WO2019167271A1 - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

電力変換装置（１００）は、第１のブリッジ回路（３ａ）と、第２のブリッジ回路（３ｂ）と、第１のブリッジ回路（３ａ）の第１交流端子（５ａ，５ｂ）と第２のブリッジ回路（３ｂ）の第２交流端子（６ａ，６ｂ）との間に接続されるインダクタンス要素（２）とを備える。制御装置（２０）は、第１交流端子（５ａ，５ｂ）およびインダクタンス要素（２）の間に流れる第１交流電流（Ｉａｃ１）と、第２交流端子（６ａ，６ｂ）およびインダクタンス要素（２）の間に流れる第２交流電流（Ｉａｃ２）との差分に基づいて、インダクタンス要素（２）を通過する通過電流を算出し、通過電流に含まれる第１直流成分を検出する。制御装置（２０）は、検出された第１直流成分を打ち消すように、第１交流電圧（Ｖｔｒ１）および第２交流電圧（Ｖｔｒ２）の少なくとも一方において、正電位の期間と負電位の期間との比であるデューティを変化させる。

Description

電力変換装置

　本開示は、直流電力を直流電力に変換する電力変換装置に関する。

　太陽光発電システムまたは蓄電システム等においては、双方向に直流電力を融通することができるＤＣ／ＤＣコンバータが広く用いられている。双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの一つとして、ＤＡＢ（Dual　Active　Bridge）方式のＤＣ／ＤＣコンバータがある（たとえば、米国特許第９４９６７９７号明細書（特許文献１）および特開２０１３－９９１９４号公報（特許文献２）参照）。

　ＤＡＢ方式のＤＣ／ＤＣコンバータは、２台のフルブリッジ回路をリアクトルまたは変圧器等のインダクタンス要素を介して接続する回路構成を有している。このような回路構成の対称性から、ＤＡＢ方式のＤＣ／ＤＣコンバータは、双方向の電力伝送における特性が等しいという特徴を有しており、大電力用途に適している。

　ＤＡＢ方式のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、各ブリッジ回路は、並列接続される第１レグおよび第２レグを有している。各レグは、上アームを構成するスイッチング素子と下アームを構成するスイッチング素子とを直列接続して構成される。各レグにおいて、上アームと下アームとを相補的にスイッチング動作させるとともに、第１レグと第２レグとを基本的に位相差１８０度でスイッチング動作させることにより、方形波電圧をインダクタンス要素の一次側および二次側に発生させることができる。そして、ブリッジ回路間の位相差を制御することによって伝送電力を調整することができる。また、第１レグおよび第２レグのスイッチング動作の間に位相差を設ける構成も提案されている。

　しかしながら、各ブリッジ回路を構成するスイッチング素子の特性のばらつき、又はスイッチングタイミングのばらつき等に起因して、各ブリッジ回路から出力される電圧に直流成分が残留することがある。直流成分を含む電圧がインダクタンス要素に印加されると、インダクタンス要素に直流偏磁が生じてしまうという問題がある。インダクタンス要素において直流偏磁が発生すると、過電流が流れるため、ＤＣ／ＤＣコンバータが損傷する虞がある。

　このような課題を解決するため、例えば特許文献１には、一次側電流を制御する一次電流フィードバック制御ループと、励磁電流を制御する二次電流フィードバック制御ループとを有するＤＣ／ＤＣコンバータが記載されている。

　また、特許文献２には、一次側電流に基づいて偏磁を解消するためのパルス補正量を演算するとともに、二次側電流の向きに基づいて、力行および回生のいずれのモードで操作しているかを判定するように構成されたＤＣ／ＤＣコンバータが記載されている。特許文献２では、判定されたモードに応じて制御モードを切替えるとともに、当該制御モードに基づいて選択した補正対象となるスイッチング素子に対するパルス指令を、上記パルス補正量に基づいて補正することにより、偏磁の解消を図っている。

米国特許第９４９６７９７号明細書 特開２０１３－９９１９４号公報

　しかしながら、特許文献２に記載される技術では、力行および回生が切替わるごとに制御モードを切替える必要が生じるため、制御が複雑化することが懸念される。

　また、特許文献１および２に記載される技術では、一方のブリッジ回路で一次側電流の制御を行ない、他方のブリッジ回路で励磁電流の制御を行なっており、主電流の直流偏磁を抑制する効果が得られないことが懸念される。

　この発明はこのような課題を解決するためになされたものであって、その目的は、ＤＡＢ方式のＤＣ／ＤＣコンバータを備える電力変換装置において、インダクタンス要素に生じる直流偏磁を抑制することである。

　本開示に係る電力変換装置は、第１直流電圧と第２直流電圧との間で電力変換を行なうように構成される。電力変換装置は、第１直流電圧を第１交流電圧に変換して第１交流端子に出力する第１のブリッジ回路と、第２直流電圧を第２交流電圧に変換して第２交流端子に出力する第２のブリッジ回路と、第１交流端子と第２交流端子との間に接続されるインダクタンス要素と、第１および第２のブリッジ回路の各々における電圧変換を制御する制御装置とを備える。制御装置は、第１交流端子およびインダクタンス要素の間に流れる第１交流電流と、第２交流端子およびインダクタンス要素の間に流れる第２交流電流との差分に基づいて、インダクタンス要素を通過する通過電流を算出する。制御装置は、通過電流に含まれる第１直流成分を検出する。制御装置は、検出された第１直流成分を打ち消すように、第１交流電圧および第２交流電圧の少なくとも一方において、正電位の期間と負電位の期間との比であるデューティを変化させる。

　本開示によれば、ＤＡＢ方式のＤＣ／ＤＣコンバータを備える電力変換装置において、インダクタンス要素に生じる直流偏磁を抑制することができる。

実施の形態１に従う電力変換装置の主回路構成図である。 直流電源１ａから直流電源１ｂへ電力を伝送する場合の電流経路を説明するための図である。 直流電源１ａから直流電源１ｂへ電力を伝送する場合の電流経路を説明するための図である。 図２および図３に示すＤＣ／ＤＣコンバータの状態における、一次側交流電圧、二次側交流電圧、およびインダクタンス要素に流れる電流の時間的変化を示す図である。 制御装置のうちの制御信号の生成に関連する部分を示すブロック図である。 図５に示した偏磁抑制制御部の構成を示すブロック図である。 図６に示した通過電流偏磁抑制制御部の構成例を示すブロック図である。 デューティの変化による一次側交流電圧および二次側交流電圧の波形の変化を説明するための図である。 実施の形態２に従う電力変換装置の主回路構成図である。 直流電源１ａから直流電源１ｂへ電力を伝送する場合の電流経路を説明するための図である。 直流電源１ａから直流電源１ｂへ電力を伝送する場合の電流経路を説明するための図である。 制御装置のうちの制御信号の生成に関連する部分を示すブロック図である。 図１２に示した偏磁抑制制御部の構成を示すブロック図である。 変圧器の回路図および等価回路図である。 図１３に示した励磁電流偏磁抑制制御部の構成を示すブロック図である。 一次側交流電圧および二次側交流電圧と、スイッチングキャリア位相との関係を説明するための図である。 図６および図１２に示した直流成分検出器の構成を示すブロック図である。 一次側交流電圧Ｖｔｒ１および二次側交流電圧Ｖｔｒ２と、スイッチングキャリア位相との関係を説明するための図である。 実施の形態６に従う電力変換装置の主回路構成図である。

　以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則的に繰返さないものとする。

　実施の形態１．
　最初に、実施の形態１に従う電力変換装置の全体構成を説明する。図１は、実施の形態１に従う電力変換装置１００の主回路構成図である。

　図１を参照して、実施の形態１に従う電力変換装置１００は、一次側直流電圧Ｖ１（第１直流電圧）と二次側直流電圧Ｖ２（第２直流電圧）との間で双方向の電力変換を行なうＤＣ／ＤＣコンバータ１０と、制御装置２０とを備える。

　ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、ＤＡＢ方式のＤＣ／ＤＣコンバータであり、一次側ブリッジ回路３ａと、二次側ブリッジ回路３ｂと、インダクタンス要素２と、コンデンサ４ａ，４ｂと、ドライバ１１ａ，１１ｂとを備える。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、直流端子Ｔ１～Ｔ４と、電流検出器８ａ，８ｂと、電圧検出器９ａ，９ｂとをさらに備える。

　ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、一次側の直流電源１ａと二次側の直流電源１ｂとの間に接続される。直流端子Ｔ１，Ｔ２には直流電源１ａが接続され、直流端子Ｔ３，Ｔ４には直流電源１ｂが接続される。直流電源１ａは、直流電力を生成する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、直流電源１ａから供給される直流電力を変換し、直流電源１ｂに供給する。直流電源１ｂは、直流電力を蓄える電力貯蔵装置を含む。電力貯蔵装置は、例えば、二次電池または電気二重層コンデンサ等である。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、直流電源１ｂから供給される直流電力を直流電源１ａに伝達することができる。

　一次側ブリッジ回路３ａは、交流端子５ａ，５ｂと、直流端子５ｃ，５ｄとを含む。一次側ブリッジ回路３ａの直流端子５ｃは、直流端子Ｔ１に接続され、一次側ブリッジ回路３ａの直流端子５ｄは直流端子Ｔ２に接続される。

　コンデンサ４ａは、一次側ブリッジ回路３ａの直流端子５ｃ，５ｄ間に接続され、直流端子５ｃ，５ｄ間の直流電圧Ｖ１（一次側直流電圧）を平滑化させる。電圧検出器９ａは、一次側直流電圧Ｖ１を検出し、その検出値を示す信号を制御装置２０に与える。

　一次側ブリッジ回路３ａは、ドライバ１１ａから出力されるゲート信号によって駆動され、一次側直流電圧Ｖ１を交流電圧Ｖｔｒ１（以下、「一次側交流電圧」とも称す）に変換して交流端子５ａ，５ｂ間に出力する。一次側ブリッジ回路３ａは、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ４と、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ４にそれぞれ並列に接続されたキャパシタＣ１～Ｃ４とを含む。スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２は、直流端子Ｔ１およびＴ２の間に直列に接続される。スイッチング素子ＳＷ１およびＳＷ２の接続点は交流端子５ａに接続される。スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４は、直流端子Ｔ１およびＴ２の間に直列に接続される。スイッチング素子ＳＷ３およびＳＷ４の接続点は交流端子５ｂに接続される。スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ４は、制御装置２０から供給される制御信号Ｓ１～Ｓ４によって、それぞれオンオフ動作する。

