JP7060179B1 - Dabコンバータおよび制御方法 - Google Patents
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 35
- 230000005347 demagnetization Effects 0.000 claims abstract description 222
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 43
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 claims description 6
- 230000008569 process Effects 0.000 claims description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 abstract description 27
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 29
- 101000702545 Homo sapiens Transcription activator BRG1 Proteins 0.000 description 21
- 102100031027 Transcription activator BRG1 Human genes 0.000 description 21
- 101100272718 Arabidopsis thaliana BRG2 gene Proteins 0.000 description 17
- 102100024633 Carbonic anhydrase 2 Human genes 0.000 description 14
- 101000760643 Homo sapiens Carbonic anhydrase 2 Proteins 0.000 description 14
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 13
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 13
- 230000000052 comparative effect Effects 0.000 description 11
- 230000028161 membrane depolarization Effects 0.000 description 8
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 8
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 8
- 230000035699 permeability Effects 0.000 description 6
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 5
- 230000006870 function Effects 0.000 description 4
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 4
- 238000013473 artificial intelligence Methods 0.000 description 3
- 230000008859 change Effects 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 230000005674 electromagnetic induction Effects 0.000 description 3
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 3
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 3
- XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N Iron Chemical group [Fe] XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 2
- 230000001131 transforming effect Effects 0.000 description 2
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 2
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 1
- 230000002999 depolarising effect Effects 0.000 description 1
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 1
