の場合は、図１の電圧Ｖ１の電圧実効値は一定であるため、図１の電流Ｉ１は位相差δに依存することとなる。−９０°＜位相差δ＜９０°のとき、電流Ｉ１は位相差δに対して単調増加となる。

よって、電流制御部３２０において、電流指令値と一次電流検出値Ｉ１の差分からＰＩＤ補償器により位相差指令値を生成し、それに従った位相差で一次側二次側の半導体スイッチング素子を駆動することにより電流制御が可能となる。また、その外部ループとして電圧制御部２６０によって電圧制御系を構成することにより電圧制御も可能となる。

図３に基づき、具体的なゲート生成動作について説明する。本実施形態１では、位相差指令から生成される被比較波（補正後一次側被比較波、補正後二次側被比較波）と三角波キャリア信号を比較してスイッチング信号を生成し、その立上りをデッドタイム時間分削って、各々のスイッチング素子のゲート信号Ｇ−５ａ〜Ｇ５ｄ，Ｇ−１２ａ〜Ｇ−１２ｄとしている。

三角波比較部４２０、４３０では乗算器３３０の出力と一次側偏磁抑制制御部３５０の出力の合計である指令値（補正後一次側被比較波）と三角波生成部２１０で生成される三角波キャリア信号を比較する。三角波比較部４２０、４３０は、補正後一次側被比較波＞三角波キャリア信号のときゲート信号Ｇ−５ａ、Ｇ−５ｄがＯＮ、ゲート信号Ｇ−５ｂ、Ｇ−５ｃがＯＦＦという一次側スイッチング信号を生成する。また、三角波比較部４２０、４３０は、補正後一次側被比較波≦三角波キャリア信号のときゲート信号Ｇ−５ａ、Ｇ−５ｄがＯＦＦ、ゲート信号Ｇ−５ｂ、Ｇ−５ｃがＯＮという一次側スイッチング信号を生成する。

一次側スイッチング信号はデッドタイム生成部４６０、４７０に入力され、立ち上がり部をデッドタイム分削除され（デッドタイム分ＯＮ信号→ＯＦＦ信号に修正し）、一次側ゲート信号Ｇ−５ａ〜Ｇ５ｄとなる。

三角波比較部４４０、４５０では乗算器３４０の出力と二次側偏磁抑制制御部４００の出力の差分である指令値（補正後二次側被比較波）と三角波生成部２１０で生成される三角波キャリア信号を比較する。三角波比較部４４０、４５０は、補正後二次側被比較波＞三角波キャリア信号のときゲート信号Ｇ−１２ａ、Ｇ−１２ｄがＯＮ、ゲート信号Ｇ−１２ｂ、Ｇ−１２ｃがＯＦＦという二次側スイッチング信号を生成する。また、三角波比較部４４０、４５０は、補正後二次側被比較波≦三角波キャリア信号のときゲート信号Ｇ−１２ａ、Ｇ−１２ｄがＯＦＦ、ゲート信号Ｇ−１２ｂ、Ｇ−１２ｃがＯＮという二次側スイッチング信号を生成する。

二次側スイッチング信号はデッドタイム生成部４８０、４９０に入力され、立ち上がり部をデッドタイム分削除され（デッドタイム分ＯＮ信号→ＯＦＦ信号に修正し）、二次側ゲート信号Ｇ−１２ａ〜Ｇ１２ｄとなる。

図３は、位相差指令値（電流制御部３２０の出力）が正の場合の、各部の波形である。一次電流検出値Ｉ１、二次電流検出値Ｉ２のサンプル点は三角波キャリア信号の谷頂点部または山頂点部であるので、一次電流検出値Ｉ１、二次電流検出値Ｉ２の傾き（ｄｉ／ｄｔ）が緩やかである期間Ｔの中央位置で検出することになる。本発明で検出する一次電流検出値Ｉ１、二次電流検出値Ｉ２は交流だが、安定した電流領域でサンプリングできるため、電流制御の安定度を向上できる。