　二次側ブリッジ回路３ｂは、交流端子６ａ，６ｂと、直流端子６ｃ，６ｄとを含む。二次側ブリッジ回路３ｂの直流端子６ｃは、直流端子Ｔ３に接続され、二次側ブリッジ回路３ｂの直流端子６ｄは直流端子Ｔ４に接続される。

　コンデンサ４ｂは、二次側ブリッジ回路３ｂの直流端子６ｃ，６ｄ間に接続され、直流端子６ｃ，６ｄ間の直流電圧Ｖ２（二次側直流電圧）を平滑化させる。電圧検出器９ｂは、二次側直流電圧Ｖ２を検出し、その検出値を示す信号を制御装置２０に与える。

　二次側ブリッジ回路３ｂは、ドライバ１１ｂから出力されるゲート信号によって駆動され、二次側直流電圧Ｖ２を交流電圧Ｖｔｒ２（以下、「二次側交流電圧」とも称す）に変換して交流端子６ａ，６ｂ間に出力する。二次側ブリッジ回路３ｂは、スイッチング素子ＳＷ１１～ＳＷ１４と、スイッチング素子ＳＷ１１～ＳＷ１４にそれぞれ並列に接続されたキャパシタＣ１１～Ｃ１４とを含む。スイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１２は、直流端子Ｔ３およびＴ４の間に直列に接続される。スイッチング素子ＳＷ１１およびＳＷ１２の接続点は交流端子６ａに接続される。スイッチング素子ＳＷ１３，ＳＷ１４は、直流端子Ｔ３およびＴ４の間に直列に接続される。スイッチング素子ＳＷ１３およびＳＷ１４の接続点は交流端子６ｂに接続される。スイッチング素子ＳＷ１１～ＳＷ１４は、制御装置２０から供給される制御信号Ｓ１１～Ｓ１４によって、それぞれオンオフ動作する。

　一次側ブリッジ回路３ａおよび二次側ブリッジ回路３ｂは、単相フルブリッジ回路により構成される。一次側ブリッジ回路３ａは「第１ブリッジ回路」の一実施例に対応し、二次側ブリッジ回路３ｂは「第２ブリッジ回路」の一実施例に対応する。以下の説明では、単相フルブリッジ回路における、各スイッチング素子を「アーム」と称する場合がある。特に、接続点を基準として高電圧側のスイッチング素子を「上アーム」、低電圧側のスイッチング素子を「下アーム」と称する場合がある。

　スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ４，ＳＷ１１～ＳＷ１４の各々は、電力用半導体スイッチング素子と、該半導体スイッチング素子に逆並列に接続されるダイオード（Freewheeling　Diode）とを含む。半導体スイッチング素子は、ＩＧＢＴ（Insulated　Gate　Bipolar）、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor　Filed　Effect　Transistor）、ＧＣＴ（Gate　Commutated　Turn‐off）サイリスタ等の自己消弧型の半導体スイッチング素子である。半導体スイッチング素子は、Ｓｉを材料とした素子に限らず、ＳｉＣまたはＧａＮなどのワイドバンドギャップ半導体を材料とした素子（ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ、ＧａＮ－ＨＥＭＴ（High　Electron　Mobility　Transistor）を用いてもよい。ダイオードは、半導体スイッチング素子の寄生ダイオードを用いてもよい。キャパシタＣ１～Ｃ４，Ｃ１１～Ｃ１４は、外付けのキャパシタであってもよいし、回路構成上等価な位置にあるスイッチング素子の寄生容量を用いてもよい。

　インダクタンス要素２は、一次側ブリッジ回路３ａの交流端子５ａ，５ｂと二次側ブリッジ回路３ｂの交流端子６ａ，６ｂとの間に接続される。インダクタンス要素２は、交流端子５ａおよび交流端子６ｂの間に接続されるリアクトル２５と、交流端子５ｂおよび交流端子６ｂの間に接続されるリアクトル２５とを含む。リアクトル２５は、「インダクタンス要素」の一実施例に対応する。図１の例では、インダクタンス要素２は、２個のリアクトル２５を備えているが、いずれか一方のリアクトル２５のみを備えていてもよい。

　電流検出器８ａは、交流端子５ａおよびリアクトル２５の間に接続され、一次側ブリッジ回路３ａおよびリアクトル２５の間に流れる交流電流Ｉａｃ１（以下、「一次側交流電流」とも称す）を検出し、その検出値を示す信号を制御装置２０に与える。電流検出器８ｂは、交流端子５ｂおよびリアクトル２５の間に接続され、二次側ブリッジ回路３ｂおよびリアクトル２５の間に流れる交流電流Ｉａｃ２（以下、「二次側交流電流」とも称す）を検出し、その検出値を示す信号を制御装置２０に与える。

　制御装置２０は、図示しない上位コントローラからの指令、および電流検出値８ａ，８ｂおよび電圧検出器９ａ，９ｂの出力信号に基づいて、一次側ブリッジ回路３ａの制御信号Ｓ１～Ｓ４および二次側ブリッジ回路３ｂの制御信号Ｓ１１～Ｓ１４を生成する。制御装置２０は、例えばマイクロコンピュータで構成される。一例として、制御装置２０は、図示しないメモリおよびＣＰＵ（Control　Processing　Unit）を内蔵し、メモリに予め格納されたプログラムをＣＰＵが実行することによるソフトウェア処理によって、以下に説明する制御動作を実行することができる。あるいは、当該制御動作の一部または全部について、ソフトウェア処理に代えて、内蔵された専用の電子回路等を用いたハードウェア処理によって実現することも可能である。

　ドライバ１１ａは、一次側ブリッジ回路３ａの制御信号Ｓ１～Ｓ４を増幅して一次側ブリッジ回路３ａのスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ４にそれぞれ供給する。ドライバ１１ｂは、二次側ブリッジ回路３ｂの制御信号Ｓ１１～Ｓ１４を増幅して二次側ブリッジ回路３ｂのスイッチング素子ＳＷ１１～ＳＷ１４にそれぞれ供給する。

　次に、図２から図４を参照して、実施の形態１に従う電力変換装置１００の動作について説明する。

　図２および図３は、直流電源１ａから直流電源１ｂへ電力を伝送する場合の電流経路を説明するための図である。図４は、図２および図３に示すＤＣ／ＤＣコンバータ１０の状態（Ａ）～（Ｆ）における、一次側交流電圧Ｖｔｒ１、二次側交流電圧Ｖｔｒ２、およびインダクタンス要素２に流れる電流の時間的変化を示す図である。

　図４において、Ｖｕ１はスイッチング素子ＳＷ２のドレイン・ソース間電圧であり、Ｖｖ１はスイッチング素子ＳＷ４のドレイン・ソース間電圧である。Ｖｕ２はスイッチング素子ＳＷ１２のドレイン・ソース間電圧であり、Ｖｖ２はスイッチング素子ＳＷ１４のドレイン・ソース間電圧である。Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｕ２，Ｖｖ２は、各上アームのオン時間である。また、Ｖｕ１とＶｖ１との位相差、Ｖｕ２とＶｖ２との位相差はいずれも１８０°である。

　以下の説明では、一次側交流電流Ｉａｃ１の方向について、一次側ブリッジ回路３ａからインダクタンス要素２に流れる方向を正方向として扱う。また、二次側交流電流Ｉａｃ２の方向について、二次側ブリッジ回路３ｂからインダクタンス要素２に流れる方向を正方向として扱う。

　図２（Ａ）には、一次側ブリッジ回路３ａのスイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ３がターンオフされ、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ４がターンオンされた直後の電流の流れを示している。スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ４，ＳＷ１２，ＳＷ１３がオン状態とされ、スイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ１１，ＳＷ１４がオフ状態とされている。一次側ブリッジ回路３ａのスイッチング素子ＳＷ１がターンオン、スイッチング素子ＳＷ２がターンオフされる前において、リアクトル２５から一次側ブリッジ回路３ａに対して負方向に一次側交流電流Ｉａｃ１が流れていたため、同方向に一次側交流電流Ｉａｃ１が流れ続ける。このとき、二次側ブリッジ回路３ｂからリアクトル２５に対して正方向に二次側交流電流Ｉａｃ２が流れ続ける。

　図２（Ａ）に示す状態の後、インダクタンス要素２に対して、直流電源１ａから一次側交流電流Ｉａｃ１と逆方向に電圧が印加されるため、一次側交流電流Ｉａｃ１の大きさが減少していく。そして、図２（Ｂ）に示すように、一次側交流電流Ｉａｃ１の向きが反転する。

　図２（Ｂ）に示す状態の後、二次側ブリッジ回路３ｂにおいて、スイッチング素子ＳＷ１２，ＳＷ１３がターンオフされ、スイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１４がターンオンされる。二次側ブリッジ回路３ｂのスイッチ状態が反転されて、図２（Ｃ）に示す状態となる。図２（Ｃ）に示す状態では、直流電源１ａから直流電源１ｂに対して電力が伝送される。

　図２（Ｃ）に示す状態の後、一次側ブリッジ回路３ａにおいて、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ４がターンオフされ、スイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ３がターンオンされ、図３（Ｄ）に示す状態となる。図２（Ｃ）に示す状態において、一次側ブリッジ回路３ａからインダクタンス要素２に対して正方向に一次側交流電流Ｉａｃ１が流れていたため、図３（Ｄ）に示す状態において、同方向に一次側交流電流Ｉａｃ１が流れ続ける。このとき、インダクタンス要素２から二次側ブリッジ回路３ｂに対して負方向に二次側交流電流Ｉａｃ２が流れ続ける。

　図３（Ｄ）に示す状態の後、インダクタンス要素２に対して、直流電源１ａから一次側交流電流Ｉａｃ１と逆方向に電圧が印加されるため、一次側交流電流Ｉａｃ１の大きさが減少していく。そして、図３（Ｅ）に示すように、一次側交流電流Ｉａｃ１の向きが反転する。