- 229910052742 iron Inorganic materials 0.000 description 1
- 230000001960 triggered effect Effects 0.000 description 1
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
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- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
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Abstract
Description
実施形態1のDABコンバータ1について、以下に説明する。説明の便宜上、実施形態1にて説明した構成要素(コンポーネント)と同じ構成要素を有する部材については、同じ符号を付記し、その説明を繰り返さない。簡潔化のため、公知技術と同様の事項についても、説明を適宜省略する。
図1は、DABコンバータ1の要部の構成を示す図である。DABコンバータ1は、主回路10および制御部90を備える。制御部90は、DABコンバータ1の各部を統括的に制御する。特に、制御部90は、後述する1次側ブリッジ回路BRG1および2次側ブリッジ回路BRG2を制御する。より具体的には、制御部90は、後述する各スイッチング素子のON(導通)/OFF(非導通,開放)を制御する。例えば、制御部90は、各スイッチング素子のON/OFFを制御する信号(スイッチング制御信号)を生成し、当該スイッチング制御信号を各スイッチング素子に供給する。
の通り表される。Sはギャップ部の断面積(≒コアの断面積)であり、lはコアの全磁路長であり、Nwはコアに巻回されている巻線の巻数である。Nwは、1次巻数または2次巻線の一方であってよい。Nwが1次巻数である場合、Lcrは1次側から見た励磁インダクタンスとして算出される。他方、Nwが2次巻数である場合、Lcrは2次側から見た励磁インダクタンスとして算出される。
本明細書では、NN1およびPWに接続されているリアクトルを、1次側リアクトルと称する。これに対し、NN2およびSWに接続されているリアクトルを、2次側リアクトルと称する。実施形態1におけるLaは、1次側リアクトルの一例である。なお、実施形態1におけるLaは、1次側外付けリアクトルと称されてもよい。
図4は、従来の制御手法に係るDABコンバータ1の動作の一例を示す図である。図4において、符号4000AはV1およびV2のタイムチャートの一例であり、符号4000BはVLのタイムチャートの一例であり、符号4000CはI1のタイムチャートの一例である。なお、図4では、N=1の場合が例示されている。このことは、図4に対応する以降の各図面においても同様である。
VL=V1-N×V2…(4)
として表される。図4の例では、N=1であるので、VL=V1-V2である。すなわち、図4の例では、Lには、V1とV2との差電圧が印加される。
図5は、従来の制御手法において生じる負荷電流直流成分の一例を示す図である。図5は、図4と対になる図である。図5において、符号5000AはV1およびV2のタイムチャートの一例であり、符号5000BはVLのタイムチャートの一例であり、符号5000CはI1のタイムチャートの一例である。
図6は、従来の制御手法に係るDABコンバータ1の動作の別の例を示す図である。図6において、符号6000AはV1およびV2のタイムチャートの一例であり、符号6000BはI0のタイムチャートの一例であり、符号6000CはI1のタイムチャートの一例である。
I0=I1-I2/N …(5)
として表される。従って、制御部90は、式(5)に基づいてI0を算出してよい。図6の例では、N=1であるので、I0=I1-I2である。
上述の通り、各スイッチング素子にばらつきが生じる場合には、負荷電流直流成分の発生と偏磁とが生じうる。以下、模擬駆動例(各スイッチング素子のばらつきを模擬する駆動例)を通じて、負荷電流直流成分の発生および偏磁の発生の具体的を説明する。
本明細書では、偏磁(より具体的には、偏磁量)を補正する手法を、偏磁補正と称する。そして、励磁電流に基づいて偏磁を補正する手法を、励磁電流ベース偏磁補正と称する。実施形態1では、励磁電流ベース偏磁補正を実行する機能部としての偏磁補正部91を例示する。このことから、偏磁補正部91は、励磁電流ベース偏磁補正部と称されてもよい。
第1ローパスフィルタ911Vおよびは、I1から直流成分(Idc1)を抽出できるように設定された周波数フィルタである。第1ローパスフィルタ911Vは、抽出したIdc1を第1演算器914に供給する。第2ローパスフィルタ912Vは、I2から直流成分(Idc2)を抽出できるように設定された周波数フィルタである。第2ローパスフィルタ912Vは、抽出したIdc2をP制御器913に供給する。
I0dc=Idc1-Idc2/N …(6)