図４により、偏磁抑制制御の動作を説明する。半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄ、１２ａ〜１２ｄのスイッチング特性のバラツキやその駆動回路のバラツキ等により電圧Ｖ１、Ｖ２は完全に交流とはならず、直流電圧成分が重畳される場合がある。その場合、一次電流検出値Ｉ１、二次電流検出値Ｉ２にも直流電流成分が重畳される。

いま、一次電流検出値Ｉ１に負の直流電流成分が重畳され、一次電流検出値Ｉ１の振幅が負側に大きい場合を考える。このとき一次側偏磁抑制制御部３５０の入力値は正の値となる。その結果、一次側偏磁抑制制御部３５０の出力も正となる。この時の各部の波形が図４である。図４に示すとおりゲート信号Ｇ−５ａ、Ｇ−５ｄのデューティが拡大し、ゲート信号Ｇ−５ｂ、Ｇ−５ｃのデューティが減少する。このように、上記の半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄ、１２ａ〜１２ｄのバラツキやその駆動回路のバラツキを抑制するよう動作する。

以上示したように、本実施形態１によれば、直流電源装置において、トランスの一次電流、二次電流をスイッチング素子のスイッチング動作と同期してサンプリングし制御することにより、低速でのサンプリングにおいてもトランスの偏磁抑制制御を行うことが可能となる。

［実施形態２］
主回路構成については実施形態１と全く同一である。制御構成について山タイミング生成部２２０、谷タイミング生成部２３０、サンプル・ＡＤ変換部２８０、２９０、３７０、３８０のみ実施形態１と異なるためその点のみ説明する。

山タイミング生成部２２０では三角波キャリア信号の山頂点部±１／１６周期（山頂点部±位相角２２．５°）の時点のトリガ信号を出力する。同様に谷タイミング生成部２３０では三角波キャリア信号の谷頂点部±１／１６周期（谷頂点部±位相角２２．５°）の時点のトリガ信号を出力する。

図５に基づいてサンプル・ＡＤ変換部２８０、２９０、３７０、３８０の内部構成を説明する。サンプル・ＡＤ変換部２８０、２９０、３７０、３８０の内部構成は同一とする。サンプル・ＡＤ変換部は、ＡＤＣ部５１０とＤ型フリップフロップ５２０と割算器５３０とを備える。

サンプル・ＡＤ変換部の入力値（電流検出値）はＡＤＣ部５１０（ＡＤＣ：Ａｎａｌｏｇ−ｔｏ―Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）において、山タイミング生成部２２０または谷タイミング生成部２３０が出力するトリガ信号のタイミングで、デジタル値に変換される。

ＡＤＣ部５１０の出力と山タイミング生成部２２０または谷タイミング生成部２３０が出力するトリガ信号がＤ型フリップフロップ５２０に入力される。Ｄ型フリップフロップ５２０ではＡＤＣ部５１０の出力をトリガ信号のタイミングでラッチする。ＡＤＣ部５１０の出力とＤ型フリップフロップ５２０の出力は加算され、割算器５３０に入力される。

割算器５３０では入力を１／２にして出力する。つまり、割算器５３０の出力は三角波キャリア信号の山頂点部±１／１６時点、または、谷頂点部±１／１６周期時点２回の電流検出値の移動平均となる。

次に、本実施形態２の作用・動作を説明する。ゲート信号の生成方法、偏磁抑制制御については実施形態１と全く同一である。実施形態１との差異である電流検出について作用・動作の説明をする。

電力変換装置では、大電力のスイッチングを行うことにより電力を変換するため、電圧・電流の検出値にノイズが重畳される。一般の電力変換装置では検出部のローパスフィルタ（図２では電圧検出ローパスフィルタ部２５０、電流検出ローパスフィルタ部２７０、３６０に該当）の時定数を長くすることにより、ノイズ成分を除去している。

しかしながら、ローパスフィルタの時定数を長くすると、検出信号の遅延が長くなり、応答性向上が困難である。特に、電流制御は電圧制御と比較して高速の制御が必要となるため、この問題が顕著となる。