　図３（Ｅ）に示す状態の後、二次側ブリッジ回路３ｂにおいて、スイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１４がターンオフされ、スイッチング素子ＳＷ１２，ＳＷ１３がターンオンされる。二次側ブリッジ回路３ｂのスイッチング状態が反転され、図３（Ｆ）に示す状態となる。図３（Ｆ）に示す状態では、直流電源１ａから直流電源１ｂに対して電力が伝達される。図３（Ｆ）に示す状態の後、一次側ブリッジ回路３ａにおいて、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ４がターンオンされ、スイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ３がターンオフされ、図２（Ａ）に示す状態となる。

　図４に示す時間変化において、（Ａ），（Ｂ）（図２（Ａ），（Ｂ）参照）および（Ｄ），（Ｅ）（図３（Ｄ），（Ｅ）に相当）に示す状態は、インダクタンス要素２を励磁する「励磁モード」に相当し、（Ｃ）および（Ｆ）（図２（Ｃ）および図３（Ｆ）に相当）に示す状態は、直流電源１ａから直流電源１ｂに電力を伝達する「伝達モード」に相当する。

　このように、図２および図３の動作例では、一次側ブリッジ回路３ａでは、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２からなる第１レグにおいて、スイッチング素子ＳＷ１とＳＷ２とを相補的にスイッチング動作させるとともに、スイッチング素子ＳＷ３およびＳＷ４からなる第２レグにおいて、スイッチング素子ＳＷ３とＳＷ４とを相補的にスイッチング動作させる。そして、第１レグと第２レグとを位相差１８０度でスイッチング動作させる。二次側回路３ｂでは、スイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１２からなる第３レグにおいて、スイッチング素子ＳＷ１１とＳＷ１２とを相補的にスイッチング動作させるとともに、スイッチング素子ＳＷ１３，ＳＷ１４からなる第４レグにおいて、スイッチング素子ＳＷ１３とＳＷ１４とを相補的にスイッチング動作させる。そして、第３レグと第４レグとを位相差１８０度で動作させる。そして、一次側ブリッジ回路３ａと二次側ブリッジ回路３ｂとのスイッチング周期の位相差φを調整することにより、直流電源３ａから供給される電力を変換して直流電源３ｂに伝送することができる。なお、各ブリッジ回路において、２つのレグは基本的には位相差１８０度でスイッチング動作するが、２つのレグのスイッチング動作の間に位相差を設ける構成とすることもできる。

　図４に示すように、一次側交流電圧Ｖｔｒ１および二次側交流電圧Ｖｔｒ２は、方形波電圧となる。本願明細書では、方形波電圧における正電位の期間および負電位の期間の和に対する正電位の期間の比を「デューティｄ」と定義する。図１の構成例では、一次側交流電圧Ｖｔｒ１におけるデューティｄを「デューティｄ１」と定義し、二次側交流電圧Ｖｔｒ２におけるデューティｄを「デューティｄ２」と定義する。デューティｄ１は「第１デューティ」に対応し、デューティｄ２は「第２デューティ」に対応する。

　一次側ブリッジ回路３ａでは、第１および第２のスイッチング対を位相差１８０°でスイッチング動作させるため、一次側交流電圧Ｖｔｒ１のデューティｄ１＝０．５となる。二次側ブリッジ回路３ｂにおいても、第３および第４つのスイッチング対を位相差１８０°でスイッチング動作させるため、二次側交流電圧Ｖｔｒ２のデューティｄ２＝０．５となる。

　ここで、各ブリッジ回路の交流端子に出力される交流電圧において、正電位期間と負電位期間とがアンバランスになると、すなわち、デューティｄが０．５から外れると、交流電圧が正負非対象となり、結果的に交流電圧に直流成分が残留するようになる。交流電圧の直流成分は、各ブリッジ回路を構成するスイッチング素子の特性のばらつき、または、スイッチング素子のターンオンおよびターンオフのタイミングのばらつき等に起因して生じる。そして、直流成分を含んだ交流電圧がインダクタンス要素２であるリアクトル２５に印加されることにより、リアクトル２５に直流偏磁が発生することがある。

　リアクトル２５において直流偏磁が発生すると、リアクトル２５の励磁電流が増大し、交流電圧の波形が劣化する虞がある。または、リアクトル２５に過電流が流れることでＤＣ／ＤＣコンバータ１０が損傷する虞がある。

　そこで、実施の形態１に従う電力変換装置１００では、リアクトル２５に発生した直流偏磁を打ち消すように、一次側交流電圧Ｖｔｒ１および二次側交流電圧Ｖｔｒ２の少なくとも一方において、デューティｄを変化させる。

　図５は、制御装置２０のうちの制御信号Ｓ１～Ｓ４，Ｓ１１～Ｓ１４の生成に関連する部分を示すブロック図である。ただし、図５では、直流電源１ａおよび直流電源１ｂ間で電力を伝送する場合に使用される部分が示されている。以下では、制御装置２０が、電圧検出器９ｂによって検出される二次側直流電圧Ｖ２が、二次側直流電圧Ｖ２の目標電圧Ｖ２＊に追従するように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０を制御する場合について説明する。この場合、二次側直流電圧Ｖ２を電力変換装置１００により制御し、一次側直流電圧Ｖ１は、直流端子Ｔ１，Ｔ２に接続される直流電源１ａにより一定値に保持されているものとする。

　図５を参照して、制御装置２０は、減算器２１と、電力指令生成部２２と、位相差指令生成部２３と、偏磁抑制制御部２４と、制御信号生成部２６とを含む。図５に示される各ブロックの機能は、制御装置２０によるソフトウェア処理およびハードウェア処理の少なくとも一方によって実現することができる。

　減算器２１は、上位の制御装置から与えられる目標電圧Ｖ２＊と電圧検出器９ｂによって検出される二次側直流電圧Ｖ２との偏差（Ｖ２＊－Ｖ２）を演算する。電力指令生成部２２は、電圧検出器９ｂによって検出される二次側直流電圧Ｖ２を、目標電圧Ｖ２＊に追従させるように、偏差（Ｖ２＊－Ｖ２）を零にするための制御演算を実行して、送信電力指令値Ｐ＊を生成する。生成された送信電力指令値Ｐ＊は、位相差指令生成部２３に与えられる。

　なお、一次側直流電圧Ｖ１が、一次側直流電圧Ｖ１の目標電圧Ｖ１＊に追従するように制御する場合には、例えば切換回路により、位相差指令生成部２３に接続される電圧検出器９ｂが電圧検出器９ａに置き換えられる。この場合、二次側直流電圧Ｖ２は、直流端子Ｔ３，Ｔ４に接続される直流電源１ｂにより一定値に保持されているものとする。電力指令生成部２２は、電圧検出器９ａによって検出される一次側直流電圧Ｖ１を、上位の制御装置から与えられる目標電圧Ｖ１＊に追従させるように、目標電圧Ｖ１＊と一次側直流電圧Ｖ１との偏差（Ｖ１＊－Ｖ１）を零にするための制御演算を実行して、送信電力指令値Ｐ＊を生成する。

[規則91に基づく訂正 30.05.2018]　
　あるいは、一次側直流電圧Ｖ１および二次側直流電圧Ｖ２がともに所定値に保持されており、上位の制御装置から直接に位相差指令生成部２３に送信電力指令値Ｐ＊を与える構成としてもよい。

　位相差指令生成部２３は、電力指令生成部２２により生成された送信電力指令値Ｐ＊に基づいて、位相差指令値φ＊を生成する。生成された位相差指令値φ＊は制御信号生成部２６に与えられる。

　偏磁抑制制御部２４は、電流検出器８ａによって検出される一次側交流電流Ｉａｃ１および電流検出器８ｂによって検出される二次側交流電流Ｉａｃ２に基づいて、一次側ブリッジ回路３ａにおけるデューティｄ１、および二次側ブリッジ回路３ｂにおけるデューティｄ２を生成する。

　図６は、図５に示した偏磁抑制制御部２４の構成を示すブロック図である。
　図６を参照して、偏磁抑制制御部２４は、減算器２４０，２５０と、直流成分検出器２４２と、通過電流偏磁抑制制御部２４４と、乗算器２４１，２４６と、加算器２４８とを含む。

　減算器２４０は、電流検出器８ａによって検出される一次側交流電流Ｉａｃ１と、電流検出器８ｂによって検出される二次側交流電流Ｉａｃ２との偏差（Ｉａｃ１－Ｉａｃ２）を演算する。乗算器２４１は、偏差（Ｉａｃ１－Ｉａｃ２）に係数０．５を乗算する。乗算値（Ｉａｃ１－Ｉａｃ２）×０．５は、一次側ブリッジ回路３ａから二次側ブリッジ回路３ｂに伝送される通過電流Ｉｔｒに相当する。

　直流成分検出器２４２は、通過電流Ｉｔｒに含まれる直流成分Ｉｔｒｄｃを検出する。直流成分Ｉｔｒｄｃは「第１直流成分」に対応する。直流成分検出器２４２の詳細な構成については後述する。

　ここで、一次側交流電圧Ｖｔｒ１および二次側交流電圧Ｖｔｒ２がいずれも理想的な方形波（デューティｄ＝０．５）である場合、図４に示すように、一次側交流電流Ｉａｃ１および二次側交流電流Ｉａｃ２はいずれも正負対称な波形となる。一方、一次側交流電圧Ｖｔｒ１および二次側交流電圧Ｖｔｒ２の少なくとも一方に直流成分が含まれる場合、対応する交流電流が正負非対象となり、直流成分を含むことになる。これにより、インダクタンス要素２に流れる通過電流Ｉｔｒにも直流成分Ｉｔｒｄｃが現れ、結果的にインダクタンス要素２の直流偏磁を発生させてしまう。

　通過電流偏磁抑制制御部２４４は、直流成分検出器２４２によって検出された直流成分Ｉｔｒｄｃが０となるように制御演算を実行して、一次側ブリッジ回路３ａのデューティｄ１と二次側ブリッジ回路３ｂのデューティｄ２との差分（以下、「デューティ差指令」）Ｄｄｉｆを生成する。デューティ差指令Ｄｄｉｆは、第１デューティｄ１と第２デューティｄ２との「目標偏差」の一実施例に対応する。