として表すことができる。図9から理解される通り、第1演算器914は、式(6)に従ってI0dcを算出する。そして、第1演算器914は、算出したI0dcを、第2演算器916に供給する。目標値取得部915は、ΔI0dcの目標値を取得し、当該目標値を第2演算器916に供給する。偏磁補正部91は、偏磁状態がなるべく改善されるように(理想的には、偏磁状態が完全に解消されるように)、偏磁を補正することが好ましい。このことから、図9の例では、ΔI0dcの目標値は0に設定されている。
の関係が成立する。式(7)は、電磁誘導に関するファラデーの法則から導出することができる(後述の実施形態2における説明も参照)。
偏磁補正部91は、上述の偏磁補正用フィードバック制御系910に替えて、図10に示す偏磁補正用フィードバック制御系910Vを有していてもよい。偏磁補正用フィードバック制御系910Vは、偏磁補正用フィードバック制御系910の一変形例である。
I0dc=(I0max-I0min/N)/2 …(8)
として表すこともできる。そこで、図10に示されている通り、直流成分補正用フィードバック制御系920では、式(8)の演算を実行できるように、P制御器913・914Vが配置されている。
本明細書では、負荷電流直流成分を補正する手法を、直流成分補正と称する。直流成分補正部92は、直流成分補正を実行する機能部である。例えば、直流成分補正部92は、補正すべき直流成分の量(直流成分補正量ΔIdc)を取得する。そして、直流成分補正部92は、ΔIdcを補正するための時間(直流成分補正時間Δt2)を決定する。
Idc=(Imax+Imin)/2 …(9)
として表すことができる。そこで、直流成分補正用フィードバック制御系920では、第1演算器923は、ImaxとIminとの和を出力する。そして、P制御器924は、ゲイン1/2を有する。図11から理解される通り、当該構成によれば、P制御器924の出力値は、式(9)の右辺と等しくなる。すなわち、式(9)に従って算出されたIDCを、P制御器924から第2演算器926へと供給することができる。
VL=Vdc1+N×Vdc2 …(10)
の通り表すことができる。
直流成分補正部92は、上述の直流成分補正用フィードバック制御系920に替えて、図12に示す直流成分補正用フィードバック制御系920Vを有していてもよい。直流成分補正用フィードバック制御系920Vは、直流成分補正用フィードバック制御系920の一変形例である。
図13は、Δt1およびΔt2に応じた搬送波信号の補正の一例を示す図である。図13では、搬送波信号(のこぎり波)の振幅が1(任意単位)であり、当該搬送波信号の周期(スイッチング周期)がTである場合が例示されている。図13の例における搬送波信号は正負対称であるため、当該搬送波信号の最大値および最小値はそれぞれ、1および-1である。
Δs1=(Δt1/T)×2 …(12)
の通り、搬送波信号の補正量Δs1を決定してよい。Δs1は、偏磁補正用搬送波信号補正量と称されてもよい。
Δs2=(Δt2/T)×2 …(13)
の通り、搬送波信号の補正量Δs2を決定してよい。Δs2は、直流成分補正用搬送波信号補正量と称されてもよい。
続いて、DABコンバータ1における偏磁補正および直流成分補正の実施例について説明する。まず、当該実施例の説明に先立ち、比較例について述べる。図14は、比較例におけるDABコンバータ1の各信号を示す図である。比較例では、無負荷状態(出力電力0の状態)において、従来の制御手法に従ってDABコンバータ1が動作している。このため、比較例では、CAR1およびCAR2は全ての期間において等しい。それゆえ、比較例では、例えば、s1およびs3も全ての期間において等しい。なお、比較例では、上述の模擬駆動例の通り、各スイッチング素子のばらつきが模擬されている。
以上の通り、DABコンバータ1(特に、制御部90)によれば、偏磁量および負荷電流直流成分をともに補正できる。特に、DABコンバータ1によれば、偏磁量を取得し、当該偏磁量に基づく偏磁補正を行うことにより、トランスの偏磁を従来よりも効果的に補正することが可能となる。
図16は、実施形態2におけるDABコンバータ2の要部の構成を示す図である。DABコンバータ2の主回路および制御部をそれぞれ、主回路20および制御部90Aと称する。主回路20は、主回路10のTRに替えて、トランスTR2を有する。TR2は、CRに替えて、コアCR2を有する。制御部90Aは、偏磁補正部91に替えて、偏磁補正部91Aを有する。そして、DABコンバータ2は、サーチコイル290をさらに備えている。
の通り表される。このため、実施形態2では、偏磁状態を示す指標値として、Vsを用いることができる。
Vdc1/N1=Vdc2/N2 …(16)
という関係が成立する。
以上の通り、DABコンバータ2によれば、偏磁補正として磁束ベース偏磁補正を行うことができる。磁束ベース偏磁補正によれば、トランスのコアとしてギャップレスコアが用いられる場合においても、トランスの偏磁を精度良く補正できる。すなわち、励磁電流ベース偏磁補正の適用な困難である場合においても、トランスの偏磁を精度良く補正できる。