そこで、ローパスフィルタ（電流検出ローパスフィルタ部２７０、３６０）の時定数を最小限とし、スイッチング周期に同期したサンプリングを行い、複数回のサンプリング値を移動平均化処理することにより、ノイズ成分を除去する。これにより最も大きなノイズ成分であるスイッチング周波数のノイズ成分を移動平均により除去し、高周波のノイズ成分をローパスフィルタにより除去することができる。

本実施形態２では時定数の短いローパスフィルタで高周波を除去した後、１周期あたり２回のサンプリングを行い、その値の移動平均を取ることにより、検出信号の遅延を最小限にしながら、ノイズの影響を低減する。なお、ＡＤＣ部５１０の変換時間の許す限りサンプリング回数を増やすことにより、耐ノイズ性が向上することは明らかである。

Ｄｕａｌ Ａｃｔｉｖｅ Ｂｒｉｄｇｅでは電圧Ｖ１と電圧Ｖ２が同位相の時、電流Ｉ１、Ｉ２の傾き（ｄｉ／ｄｔ）は緩やかであるが、電圧Ｖ１と電圧Ｖ２が逆位相の時電流Ｉ１、Ｉ２の傾き（ｄｉ／ｄｔ）は急峻になる。

ｄｉ／ｄｔが急峻なタイミングで電流検出のサンプリングを行うと、少しのタイミングのずれで検出値が大きく異なることになるため、ｄｉ／ｄｔが緩やかなタイミングつまり電圧Ｖ１と電圧Ｖ２が同位相の時に電流検出のサンプリングを行うことが望ましい。

Ｄｕａｌ Ａｃｔｉｖｅ Ｂｒｉｄｇｅでは通常、−９０°＜位相差δ＜９０°の範囲で制御するため、本実施形態２のゲート信号生成方法では、三角波キャリア信号の谷頂点部±１／８周期（谷頂点部±位相角４５°）、山頂点部±１／８周期（山頂点部±位相角４５°）において、電圧Ｖ１と電圧Ｖ２が同位相となるため、この期間に複数回のサンプリングを行うことが望ましい。

図６では、三角波キャリア信号の谷頂点部±１／１２周期時点２回、山頂点部±１／１２周期時点２回での電流検出のサンプリングを行っている。電流サンプル点はこれに限らなくともよく、三角波キャリア信号の谷頂点部±１／８周期、谷頂点部±１／８周期の期間内の各々複数回であればよい。

以上示したように、本実施形態２によれば、実施形態１の作用効果に加え、最も大きなノイズ成分であるスイッチング周波数のノイズ成分を移動平均により除去し、高周波のノイズ成分をローパスフィルタにより除去することが可能となる。

以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。

１…第１の直流電源
２…第２の直流電源
３…第１の平滑コンデンサ
４…第１のスイッチング回路（第１のコンバータ部）
５ａ〜５ｄ、１２ａ〜１２ｄ…半導体スイッチング素子
６ａ〜６ｄ、１３ａ〜１３ｄ…コンデンサ
７…第１のリアクトル
８…高周波トランス（トランス）
８ａ…第１の巻線
８ｂ…第２の巻線、
９…第２のリアクトル
１０…第２のスイッチング回路（第２のコンバータ部）
２０…一次電流検出器
３０…二次電流検出器
４０…出力電圧検出器
１００…ＤＣ／ＤＣコンバータ回路
２００…制御回路
２１０…三角波生成部
２２０…山タイミング生成部
２３０…谷タイミング生成部
２４０…矩形波生成部
２５０…電圧検出ローパスフィルタ部
２６０…電圧制御部
２７０…電流検出ローパスフィルタ部
２８０，２９０…サンプル・ＡＤ変換部
３００…符号反転部
３１０…割算器
３２０…電流制御部
３３０，３４０…乗算器
３５０…一次側偏磁抑制制御部
３６０…電流検出ローパスフィルタ部
３７０，３８０…サンプル・ＡＤ変換部
３９０…符号反転部
４００…二次側偏磁抑制制御部
４１０…符号反転部
４２０〜４５０…三角波比較部
４６０〜４９０…デッドタイム生成部
５１０…ＡＤＣ部
５２０…Ｄ型フリップフロップ
５３０…割算器
５４０…第１ゲート信号生成部
５５０…第２ゲート信号生成部