　乗算器２４６は、デューティ差指令Ｄｄｉｆに係数０．５を乗算する。加算器２４８は、基準デューティＤｒｅｆに乗算器２４６の出力（Ｄｄｉｆ×０．５）を加算することにより、デューティｄ１を生成する。

　減算器２５０は、基準デューティＤｒｅｆから乗算器２４６の出力（Ｄｄｉｆ×０．５）を減算することにより、デューティｄ２を生成する。

　ここで、基準デューティＤｒｅｆ＝０．５に設定されている。デューティｄ１，ｄ２は、それぞれ、次式（１），（２）により与えられる。

　ｄ１＝０．５＋Ｄｄｉｆ×０．５　　…（１）
　ｄ２＝０．５－Ｄｄｉｆ×０．５　　…（２）
　式（１），（２）から分かるように、デューティｄ１とデューティｄ２との差分（ｄ１－ｄ２）はデューティ差指令Ｄｄｉｆに等しくなっている。なお、図６の構成例では、デューティ差指令Ｄｄｉｆを二等分したもの（Ｄｄｉｆ×０．５）を、デューティｄ１，ｄ２にそれぞれ加算または減算する構成について説明したが、加算分および減算分の比率は任意に設定することができる。加算分と減算分との比率をｋ：（１－ｋ）とすると（ただし、０≦ｋ≦１）、デューティｄ１，ｄ２は、それぞれ、次式（３），（４）により与えられる。

　ｄ１＝０．５＋Ｄｄｉｆ×ｋ　　　　　　…（３）
　ｄ２＝０．５－Ｄｄｉｆ×（１－ｋ）　　…（４）
　なお、式（３），（４）によれば、デューティｄ１，ｄ２のうちいずれか一方をＤｒｅｆ＝０．５に設定し、他方をＤｒｅｆからデューティ差指令Ｄｄｉｆだけ変化させることも可能である。すなわち、デューティｄ１およびｄ２の差分がデューティ差指令Ｄｄｉｆに一致するように、デューティｄ１，ｄ２の少なくとも一方を変化させることで、直流成分Ｉｔｒｄｃを打ち消すことができる。

　図７は、図６に示した通過電流偏磁抑制制御部２４４の構成例を示すブロック図である。図７を参照して、通過電流偏磁抑制制御部２４４は、比較器２６０，２６２と、ＮＡＮＤ回路２６４と、乗算器２６６と、比例器２６８と、積分器２７１と、加算器２６９とを含む。

[規則91に基づく訂正 30.05.2018]
　比較器２６０は、直流成分Ｉｔｒｄｃと上限値ｍａｘとを比較し、比較結果を出力する。比較器２６０は、直流成分Ｉｔｒｄｃが上限値ｍａｘより小さい場合、Ｈ（論理ハイ）レベルの信号を出力し、直流成分Ｉｔｒｄｃが上限値ｍａｘより大きい場合、Ｌ（論理ロー）レベルの信号を出力する。

[規則91に基づく訂正 30.05.2018]　
　比較器２６２は、直流成分Ｉｔｒｄｃと下限値ｍｉｎとを比較し、比較結果を出力する。比較器２６２は、直流成分Ｉｔｒｄｃが下限値ｍｉｎより大きい場合、Ｈレベルの信号を出力し、直流成分Ｉｔｒｄｃが下限値ｍｉｎより小さい場合、Ｌレベルの信号を出力する。

[規則91に基づく訂正 30.05.2018]　
　ＮＡＮＤ回路２６４は、比較器２６０の出力信号と比較器２６２の出力信号との否定論理積を演算する。直流成分Ｉｔｒｄｃが上限値ｍａｘより大きい場合、または下限値ｍｉｎより小さい場合、ＮＡＮＤ回路２６４は、Ｈレベル（論理値「１」）の信号を出力する。直流成分Ｉｔｒｄｃが上限値ｍａｘ以下かつ下限値ｍｉｎ以上である場合、ＮＡＮＤ回路２６４は、Ｌレベル（論理値「０」）の信号を出力する。

　乗算器２６６は、直流成分ＩｔｒｄｃとＮＡＮＤ回路２６４の出力信号とを乗算し、乗算結果を示す信号を比例器２６８へ出力する。ＮＡＮＤ回路２６４の信号値が「１」である場合、乗算器２６６は、直流成分Ｉｔｒｄｃを出力する。ＮＡＮＤ回路２６４の信号値が「０」である場合、乗算器２６６は、直流成分Ｉｔｒｄｃを出力しない。

　比例器２６８、積分器２７１および加算器２６９は、直流成分Ｉｔｒｄｃが０となるように比例積分演算を実行し、デューティ差指令Ｄｄｉｆを生成する。

　図７の構成例において、比較器２６０，２６２、ＮＡＮＤ回路２６４および乗算器２６６は、不感帯回路を構成する。不感帯回路は、直流成分Ｉｔｒｄｃが、上限値ｍａｘおよび下限値ｍｉｎを有する許容範囲内に収まっているときには、直流成分Ｉｔｒｄｃ＝０（すなわち、直流成分Ｉｔｒｄｃが含まれていない）とみなす。これにより、デューティ差指令Ｄｄｉｆ＝０に設定される。したがって、デューティｄ１，ｄ２はともに基準デューティＤｒｅｆ＝０．５から変化しない。ただし、積分器２７１に積分値が残留している場合には、直流成分Ｉｔｒｄｃ＝０であっても、デューティ差指令Ｄｄｉｆ＝０にはならない。

　これに対して、直流成分Ｉｔｒｄｃが許容範囲から外れているときには、直流成分Ｉｔｒｄｃに基づいて、デューティ差指令Ｄｄｉｆが生成される。したがって、デューティｄ１，ｄ２は、式（１），（２）（または式（３），（４））に従って、基準デューティＤｒｅｆ＝０．５から変化することになる。

　図５に戻って、制御信号生成部２６は、位相差指令生成部２３によって生成された位相差指令値φ＊、および偏磁抑制制御部２４によって生成されたデューティｄ１，ｄ２に基づいて、一次側ブリッジ回路３ａの制御信号Ｓ１～Ｓ４、二次側ブリッジ回路３ｂの制御信号Ｓ１１～Ｓ１４を生成する。

　ドライバ１１ａは、制御信号Ｓ１～Ｓ４を増幅してゲート信号を生成し、一次側ブリッジ回路３ａのスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ４に供給する。ドライバ１１ｂは、制御信号Ｓ１１～Ｓ１４を増幅してゲート信号を生成し、二次側ブリッジ回路３ｂに供給する。

　一次側ブリッジ回路３ａは、デューティｄ１で第１のスイッチング素子対（スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ４）および第２のスイッチング素子対（スイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ３）をスイッチング動作する。これにより、一次側ブリッジ回路３ａは、デューティｄ１を有する一次側交流電圧Ｖｔｒ１を出力する。二次側ブリッジ回路３ｂは、デューティｄ２で第３のスイッチング素子対（スイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１４）および第２のスイッチング素子対（スイッチング素子ＳＷ１２，ＳＷ１３）をスイッチング動作する。これにより、一次側ブリッジ回路３ａは、デューティｄ２を有する二次側交流電圧Ｖｔｒ２を出力する。

　図８は、デューティｄの変化による一次側交流電圧Ｖｔｒ１および二次側交流電圧Ｖｔｒ２の波形の変化を説明するための図である。

　交流電圧に含まれる直流成分が正電圧である場合、デューティｄを減少させる。これにより、正電位期間が負電位期間よりも相対的に短くなるため、正の直流成分が減少する。

　一方、交流電圧に含まれる直流成分が負電圧である場合、デューティｄを増加させる。これにより、負電位期間が正電位期間よりも相対的に短くなるため、負の直流成分が減少する。

　本実施の形態では、デューティｄ１とデューティｄ２との差が、デューティ差指令Ｄｄｉｆに一致するように、デューティｄ１をＤｄｉｆ×０．５分増加させるとともに、デューティｄ２をＤｄｉｆ×０．５分減少させている。

　したがって、デューティ差指令Ｄｄｉｆ＞０の場合、図８に示すように、一次側交流電圧Ｖｔｒ１の負の直流成分が減少するようにデューティｄ１が調整され、二次側交流電圧Ｖｔｒ２の正の直流成分が減少するようにデューティｄ２が調整される。これにより、直流成分Ｉｔｒｄｃを打ち消すことができる。

　以上説明したように、実施の形態１に従う電力変換装置１００によれば、インダクタンス要素２（リアクトル２５）の通過電流に含まれる直流成分Ｉｔｒｄｃを打ち消すように、一次側交流電圧Ｖｔｒ１および二次側交流電圧Ｖｔｒ２の少なくとも一方におけるデューティｄを変化させる。これにより、インダクタンス要素２における直流偏磁の発生を抑制することができる。

　実施の形態２．
　図９は、本実施の形態２に従う電力変換装置１００の主回路構成図である。実施の形態２に従う電力変換装置１００は、図１に示した電力変換装置１００と比較して、インダクタンス要素２の構成が異なる。

　図９を参照して、インダクタンス要素２は、互いに絶縁された一次巻線２ａおよび二次巻線２ｂを有する変圧器２により構成される。図９の例では、一次巻線２ａの巻数と二次巻線２ｂの巻数の比は１：１であるとする。なお、変圧器は巻数比が１：１のものでなくてもよい。

　一次巻線２ａの一方端子は一次側ブリッジ回路３ａの交流端子５ａに接続され、一次巻線２ａの他方端子は一次側ブリッジ回路３ａの交流端子５ｂに接続される。二次巻線２ｂの一方端子は二次側ブリッジ回路３ｂの交流端子６ａに接続され、二次巻線２ｂの他方端子は二次側ブリッジ回路３ｂの交流端子６ｂに接続される。

　次に、図１０および図１１を参照して、実施の形態２に従う電力変換装置１００の動作について説明する。

　図１０および図１１は、直流電源１ａから直流電源１ｂへ電力を伝送する場合の電流経路を説明するための図である。なお、図１０および図１１に示すＤＣ／ＤＣコンバータ１０の状態（Ａ）～（Ｆ）における、一次側交流電圧Ｖｔｒ１、二次側交流電圧Ｖｔｒ２、一次側交流電流Ｉａｃ１および二次側交流電流Ｉａｃ２の時間的変化は、図４に示した時間的変化と基本的に同じである。