DABコンバータ2において、サーチコイル290は必ずしも設けられなくともよい。例えば、磁束検出用巻線として、トランスの内側巻線(例:以下に述べるWin)を用いてもよい。以下に述べる通り、内側巻線は、PWまたはSWの一方である。
に従って、ΔΦを算出してよい。式(18’)は、上述の式(18)に基づいて導出される。以降の処理は、上述の実施形態2と同様である。
上述の各実施形態では、フィードバック制御によって偏磁補正および直流成分補正を行う場合を例示した。但し、当業者であれば明らかである通り、本発明の一態様に係るDABコンバータでは、その他の制御手法を用いて偏磁補正および直流成分補正が行われてもよい。例えば、本発明の一態様に係るDABコンバータは、閾値ベース制御(所定の閾値に基づく制御)によって偏磁補正および直流成分補正を行ってもよい。
上述の通り、実施形態1のDABコンバータ1によれば、偏磁補正および直流成分補正をともに行うことができる。但し、DABコンバータ1には改善可能な点がある。以下、実施形態3のDABコンバータ3の説明に先立ち、DABコンバータ1における改善可能な点について述べる。
上述の通り、実施形態1では、Vdc1=N×Vdc2という関係(以下では、便宜上、「直流電圧間特定関係」と称する)が成立する場合について例示した。上述の図4に示される通り、直流電圧間特定関係が成立する場合には、位相差区間(φ≠0の区間)内においてのみ、VL≠0となる。言い換えれば、直流電圧間特定関係が成立する場合には、位相差区間外では、VL=0となる。このため、図4の例では、位相差区間外では、I1(負荷電流)は変化しない。
図22は、DABコンバータ3の要部の構成を示す図である。DABコンバータ3の制御部を、制御部90Bと称する。制御部90Bは、直流成分補正部92に替えて、直流成分補正部92Bを有する。
VL=Vdc1-N×Vdc2…(20)
の通り表すことができる。
偏磁補正部91は、実施形態1と同様に、Δt1に応じて搬送波信号を補正することによって、偏磁量を補正してよい。また、直流成分補正部92Bは、実施形態1の直流成分補正部92と同様に、Δt2に応じて搬送波信号を補正することによって、直流成分を補正してよい(上述の図11の例を参照)。
Δsx=(Tx/T)×2 …(23)
の通り、搬送波信号の補正量Δsxを決定してよい。Δsxは、偏磁量補正起因直流成分補正用搬送波信号補正量と称されてもよい。直流成分補正部92Bは、CAR1またはCAR2の一方に、Δsxを加算または減算してよい。Δsxの加算または減算タイミングは、任意であってよい。
図23および図24はそれぞれ、DABコンバータ3における各信号を例示する図である。図23において、符号23000AはI1およびI2のタイムチャートの一例であり、符号23000BはI0のタイムチャートの一例であり、符号23000CはCAR1、CAR2、およびCMPのタイムチャートの一例である。図23は、上述の図21と対になる図である。図24において、符号24000AはV1およびV2のタイムチャートの一例であり、符号24000Bはs1のタイムチャートの一例であり、符号24000Cはs3のタイムチャートの一例であり、符号24000DはCAR1、CAR2、およびCMPのタイムチャートの一例である。なお、符号24000Dにおけるタイムチャートは、符号23000Cにおけるタイムチャートと同一である。
実施形態3では、直流成分補正部92Bが励磁電流ベース偏磁補正部(例:偏磁補正部91)と組み合わせられるケースが例示されていた。但し、以下に述べる通り、直流成分補正部92Bは、磁束ベース偏磁補正部(例:偏磁補正部91A)と組み合わせられてもよい。
DABコンバータ1~3V(以下では、便宜上「装置」と呼ぶ)の機能は、当該装置としてコンピュータを機能させるためのプログラムであって、当該装置の各制御ブロック(特に制御部90~90BVに含まれる各部)としてコンピュータを機能させるためのプログラムにより実現することができる。
本発明の一態様は、上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の一態様の技術的範囲に含まれる。
10,20 主回路
90,90A,90B,90BV 制御部
91 偏磁補正部(励磁電流ベース偏磁補正部)
91A 偏磁補正部(磁束ベース偏磁補正部)
92 直流成分補正部
92B 直流成分補正部(偏磁補正起因直流成分を補正可能な直流成分補正部)
110UH 1次側U相上側スイッチング素子(1次側第1相上側スイッチング素子)
110UL 1次側U相下側スイッチング素子(1次側第1相下側スイッチング素子)
110VH 1次側V相上側スイッチング素子(1次側第2相上側スイッチング素子)
110VL 1次側V相下側スイッチング素子(1次側第2相下側スイッチング素子)
120UH 2次側U相上側スイッチング素子(2次側第1相上側スイッチング素子)
120UL 2次側U相下側スイッチング素子(2次側第1相下側スイッチング素子)
120VL 2次側V相下側スイッチング素子(2次側第2相下側スイッチング素子)
120VH 2次側V相上側スイッチング素子(2次側第2相上側スイッチング素子)