Claims (4)

1. 第１の直流電源に接続された第１のコンバータ部と、第２の直流電源に接続された第２のコンバータ部と、第１の巻線が前記第１のコンバータ部に接続され第２の巻線が前記第２のコンバータ部に接続されたトランスと、を備えた直流電源装置であって、
   三角波キャリア信号の谷部でサンプリングした前記トランスの一次電流検出値と、前記三角波キャリア信号の山部でサンプリングした前記一次電流検出値と、の絶対値の差分がゼロになるように制御して一次側オフセット指令を出力する一次側偏磁抑制制御部と、
   前記三角波キャリア信号の谷部でサンプリングした前記トランスの二次電流検出値と、前記三角波キャリア信号の山部でサンプリングした前記二次電流検出値と、の絶対値の差分がゼロになるように制御して二次側オフセット指令を出力する二次側偏磁抑制制御部と、
   一次側被比較波を前記一次側オフセット指令で補正した補正後一次側被比較波と前記三角波キャリア信号に基づいて前記第１のコンバータ部の半導体スイッチング素子のゲート信号を生成する第１ゲート信号生成部と、
   二次側被比較波を前記二次側オフセット指令で補正した補正後二次側被比較波と前記三角波キャリア信号に基づいて前記第２のコンバータ部の半導体スイッチング素子のゲート信号を生成する第２ゲート信号生成部と、
   を備えたことを特徴とする直流電源装置。
2. 前記三角波キャリア信号の谷部は前記三角波キャリア信号の谷頂点部とし、
   前記三角波キャリア信号の山部は前記三角波キャリア信号の山頂点部とすることを特徴とする請求項１記載の直流電源装置。
3. 前記三角波キャリア信号の谷部でサンプリングした前記トランスの一次電流検出値は、前記三角波キャリア信号の谷頂点部の±１／８周期の期間内でサンプリングした複数点の一次電流検出値を移動平均した値とし、
   前記三角波キャリア信号の山部でサンプリングした前記一次電流検出値は、前記三角波キャリア信号の山頂点部の±１／８周期の期間内でサンプリングした複数点の一次電流検出値を移動平均した値とし、
   前記三角波キャリア信号の谷部でサンプリングした前記トランスの二次電流検出値は、前記三角波キャリア信号の谷頂点部の±１／８周期の期間内でサンプリングした複数点の二次電流検出値を移動平均した値とし、
   前記三角波キャリア信号の山部でサンプリングした前記二次電流検出値は、前記三角波キャリア信号の山頂点部の±１／８周期の期間内でサンプリングした複数点の二次電流検出値を移動平均した値とすることを特徴とする請求項１記載の直流電源装置。
4. 第１の直流電源に接続された第１のコンバータ部と、第２の直流電源に接続された第２のコンバータ部と、第１の巻線が前記第１のコンバータ部に接続され第２の巻線が前記第２のコンバータ部に接続されたトランスと、を備えた直流電源装置の制御方法であって、
   一次側偏磁抑制制御部が、三角波キャリア信号の谷部でサンプリングした前記トランスの一次電流検出値と、前記三角波キャリア信号の山部でサンプリングした前記一次電流検出値と、の絶対値の差分がゼロになるように制御して一次側オフセット指令を出力し、
   二次側偏磁抑制制御部が、前記三角波キャリア信号の谷部でサンプリングした前記トランスの二次電流検出値と、前記三角波キャリア信号の山部でサンプリングした前記二次電流検出値と、の絶対値の差分がゼロになるように制御して二次側オフセット指令を出力し、
   第１ゲート信号生成部が、一次側被比較波を前記一次側オフセット指令で補正した補正後一次側被比較波と前記三角波キャリア信号に基づいて前記第１のコンバータ部の半導体スイッチング素子のゲート信号を生成し、
   第２ゲート信号生成部が、二次側被比較波を前記二次側オフセット指令で補正した補正後二次側被比較波と前記三角波キャリア信号に基づいて前記第２のコンバータ部の半導体スイッチング素子のゲート信号を生成することを特徴とする直流電源装置の制御方法。

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