　図１０（Ａ）には、一次側ブリッジ回路３ａのスイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ３がターンオフされ、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ４がターンオンされた直後の電流の流れを示している。スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ４，ＳＷ１２，ＳＷ１３がオン状態とされ、スイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ１１，ＳＷ１４がオフ状態とされている。一次側ブリッジ回路３ａのスイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ３がターンオフされ、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ４がターンオンされる前において、一次巻線２ａから一次側ブリッジ回路３ａに対して負方向に一次側交流電流Ｉａｃ１が流れていたため、同方向に一次側交流電流Ｉａｃ１が流れ続ける。このとき、二次側ブリッジ回路３ｂから二次巻線２ｂに対して正方向に二次側交流電流Ｉａｃ２が流れ続ける。

　図１０（Ａ）に示す状態の後、一次巻線２ａに対して、直流電源１ａから一次側交流電流Ｉａｃ１と逆方向に電圧が印加されるため、一次側交流電流Ｉａｃ１の大きさが減少していく。そして、図１０（Ｂ）に示すように、一次側交流電流Ｉａｃ１の向きが反転する。図１０（Ａ），（Ｂ）に示す状態では、変圧器２が励磁される。

　図１０（Ｂ）に示す状態の後、二次側ブリッジ回路３ｂにおいて、スイッチング素子ＳＷ１２，ＳＷ１３がターンオフされ、スイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１４がターンオンされる。二次側ブリッジ回路３ｂのスイッチ状態が反転されて、図１０（Ｃ）に示す状態となる。図１０（Ｃ）に示す状態では、直流電源１ａから直流電源１ｂに対して電力が伝送される。

　図１０（Ｃ）に示す状態の後、一次側ブリッジ回路３ａにおいて、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ４がターンオフされ、スイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ３がターンオンされ、図１１（Ｄ）に示す状態となる。図１０（Ｃ）に示す状態において、一次側ブリッジ回路３ａから一次巻線２ａに対して正方向に一次側交流電流Ｉａｃ１が流れていたため、図１１（Ｄ）に示す状態において、同方向に一次側交流電流Ｉａｃ１が流れ続ける。このとき、二次巻線２ｂから二次側ブリッジ回路３ｂに対して負方向に二次側交流電流Ｉａｃ２が流れ続ける。

　図１１（Ｄ）に示す状態の後、一次巻線２ａに対して、直流電源１ａから一次側交流電流Ｉａｃ１と逆方向に電圧が印加されるため、一次側交流電流Ｉａｃ１の大きさが減少していく。そして、図１１（Ｅ）に示すように、一次側交流電流Ｉａｃ１の向きが反転する。図１１（Ｄ），（Ｅ）に示す状態では、変圧器２が励磁される。

　図１１（Ｅ）に示す状態の後、二次側ブリッジ回路３ｂにおいて、スイッチング素子ＳＷ１２，ＳＷ１３がターンオンされ、スイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１４がターンオフされる。二次側ブリッジ回路３ｂのスイッチング状態が反転され、図１１（Ｆ）に示す状態となる。図１１（Ｆ）に示す状態では、直流電源１ａから直流電源１ｂに対して電力が伝達される。図１１（Ｆ）に示す状態の後、一次側ブリッジ回路３ａにおいて、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ４がターンオンされ、スイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ３がターンオフされ、図１０（Ａ）に示す状態となる。

　実施の形態２に従うＤＣ／ＤＣコンバータ１０においても、実施の形態１に従うＤＣ／ＤＣコンバータ１０と同様に、一次側ブリッジ回路３ａでは、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２からなる第１レグと、スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４からなる第２レグとを基本的に位相差１８０°でスイッチング動作させ、二次側ブリッジ回路３ｂでは、スイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１２からなる第３レグと、スイッチング素子ＳＷ１３，ＳＷ１４からなる第４レグとを基本的に位相差１８０°でスイッチング動作させる。各ブリッジ回路において、２つのレグのスイッチング動作の間に位相差を設けることもできる。そして、一次側ブリッジ回路３ａと二次側ブリッジ回路３ｂとのスイッチング周期の位相差φを調整することにより、直流電源１ａから供給される電力を変換して直流電源１ｂに伝送することができる。

[規則91に基づく訂正 30.05.2018]　
　実施の形態２に従うＤＣ／ＤＣコンバータ１０においては、変圧器２の一次巻線２ａに一次側交流電圧Ｖｔｒ１が印加されて一次巻線２ａおよび二次巻線２ｂに電流が流れると、変圧器２の鉄心内に磁束が発生する。この鉄心内の磁束に直流成分が含まれる直流偏磁が発生すると、変圧器２の励磁電流が増大するため、変圧器２に過電流が流れてＤＣ／ＤＣコンバータ１０が損傷する虞がある。

　そこで、実施の形態２に従う電力変換装置１００では、変圧器２に発生した直流偏磁を打ち消すように、一次側交流電圧Ｖｔｒ１および二次側交流電圧Ｖｔｒ２において、デューティｄを変化させる。

　図１２は、図９に示した制御装置２０のうちの制御信号Ｓ１～Ｓ４，Ｓ１１～Ｓ１４の生成に関連する部分を示すブロック図である。図１２に示される各ブロックの機能は、制御装置２０によるソフトウェア処理およびハードウェア処理の少なくとも一方によって実現することができる。

　図１２を参照して、制御装置２０は、図５に示した制御装置２０と比較して、偏磁抑制制御部２４に代えて、偏磁抑制制御部２４Ａを含む点が異なる。

　偏磁抑制制御部２４は、電流検出器８ａによって検出される一次側交流電流Ｉａｃ１および電流検出器８ｂによって検出される二次側交流電流Ｉａｃ２に基づいて、一次側ブリッジ回路３ａにおけるデューティｄ１、および二次側ブリッジ回路３ｂにおけるデューティｄ２を生成する。

　図１３は、図１２に示した偏磁抑制制御部２４Ａの構成を示すブロック図である。
　図１３を参照して、偏磁抑制制御部２４Ａは、図６に示した偏磁抑制制御部２４に比較して、加算器２５２，２５８、直流成分検出器２５４、および励磁電流偏磁抑制制御部２５６が追加されている点が異なる。

　加算器２５２は、電流検出器８ａによって検出される一次側交流電流Ｉａｃ１と、電流検出器８ｂによって検出される二次側交流電流Ｉａｃ２との和（Ｉａｃ１＋Ｉａｃ２）を演算する。この和（Ｉａｃ１＋Ｉａｃ２）は、図１４（Ｂ）に示すように、変圧器２の励磁電流に相当する。

　図１４（Ａ）は、変圧器２の回路図である。変圧器２は、一次巻線と二次巻線とが磁気的に結合されているため、図１４（Ａ）に示すように、直流的には一次巻線と二次巻線とは絶縁されている。図１４（Ａ）の回路図は、電圧および電流の関係式から図１４（Ｂ）に示すような等価回路で表わすことができる。

　図１４（Ａ）の変圧器２の基本式は、次式（５），（６）である。ただし、Ｌ_１は一次巻線の自己インダクタンス、Ｌ_２は二次巻線の自己インダクタンス、Ｍは相互インダクタンスである。

　Ｖｔｒ１＝ｊωＬ_１Ｉａｃ１＋ｊωＭＩａｃ２　　…（５）
　Ｖｔｒ２＝ｊωＬ_２Ｉａｃ２＋ｊωＭＩａｃ１　　…（６）
　式（５），（６）は、次式（７），（８）のように変形することができる。

　Ｖｔｒ１＝ｊω（Ｌ_１－Ｍ）Ｉａｃ１＋ｊωＭ（Ｉａｃ１＋Ｉａｃ２）　　…（７）
　Ｖｔｒ２＝ｊω（Ｌ_２－Ｍ）Ｉａｃ２＋ｊωＭ（Ｉａｃ１＋Ｉａｃ２）　　…（８）
　式（７），（８）において、Ｉａｃ１＋Ｉａｃ２が変圧器２の励磁電流に相当する。通過電流Ｉｔｒと同様に、各ブリッジ回路を構成するスイッチング素子の特性ばらつき等に起因しての交流端子に出力される交流電圧に直流成分が残留すると、励磁電流に直流成分が含まれるおそれがある。

　実施の形態２では、電流検出器８ａによって検出される一次側交流電流Ｉａｃ１と、電流検出器８ｂによって検出される二次側交流電流Ｉａｃ２との偏差（Ｉａｃ１－Ｉａｃ２）を演算することにより、一次側ブリッジ回路３ａから二次側ブリッジ回路３ｂに伝送される通過電流Ｉｔｒを検出するとともに、一次側交流電流Ｉａｃ１および二次側交流電流Ｉａｃ２の和（Ｉａｃ１＋Ｉａｃ２）を演算することにより、変圧器２の励磁電流Ｉｍを検出する。そして、通過電流Ｉｔｒおよび励磁電流Ｉｍの各々に含まれる直流成分を検出する。

　具体的には、図１３に示すように、直流成分検出器２４２は、通過電流Ｉｔｒに含まれる直流成分Ｉｔｒｄｃを検出する。直流成分検出器２５４は、励磁電流Ｉｍに含まれる直流成分Ｉｍｄｃを検出する。直流成分Ｉｔｒｄｃは「第１直流成分」に対応し、直流成分Ｉｍｄｃは「第２直流成分」に対応する。直流成分検出器２４２，２５４の詳細な構成については後述する。

　通過電流偏磁抑制制御部２４４は、直流成分検出器２４２によって検出された直流成分Ｉｔｒｄｃが０となるように制御演算を実行して、デューティ差指令Ｄｄｉｆを生成する。乗算器２４６は、デューティ差指令Ｄｄｉｆに係数０．５を乗算する。

　励磁電流偏磁抑制制御部２５６は、直流成分検出器２５４によって検出された直流成分Ｉｍｄｃが０となるように制御演算を実行して、一次側ブリッジ回路３ａのデューティｄ１および二次側ブリッジ回路３ｂのデューティｄ２を共通して調整するための「共通デューティ指令Ｄｃｏｍ」を生成する。共通デューティ指令Ｄｃｏｍは、第１デューティｄ１および第２デューティｄ２の「操作量」の一実施例に対応する。