BRG1 1次側ブリッジ回路
BRG2 2次側ブリッジ回路
LEG1U 1次側U相スイッチングレグ(1次側第1相スイッチングレグ)
LEG1V 1次側V相スイッチングレグ(1次側第2相スイッチングレグ)
LEG2U 2次側U相スイッチングレグ(2次側第1相スイッチングレグ)
LEG2V 2次側V相スイッチングレグ(2次側第2相スイッチングレグ)
NN1 ノード(第1出力ノード)
NN2 ノード(第2出力ノード)
TR,TR2 トランス
CR コア(ギャップ付コア)
CR2 コア(ギャップレスコア)
PW 1次巻線
SW 2次巻線
Win 内側巻線(磁束検出用巻線)
Wout 外側巻線
La 外付けリアクトル(リアクトル)
181V 1次側電圧センサ
182V 2次側電圧センサ
290 サーチコイル(磁束検出用巻線)
1810 1次側直流電源
1820 2次側直流電源
s スイッチング制御信号
CAR 搬送波信号
CAR1 1次側搬送波信号(搬送波信号)
CAR2 2次側搬送波信号(搬送波信号)
I1 1次電流(負荷電流)
I2 2次電流
I0 励磁電流
Vdc1 1次側直流電圧
Vdc2 2次側直流電圧
Claims (6)
- DAB(Dual Active Bridge)コンバータであって、
1次巻線と2次巻線とコアとを有するトランスと、
(i)1次側第1相上側スイッチング素子と1次側第1相下側スイッチング素子とによって構成された1次側第1相スイッチングレグ、および、(ii)1次側第2相上側スイッチング素子と1次側第2相下側スイッチング素子とによって構成された1次側第2相スイッチングレグ、を有する1次側ブリッジ回路と、
(i)2次側第1相上側スイッチング素子と2次側第1相下側スイッチング素子とによって構成された2次側第1相スイッチングレグ、および、(ii)2次側第2相上側スイッチング素子と2次側第2相下側スイッチング素子とによって構成された2次側第2相スイッチングレグ、を有する2次側ブリッジ回路と、
リアクトルと、
上記1次側ブリッジ回路と上記2次側ブリッジ回路とを制御する制御部と、
上記1次側ブリッジ回路に接続された1次側直流電源の電圧である1次側直流電圧を測定する1次側電圧センサと、
上記2次側ブリッジ回路に接続された2次側直流電源の電圧である2次側直流電圧を測定する2次側電圧センサと、を備えており、
上記リアクトルの一端が上記1次側ブリッジ回路の出力ノードである第1出力ノードに接続されている場合、上記リアクトルの他端は上記1次巻線に接続されており、
上記リアクトルの一端が上記2次側ブリッジ回路の出力ノードである第2出力ノードに接続されている場合、上記リアクトルの他端は上記2次巻線に接続されており、
上記制御部は、
上記トランスの偏磁量を取得するとともに、当該偏磁量を補正する偏磁補正部と、
上記リアクトルに流れる負荷電流の直流成分を取得するとともに、当該直流成分を補正する直流成分補正部と、を備えており、
上記直流成分補正部は、
(i)上記1次側直流電圧と、(ii)上記2次側直流電圧と、(iii)上記トランスの巻数比と、(iv)上記偏磁補正部によって予め決定された、上記偏磁量を補正するための偏磁量補正時間と、に基づいて、上記偏磁量の補正に起因する上記直流成分の予測値である偏磁量補正起因直流成分予測値を決定し、
上記偏磁量補正起因直流成分予測値に応じて、上記偏磁量の補正に起因する上記直流成分を補正するための偏磁量補正起因直流成分補正時間を決定する、DABコンバータ。 - 上記偏磁補正部は、上記偏磁量補正時間に応じて、スイッチング制御信号を生成するための搬送波信号を補正し、
上記直流成分補正部は、
上記直流成分に応じて決定した直流成分補正時間に応じて、上記搬送波信号を補正し、
上記偏磁量補正起因直流成分補正時間に応じて、上記搬送波信号を補正する、請求項1から3のいずれか1項に記載のDABコンバータ。 - 上記制御部は、(i)上記偏磁量補正時間と上記直流成分補正時間と上記偏磁量補正起因直流成分補正時間とに応じて補正された上記搬送波信号に基づき上記スイッチング制御信号を生成し、かつ、(ii)当該スイッチング制御信号に従って、上記1次側ブリッジ回路と上記2次側ブリッジ回路とを制御する、請求項4に記載のDABコンバータ。
- DAB(Dual Active Bridge)コンバータを制御する制御方法であって、
上記DABコンバータの1次側ブリッジ回路と2次側ブリッジ回路とを制御する制御工程を含んでおり、
上記DABコンバータは、
1次巻線と2次巻線とコアとを有するトランスと、
(i)1次側第1相上側スイッチング素子と1次側第1相下側スイッチング素子とによって構成された1次側第1相スイッチングレグ、および、(ii)1次側第2相上側スイッチング素子と1次側第2相下側スイッチング素子とによって構成された1次側第2相スイッチングレグ、を有する1次側ブリッジ回路と、
(i)2次側第1相上側スイッチング素子と2次側第1相下側スイッチング素子とによって構成された2次側第1相スイッチングレグ、および、(ii)2次側第2相上側スイッチング素子と2次側第2相下側スイッチング素子とによって構成された2次側第2相スイッチングレグ、を有する2次側ブリッジ回路と、