　加算器２５８は、基準デューティＤｒｅｆに共通デューティ指令Ｄｃｏｍを加算する。加算器２４８は、加算器２５８の出力（Ｄｒｅｆ＋Ｄｃｏｍ）に、乗算器２４６の出力（Ｄｄｉｆ×０．５）を加算することにより、デューティｄ１を生成する。

　減算器２５０は、加算器２５８の出力（Ｄｒｅｆ＋Ｄｃｏｍ）から、乗算器２４６の出力（Ｄｄｉｆ×０．５）を減算することにより、デューティｄ２を生成する。

　ここで、基準デューティＤｒｅｆ＝０．５に設定されている。デューティｄ１，ｄ２は、それぞれ、次式（９），（１０）により与えられる。

　ｄ１＝０．５＋Ｄｃｏｍ＋Ｄｄｉｆ×０．５　　…（９）
　ｄ２＝０．５＋Ｄｃｏｍ－Ｄｄｉｆ×０．５　　…（１０）
　式（９），（１０）から分かるように、デューティｄ１，ｄ２はともに、共通デューティ指令Ｄｃｏｍを含んでいる。また、デューティｄ１とデューティｄ２との差分（ｄ１－ｄ２）はデューティ差指令Ｄｄｉｆに等しくなっている。なお、実施の形態１で説明したように、デューティｄ１における加算分およびデューティｄ２における減算分の比率は任意に設定することができる。加算分と減算分との比率をｋ：（１－ｋ）とすると（ただし、０≦ｋ≦１）、デューティｄ１，ｄ２は、それぞれ、次式（１１），（１２）により与えられる。

　ｄ１＝０．５＋Ｄｃｏｍ＋Ｄｄｉｆ×ｋ　　　　　　…（１１）
　ｄ２＝０．５＋Ｄｃｏｍ－Ｄｄｉｆ×（１－ｋ）　　…（１２）
　式（１１），（１２）によれば、デューティｄ１，ｄ２のうちいずれか一方をＤｒｅｆ＋Ｄｃｏｍに設定し、他方をＤｒｅｆ＋Ｄｃｏｍからデューティ差指令Ｄｄｉｆだけ変化させることも可能である。

　図１５は、図１３に示した励磁電流偏磁抑制制御部２５６の構成を示すブロック図である。

　図１５を参照して、励磁電流偏磁抑制制御部２５６は、図７に示した通過電流偏磁抑制制御部２４４と回路構成が同じである。すなわち、励磁電流偏磁抑制制御部２５６は、不感帯回路を有しており、励磁電流Ｉｍの直流成分Ｉｍｄｃが許容範囲から外れる場合に、直流成分Ｉｍｄｃが０になるように制御演算を実行して、共通デューティ指令Ｄｃｏｍを生成するように構成される。

　図１２に戻って、制御信号生成部２６は、位相差指令生成部２３によって生成された位相差指令値φ＊、および偏磁抑制制御部２４Ａによって生成されたデューティｄ１，ｄ２に基づいて、一次側ブリッジ回路３ａの制御信号Ｓ１～Ｓ４、二次側ブリッジ回路３ｂの制御信号Ｓ１１～Ｓ１４を生成する。

　ドライバ１１ａは、制御信号Ｓ１～Ｓ４を増幅してゲート信号を生成し、一次側ブリッジ回路３ａのスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ４に供給する。ドライバ１１ｂは、制御信号Ｓ１１～Ｓ１４を増幅してゲート信号を生成し、二次側ブリッジ回路３ｂに供給する。

　一次側ブリッジ回路３ａは、デューティｄ１で第１のスイッチング素子対（ＳＷ１，ＳＷ４）および第２のスイッチング素子対（ＳＷ２，ＳＷ３）をスイッチング動作する。これにより、一次側ブリッジ回路３ａは、デューティｄ１を有する一次側交流電圧Ｖｔｒ１を出力する。二次側ブリッジ回路３ｂは、デューティｄ２で第３のスイッチング素子対（ＳＷ１１，ＳＷ１４）および第４のスイッチング素子対（ＳＷ１２，ＳＷ１３）をスイッチング動作する。これにより、一次側ブリッジ回路３ａは、デューティｄ２を有する二次側交流電圧Ｖｔｒ２を出力する。

　以上説明したように、実施の形態２に従う電力変換装置１００によれば、インダクタンス要素２（変圧器）の通過電流Ｉｔｒおよび励磁電流Ｉｍに含まれる直流成分を打ち消すように、一次側交流電圧Ｖｔｒ１および二次側交流電圧Ｖｔｒ２のデューティｄを変化させる。これにより、インダクタンス要素２（変圧器）における直流偏磁の発生を抑制することができる。

　実施の形態３．
　実施の形態１および２に従う電力変換装置１００においては、一次側ブリッジ回路３ａに発生させる一次側交流電圧Ｖｔｒ１と、二次側ブリッジ回路３ｂに発生させる二次側交流電圧Ｖｔｒ１との位相差φを制御することにより、直流電源１ａおよび直流電源１ｂ間の伝送電力を調整することができる。

　実施の形態３では、インダクタンス要素２における直流偏磁の発生を抑制するために、位相差指令値φ＊を更新する好適なタイミングについて説明する。なお、実施の形態３で説明する技術は、上述した実施の形態１および２に従う電力変換装置１００のいずれにも適用することが可能である。

　図１６は、一次側交流電圧Ｖｔｒ１および二次側交流電圧Ｖｔｒ２と、スイッチングキャリア位相との関係を説明するための図である。本願明細書では、説明の便宜上、位相差指令値φ＊＝０であり、かつ、デューティｄ１＝ｄ２＝０．５であるときに、Ｖｔｒ１およびＶｔｒ２が立ち上がるタイミングを、スイッチングキャリア位相が「θ０（基準位相）」と定義する。図１６の例では、θ０＝０度となる。

　また、Ｖｔｒ１およびＶｔｒ２が立ち下がるタイミングを、スイッチングキャリア位相が「θ０＋１８０度」と定義する。さらに、スイッチングキャリア位相がθ０からθ０＋３６０度（すなわち、次のθ０）となるまでの期間を「スイッチング周期」と定義する。

　なお、上記の定義とは反対に、Ｖｔｒ１およびＶｔｒ２が立ち下がるタイミングをスイッチングキャリア位相がθ０とし、Ｖｔｒ１およびＶｔｒ２が立ち上がるタイミングをスイッチングキャリア位相がθ０＋１８０度と定義してもよい。すなわち、Ｖｔｒ１およびＶｔｒ２が第１の極性から第２の極性に切り替わるタイミングを、基準位相θ０と定義する。

　制御装置２０において、制御信号生成部２６は、位相差指令値φ＊が与えられると、一次側交流電圧Ｖｔｒ１の位相をθ０（基準位相）に対して－０．５×φ＊分シフトさせる。一方、制御信号生成部２６は、二次側交流電圧Ｖｔｒ２の位相をθ０（基準位相）に対して＋０．５×φ＊分シフトさせる。したがって、一次側ブリッジ回路３ａでは、スイッチングキャリア位相がθ０－０．５×φ＊となるタイミングでスイッチング動作が行なわれ、二次側ブリッジ回路３ｂでは、スイッチングキャリア位相がθ０＋０．５×φ＊となるタイミングでスイッチング動作が行なわれることになる。

　実施の形態３においては、スイッチングキャリア位相がθ０（基準位相）となるタイミングで、位相差指令値φ＊を更新することとする。図１６の例では、θ０＝０度であるため、位相が０度のときに位相差指令値φ＊が更新されることになる。

　スイッチングキャリア位相がθ０（基準位相）となるタイミングで位相差指令値φ＊を更新することにより、位相差φの変動による偏磁の発生を抑制することができる。これによると、位相差指令φ＊が次回に更新されるタイミング（θ０＋３６０度）までの期間が１スイッチング周期となる。この１スイッチング周期には、励磁モードとなる期間が、電流の立上りおよび立下りの２回存在する。最初の励磁モードは基準位相θ０よりも前に開始されているため、実質的に、位相差指令値φ＊の変化量の１／２だけ変化する。そして、次の励磁モードにおいて、さらに位相差指令値φ＊の変化量の１／２変化し、結果的に位相差指令値φ＊の変化量だけ変化することになる。このように、段階的に位相差φが変化するため、交流電流の直流成分を０とすることができる。また、１スイッチング周期の期間中、位相差φが固定されるため、理想状態において、当該スイッチング周期のθ０から次のスイッチング周期のθ０までの交流電流の平均値、すなわち、交流電流に含まれる直流成分を０とすることができる。

　実施の形態４．
　実施の形態４では、図６および図１２に示した直流成分検出器２４２，２５４の構成例について説明する。

　図１７は、図６および図１２に示した直流成分検出器２４２，２５４の構成を示すブロック図である。なお、直流成分検出器２４２と直流成分検出器２５４とは、回路構成が同じであるが、入出力される電流が互いに異なる。図１７では、入力電流をＩｉｎと表し、出力電流Ｉｏｕｔと表すこととする。直流成分検出器２４２ではＩｉｎ＝Ｉｔｒ，Ｉｏｕｔ＝Ｉｔｒｄｃである。直流成分検出器２５４ではＩｉｎ＝Ｉｍ，Ｉｏｕｔ＝Ｉｍｄｃである。

　図１７を参照して、直流成分検出器は、サンプルホールド（Ｓ／Ｈ）回路２７０，２７２と、加算器２７４と、乗算器２７６とを含む。直流成分検出器は、１スイッチング周期毎に入力電流Ｉｉｎに含まれる直流成分を演算するように構成される。

[規則91に基づく訂正 30.05.2018]　
　具体的には、サンプルホールド回路２７０は、スイッチングキャリア位相がθａ－１８０度となるタイミングで、入力電流Ｉｉｎをサンプリングして一時的に保持する。

　加算器２７４は、入力電流Ｉｉｎと、サンプルホールド回路２７０により保持された入力電流Ｉｉｎとを加算する。

　サンプルホールド回路２７２は、スイッチングキャリア位相がθａとなるタイミングで、加算器２７８の出力信号をサンプリングして一時的に保持する。サンプルホールド回路２７２には、入力電流Ｉｉｎに、θａ－１８０度における入力電流Ｉｉｎを加算した電流が入力される。この入力電流をθａのタイミングでサンプリングすることにより、サンプルホールド回路２７２は、スイッチングキャリア位相がθａ－１８０度のときの入力電流Ｉｉｎと、スイッチングキャリア位相がθａのときの入力電流Ｉｉｎとの和に相当する電流が出力されることになる。

　乗算器２７６は、サンプルホールド回路２７２の出力電流に係数０．５を乗算し、乗算結果を示す信号Ｉｏｕｔを出力する。Ｉｏｕｔは、入力電流Ｉｉｎに含まれる直流成分に相当する。

　サンプルホールド回路２７２は「第１のサンプルホールド回路」の一実施例に対応し、サンプルホールド回路２７０は「第２のサンプルホールド回路」の一実施例に対応し、加算器２７８および乗算器２７６は「演算部」の一実施例に対応する。

　ここで、入力電流Ｉｉｎのサンプリングタイミングを決めるスイッチングキャリア位相θａ（第１の位相）は、θ０＋１８０度より大きく、かつ、θ０＋３６０度より小さい範囲内で任意に設定することができる（θ０＋１８０度＜θａ＜θ０＋３６０度）。図１６の例では、θａ＝θ０＋２７０度（すなわち、２７０度）に設定されている。したがって、１スイッチング周期において、θａ（２７０度）のタイミングと、θａ－１８０度（９０度）のタイミングとで入力電流Ｉｉｎがサンプリングされることになる。そして、これら２つのタイミングでそれぞれサンプリングされた２つの入力電流Ｉｉｎを加算し、加算結果に係数０．５を乗算することで、実質的に、２つの入力電流Ｉｉｎの平均値を求めることができる。この平均値が、入力電流Ｉｉｎに含まれる直流成分に相当する。

　一次側交流電流Ｉａｃ１および二次側交流電流Ｉａｃ２がいずれも正負対称である場合、通過電流Ｉｔｒ（＝Ｉａｃ１－Ｉａｃ２）および励磁電流Ｉｍ（＝Ｉａｃ１＋Ｉａｃ２）も正負対称となる。したがって、スイッチングキャリア位相がθａのときのサンプリング値と、スイッチングキャリア位相がθａ－１８０度のときのサンプリング値とは、絶対値が互いに等しくなるため、これら２つのサンプリング値の平均値である直流成分Ｉｏｕｔ＝０となる。

　これに対して、一次側交流電流Ｉａｃ１および二次側交流電流Ｉａｃ２の少なくとも一方が正負非対称である場合には、２つのサンプリング値の絶対値が異なるため、これら２つのサンプリング値を平均化することで、直流成分Ｉｏｕｔを検出することができる。

　以上説明したように、実施の形態４によれば、直流成分検出器を、サンプリングタイミングのキャリア位相が１８０度異なる２つのサンプルホールド回路２７０，２７２と、２つのサンプリング値の平均値を算出する加算器２７４および乗算器２７６とで構成することができるため、フィルタ等を用いる構成に比較して、直流成分の検出にかかる負荷を軽減することができる。したがって、入力された電流Ｉｉｎに含まれる直流成分を高速かつ容易に検出することができる。

　なお、サンプリングタイミングとなるキャリア位相（第１の位相）を、θ０＋１８０度より大きく、かつ、θ０＋３６０度より小さい範囲内で任意に設定することができるが、励磁モードに比べて、入力電流Ｉｉｎの変化率が比較的小さい伝達モードにおいて入力電流Ｉｉｎを検出することが、検出誤差を小さくできる点で好ましい。

　特に、一次側交流電圧Ｖｔｒ１と二次側交流電圧Ｖｔ２とで符号が反転している場合には、電流の変化率が大きくなるため、台形波形状の波形の中心部分で電流を検出するためには、θａをθ０＋１８０度＋０．５×φｍａｘより大きく、θ０＋３６０度－０．５×φｍａｘより小さい範囲の任意の位相に設定することが好ましい。なお、φｍａｘは位相差指令値φ＊の最大値である。

　実施の形態５．
　実施の形態３では、位相差指令値φ＊を更新する好適なタイミングとして、スイッチングキャリア位相がθ０のときに位相差指令値φ＊を更新する構成について説明した。実施の形態５では、スイッチングキャリア位相がθ０よりも前に位相差指令値φ＊を更新する構成について説明する。

　図１８は、一次側交流電圧Ｖｔｒ１および二次側交流電圧Ｖｔｒ２と、スイッチングキャリア位相との関係を説明するための図である。図１８では、図１６と同様に、位相差指令値φ＊＝０であり、かつ、デューティｄ１＝ｄ２＝０．５であるときに、Ｖｔｒ１およびＶｔｒ２が立ち上がるタイミングを、スイッチングキャリア位相がθ０と定義する。図１８の例では、θ０＝０度となる。

　図１８を参照して、実施の形態５においては、スイッチングキャリア位相がθ０となるよりも早いタイミングで、位相差指令値φ＊を更新することとする。位相差指令値φ＊を更新するタイミングは、スイッチングキャリア位相が入力電流のサンプリングとなるキャリア位相θａ（第１の位相）以上かつθ０＋３６０度－０．５×φｍａｘ以下の範囲内となるタイミングに設定する。

　図１８の例では、位相差指令値φ＊を更新するタイミングを、直流成分検出器２４２，２５４における入力電流のサンプリングタイミングおよび位相差指令値φ＊を演算するタイミングと同じタイミングとする。すなわち、キャリア位相がθａとなるタイミングで、位相差指令値φ＊を更新する。なお、図１８の例では、θａ（２７０度）のときに、位相差指令値φ＊を更新する。

　図１８に示すように、位相差指令値φ＊を更新した後、スイッチングキャリア位相がθ０になると、制御信号生成部２６は、一次側交流電圧Ｖｔｒ１の位相をθ０に対して－０．２５×（更新後の位相差指令値φ＊＋更新前の位相差指令値φ＊）分シフトさせる。一方、制御信号生成部２６は、二次側交流電圧Ｖｔｒ２の位相をθ０に対して＋０．２５×（更新された位相差指令値φ＊＋更新前の位相差指令値φ＊）分シフトさせる。すなわち、位相差指令値φ＊を更新した直後にスイッチングキャリア位相がθ０になるときには、制御信号生成部２６は、位相差のシフト分の半分を、更新された位相差指令値φ＊に置き換える。

　続いて、スイッチングキャリア位相がθ０＋１８０度になると、制御信号生成部２６は、一次側交流電圧Ｖｔｒ１の位相をθ０に対して－０．５×（更新された位相差指令値φ＊）分シフトさせるとともに、二次側交流電圧Ｖｔｒ２の位相をθ０に対して＋０．５×（更新された位相差指令値φ＊）分シフトさせる。すなわち、スイッチングキャリア位相がθ０＋１８０度になると、位相差のシフト分の全てを更新された位相差指令値φ＊に置き換える。なお、位相差のシフト分の全てを更新された位相差指令値φ＊に置き換えるタイミングは、スイッチングキャリア位相が、θ０＋０．５φｍａｘ以上、かつ、θ０＋１８０度－０．５φｍａｘ以下の範囲となるタイミングに設定する。

　このようにすると、位相差指令値φ＊を更新するタイミングがスイッチングキャリア位相がθ０よりも早いタイミングであっても、電流が第１の極性から第２の極性に切り替わる期間中に、位相差指令値φ＊が、更新前の位相差指令値φ＊に対する更新された位相差指令値φ＊の変化量の半量だけ変化し、次に電流が第２の極性から第１の極性に切り替わる期間中に、位相差指令値φ＊が上記変化量の全量変化して、更新された位相差指令値φ＊となる。これにより、実施の形態３と同様に、位相差φの変動による直流偏磁の発生を抑制することができる。

　また、１スイッチング周期の前半期間と後半期間とで、位相差φを段階的に更新することにより、前半期間と後半期間との間で位相差φの違いを小さくすることができる。その結果、理想状態において、当該スイッチング周期のθ０から次のスイッチング周期のθ０までの交流電流の平均値、すなわち、交流電流に含まれる直流成分を０とすることができる。

　実施の形態６．
　上述した実施の形態１および２に従う電力変換装置１００は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０が一段である構成としたが、インダクタンス要素２に多重変圧器を用いることで、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０を多段とする構成を実現することができる。

　図１９は、実施の形態６に従う電力変換装置１００の主回路構成図である。
　図１９を参照して、実施の形態６に従う電力変換装置１００は、ｍ（ｍは２以上の整数）台の電力変換ユニット１０１と、制御装置２０とを備える。以下の説明では、第１番目から第ｍ番目の電力変換ユニット１０１は、この順で配列されているものとする。

　各電力変換ユニット１０１は、ｎ（ｎは１以上の整数）台のＤＣ／ＤＣコンバータ１０を有する。以下の説明では、第１番目から第ｎ番目のＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、この順で配列されているものとする。すなわち、実施の形態６に従う電力変換装置１００は、ｍ×ｎ台のＤＣ／ＤＣコンバータ１０により構成される。

　各電力変換ユニット１０１において、ｎ台のＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、一次側ブリッジ回路３ａが互いに並列に接続され、二次側ブリッジ回路３ｂが互いに直列に接続される。ｎ台の一次側ブリッジ回路３ａの並列回路は、隣接する電力変換ユニット１０１におけるｎ台の一次側ブリッジ回路３ａの並列回路と直列に接続されている。ｎ台の二次側ブリッジ回路３ｂの直列回路は、隣接する電力変換ユニット１０１におけるｎ台の二次側ブリッジ回路３ｂの直列回路と直列に接続されている。

　第１番目の電力変換ユニット１０１におけるＤＣ／ＤＣコンバータ１０の直流端子Ｔ１は、電力変換装置１００の直流端子Ｔ１１に接続され、第ｍ番目の電力変換ユニット１０１におけるＤＣ／ＤＣコンバータ１０の直流端子Ｔ２は、電力変換装置１００の直流端子Ｔ１２に接続される。