リアクトルと、
上記1次側ブリッジ回路に接続された1次側直流電源の電圧である1次側直流電圧を測定する1次側電圧センサと、
上記2次側ブリッジ回路に接続された2次側直流電源の電圧である2次側直流電圧を測定する2次側電圧センサと、を備えており、
上記リアクトルの一端が上記1次側ブリッジ回路の出力ノードである第1出力ノードに接続されている場合、上記リアクトルの他端は上記1次巻線に接続されており、
上記リアクトルの一端が上記2次側ブリッジ回路の出力ノードである第2出力ノードに接続されている場合、上記リアクトルの他端は上記2次巻線に接続されており、
上記制御工程は、
上記トランスの偏磁量を取得するとともに、当該偏磁量を補正する偏磁補正工程と、
上記リアクトルに流れる負荷電流の直流成分を取得するとともに、当該直流成分を補正する直流成分補正工程と、を含んでおり、
上記直流成分補正工程は、
(i)上記1次側直流電圧と、(ii)上記2次側直流電圧と、(iii)上記トランスの巻数比と、(iv)上記偏磁補正工程において予め決定された、上記偏磁量を補正するための偏磁量補正時間と、に基づいて、上記偏磁量の補正に起因する上記直流成分の予測値である偏磁量補正起因直流成分予測値を決定する工程と、
上記偏磁量補正起因直流成分予測値に応じて、上記偏磁量の補正に起因する上記直流成分を補正するための偏磁量補正起因直流成分補正時間を決定する工程と、をさらに含んでいる、制御方法。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
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JP7060179B1 true JP7060179B1 (ja) | 2022-04-26 |
JP2023109644A JP2023109644A (ja) | 2023-08-08 |
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ID=81387428
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Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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JP2022011299A Active JP7060179B1 (ja) | 2022-01-27 | 2022-01-27 | Dabコンバータおよび制御方法 |
Country Status (1)
Country | Link |
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JP (1) | JP7060179B1 (ja) |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US20150365005A1 (en) | 2014-06-13 | 2015-12-17 | Delta Electronics, Inc. | Bidirectional converters and flux-balancing control methods thereof |
WO2019167271A1 (ja) | 2018-03-02 | 2019-09-06 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
Family Cites Families (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP7226287B2 (ja) * | 2019-12-11 | 2023-02-21 | 株式会社明電舎 | 直流電源装置および直流電源装置の制御方法 |
-
2022
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US20150365005A1 (en) | 2014-06-13 | 2015-12-17 | Delta Electronics, Inc. | Bidirectional converters and flux-balancing control methods thereof |
WO2019167271A1 (ja) | 2018-03-02 | 2019-09-06 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
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Publication number | Publication date |
---|---|
JP2023109644A (ja) | 2023-08-08 |
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