　第１番目の電力変換ユニット１０１における第１番目のＤＣ／ＤＣコンバータ１０の直流端子Ｔ３は、電力変換装置１００の直流端子Ｔ１３に接続され、第ｍ番目の電力変換ユニット１０１における第ｎ番目のＤＣ／ＤＣコンバータ１０の直流端子Ｔ４は、電力変換装置１００の直流端子Ｔ１４に接続される。

　電力変換装置１００は、直流端子Ｔ１１，Ｔ１２間の直流電圧（一次側直流電圧）と直流端子Ｔ１３，Ｔ１４間の直流電圧（二次側直流電圧）との間で双方向の電力変換を行なうことができる。

　各ＤＣ／ＤＣコンバータ１０において、一次側ブリッジ回路３ａは、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ４からなる第１のスイッチング対と、スイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ３からなる第２のスイッチング対とを位相差１８０°でスイッチング動作させる。二次側ブリッジ回路３ｂは、スイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１４からなる第３のスイッチング対と、スイッチング素子ＳＷ１２，ＳＷ１３からなる第４のスイッチング対とを位相差１８０°でスイッチング動作させる。そして、一次側ブリッジ回路３ａと二次側ブリッジ回路３ｂとのスイッチング周期の位相差φを調整することにより、一次側の直流電源から供給される電力を変換して二次側の直流電源に伝送することができる。

　インダクタンス要素２がリアクトル２５である場合、制御装置２０は、各ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の変圧器２の通過電流Ｉｔｒに含まれる直流成分（第１の直流成分）を検出し、検出した直流成分を打ち消すように、一次側交流電圧Ｖｔｒ１および二次側交流電圧Ｖｔｒ２の少なくとも一方におけるデューティを変化させる。

　また、インダクタンス要素２が変圧器である場合、制御装置２０は、各ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の変圧器２の通過電流Ｉｔｒの直流成分（第１の直流成分）および励磁電流Ｉｍに含まれる直流成分（第２の直流成分）を検出し、検出した直流成分を打ち消すように、一次側交流電圧Ｖｔｒ１および二次側交流電圧Ｖｔｒ２におけるデューティｄ１，ｄ２を変化させる。

　このような構成とすることにより、各ＤＣ／ＤＣコンバータ１０に含まれるインダクタンス要素２に直流偏磁が発生することが抑制できるため、電力変換装置１００全体においても、直流偏磁の発生を抑制することできる。

　なお、以上で説明した複数の実施の形態１～６について、明細書内で言及されていない組み合わせを含めて、不整合または矛盾が生じない範囲内で、各実施の形態で説明された構成を適宜組み合わせることが出願当初から予定されている。

　今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

　１ａ，１ｂ　直流電源、２　インダクタンス要素（変圧器）、３ａ　一次側ブリッジ回路、３ｂ　二次側ブリッジ回路、４ａ，４ｂ　コンデンサ、５ａ，５ｂ，６ａ，６ｂ　交流端子、５ｃ，５ｄ，６ｃ，６ｄ，Ｔ１～Ｔ４，Ｔ１１～Ｔ１４　直流端子、８ａ，８ｂ　電流検出器、９ａ，９ｂ　電圧検出器、１０　ＤＣ／ＤＣコンバータ、１１ａ，１１ｂ　ドライバ、２０　制御装置、２１，２４０，２５０　減算器、２２　電力指令生成部、２３　位相差指令生成部、２４，２４Ａ　偏磁抑制制御部、２５　リアクトル、２６　制御信号生成部、１００　電力変換装置、１０１　電力変換ユニット、２４２，２５４　直流成分検出器、２４４　通過電流偏磁抑制制御部、２４１，２４６，２６６，２７６　乗算器、２４８，２５２，２５８，２６９，２７４，２７８　加算器、２５６　励磁電流偏磁抑制制御部、２６０，２６２　比較器、２６４　ＮＡＮＤ回路、２７０，２７２　サンプルホールド回路、２６８　比例器、２７１　積分器、Ｃ１～Ｃ４，Ｃ１１～Ｃ１４　キャパシタ、ＳＷ１～ＳＷ４，ＳＷ１１～ＳＷ１４　スイッチング素子、ｄ１，ｄ２　デューティ、Ｄｄｉｆ　デューティ差指令、Ｄｃｏｍ　共通デューティ指令、Ｄｒｅｆ　基準デューティ、φ　位相差、φ＊　位相差指令値、Ｓ１～Ｓ４，Ｓ１１～Ｓ１４　制御信号、Ｉｔｒ　通過電流、Ｉｍ　励磁電流。

Claims (12)

1. 　第１直流電圧と第２直流電圧との間で電力変換を行なう電力変換装置であって、
   　前記第１直流電圧を第１交流電圧に変換して第１交流端子に出力する第１のブリッジ回路と、
   　前記第２直流電圧を第２交流電圧に変換して第２交流端子に出力する第２のブリッジ回路と、
   　前記第１交流端子と前記第２交流端子との間に接続されるインダクタンス要素と、
   　前記第１および第２のブリッジ回路の各々における電圧変換を制御する制御装置とを備え、
   　前記制御装置は、
   　前記第１交流端子および前記インダクタンス要素の間に流れる第１交流電流と、前記第２交流端子および前記インダクタンス要素の間に流れる第２交流電流との差分に基づいて、前記インダクタンス要素を通過する通過電流を算出し、
   　前記通過電流に含まれる第１直流成分を検出し、
   　検出された前記第１直流成分を打ち消すように、前記第１交流電圧および前記第２交流電圧の少なくとも一方において、正電位の期間と負電位の期間との比であるデューティを変化させる、電力変換装置。
2. 　前記制御装置は、
   　前記第１直流成分が０となるように制御演算を実行することにより、前記第１交流電圧の第１デューティと前記第２交流電圧の第２デューティとの目標偏差を設定し、
   　前記第１デューティと前記第２デューティとの偏差が前記目標偏差となるように、前記第１デューティおよび前記第２デューティの少なくとも一方を変化させる、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 　前記制御装置は、
   　前記第１デューティを、基準デューティに前記目標偏差のｋ倍（０≦ｋ≦１）を加算した値に設定し、
   　前記第２デューティを、前記基準デューティから前記目標偏差の（１－ｋ）倍を減算した値に設定する、請求項２に記載の電力変換装置。
4. 　前記インダクタンス要素は、第１端子が前記第１交流端子に接続され、第２端子が前記第２交流端子の間に接続されたリアクトルである、請求項１から３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 　前記インダクタンス要素は、前記第１交流端子から前記第１交流電圧を受ける一次巻線と、前記第２交流端子から前記第２交流電圧を受ける二次巻線とを有する変圧器であり、
   　前記制御装置は、
   　前記第１交流端子および前記一次巻線の間に流れる前記第１交流電流と、前記第２交流端子および前記二次巻線の間に流れる前記第２交流電流との和に基づいて、前記変圧器の励磁電流を算出し、
   　前記励磁電流に含まれる第２直流成分を検出し、
   　前記第１直流成分および前記第２直流成分を打ち消すように、前記第１交流電圧および前記第２交流電圧における前記デューティを変化させる、請求項１に記載の電力変換装置。
6. 　前記制御装置は、
   　前記第１直流成分が０となるように制御演算を実行することにより、前記第１交流電圧の第１デューティと前記第２交流電圧の第２デューティとの目標偏差を設定し、
   　前記第２直流成分が０となるように制御演算を実行することにより、前記第１デューティおよび前記第２デューティの操作量を設定し、
   　設定された前記操作量に応じて、前記第１デューティおよび前記第２デューティを変化させるとともに、
   　前記第１デューティと前記第２デューティとの偏差が前記目標偏差となるように、前記第１デューティおよび前記第２デューティの少なくとも一方を変化させる、請求項５に記載の電力変換装置。
7. 　前記制御装置は、
   　前記第１デューティを、基準デューティに前記操作量および前記目標偏差のｋ倍（０≦ｋ≦１）を加算した値に設定し、
   　前記第２デューティを、前記基準デューティに前記操作量を加算し、かつ、前記目標偏差の（１－ｋ）倍を減算した値に設定する、請求項６に記載の電力変換装置。
8. 　前記制御装置は、
   　前記第１交流電圧および前記第２交流電圧間の位相差指令値が０度である場合に、前記第１交流電圧および前記第２交流電圧が第１の極性から第２の極性に切り替わるタイミングを、キャリア位相の基準位相θ０に設定し、
   　キャリア位相がθ０からθ０＋３６０度となるまでの期間をスイッチング周期に設定する、請求項１から７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
9. 　前記制御装置は、入力電流に含まれる直流成分を検出するための直流成分検出器を含み、
   　前記直流成分検出器は、
   　キャリア位相が第１の位相となるタイミングにおける前記入力電流をサンプリングして保持する第１のサンプリングホールド回路と、
   　キャリア位相が前記第１の位相に１８０度を減算した位相となるタイミングにおける前記入力電流をサンプリングして保持する第２のサンプリングホールド回路とを含み、
   　前記第１の位相は、θ０＋１８０度より大きく、かつθ０＋３６０度より小さい範囲内に設定され、
   　前記直流成分検出器は、前記第１および第２のサンプリングホールド回路が保持する前記入力電流の平均値を演算することにより、前記直流成分を検出する演算部をさらに含む、請求項８に記載の電力変換装置。
10. 　前記位相差指令値の最大値をφｍａｘとした場合、前記第１の位相は、θ０＋１８０度＋０．５×φｍａｘより大きく、かつθ０＋３６０度－０．５×φｍａｘより小さい範囲内に設定される、請求項９に記載の電力変換装置。
11. 　前記制御装置は、キャリア位相が基準位相θ０となるタイミングにおいて、前記位相差指令値を更新する、請求項８から１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。
12. 　前記制御装置は、
    　キャリア位相が前記第１の位相以上、かつ、θ０＋３６０度－０．５×φｍａｘとなるタイミングで、前記位相差指令値を更新し、
    　キャリア位相が前記位相差指令値を更新した直後のθ０となるタイミングで、前回の前記位相差指令値に基づいた位相シフト量の半分を、更新された前記位相差指令値に置き換えるとともに、
    　キャリア位相がθ０＋０．５φｍａｘ以上、かつ、θ０＋１８０度－０．５φｍａｘ以下となるタイミングにおいて、前記位相シフト量を、更新された前記位相差指令値に基づいて設定する、請求項９または１０に記載の電力変換装置。

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