JP7088428B1 - Ｄａｂコンバータおよび制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】ＤＡＢコンバータにおけるトランスの偏磁を従来よりも効果的に補正する。【解決手段】ＤＡＢコンバータ（１）において、例えば、リアクトル（Ｌａ）の一端は１次側ブリッジ回路（ＢＲＧ１）の出力ノードである第１出力ノード（ＮＮ１）に接続されており、かつ、リアクトル（Ｌａ）の他端はトランス（ＴＲ）の１次巻線（ＰＷ）に接続されている。１次側ブリッジ回路（ＢＲＧ１）および２次側ブリッジ回路（ＢＲＧ２）を制御する制御部（９０）は、トランス（ＴＲ）の偏磁量を取得するとともに、当該偏磁量を補正する偏磁補正部（９１）と、リアクトル（Ｌａ）に流れる負荷電流の直流成分を取得するとともに、当該直流成分を補正する直流成分補正部（９２）と、を備えている。【選択図】図１

Description

本発明の一態様は、ＤＡＢ（Dual Active Bridge）コンバータに関する。

ＤＣ－ＤＣコンバータの一種として、ＤＡＢ方式を用いた絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ（ＤＡＢコンバータ）が知られている。近年、ＤＡＢコンバータに関する様々な技術が提案されている。一例として、特許文献１には、ＤＡＢコンバータにおけるインダクタンス要素に生じる直流偏磁を抑制することを一目的とした技術が開示されている。

再公表特許第２０１９／１６７２７１

本発明の一態様の目的は、ＤＡＢコンバータにおけるトランス（変圧器）の偏磁を従来よりも効果的に補正することにある。

上記の課題を解決するために、本発明の一態様に係るＤＡＢコンバータは、１次巻線と２次巻線とコアとを有するトランスと、（ｉ）１次側第１相上側スイッチング素子と１次側第１相下側スイッチング素子とによって構成された１次側第１相スイッチングレグ、および、（ｉｉ）１次側第２相上側スイッチング素子と１次側第２相下側スイッチング素子とによって構成された１次側第２相スイッチングレグ、を有する１次側ブリッジ回路と、（ｉ）２次側第１相上側スイッチング素子と２次側第１相下側スイッチング素子とによって構成された２次側第１相スイッチングレグ、および、（ｉｉ）２次側第２相上側スイッチング素子と２次側第２相下側スイッチング素子とによって構成された２次側第２相スイッチングレグ、を有する２次側ブリッジ回路と、リアクトルと、上記１次側ブリッジ回路と上記２次側ブリッジ回路とを制御する制御部と、を備えており、上記リアクトルの一端が上記１次側ブリッジ回路の出力ノードである第１出力ノードに接続されている場合、上記リアクトルの他端は上記１次巻線に接続されており、上記リアクトルの一端が上記２次側ブリッジ回路の出力ノードである第２出力ノードに接続されている場合、上記リアクトルの他端は上記２次巻線に接続されており、上記制御部は、上記トランスの偏磁量を取得するとともに、当該偏磁量を補正する偏磁補正部と、上記リアクトルに流れる負荷電流の直流成分を取得するとともに、当該直流成分を補正する直流成分補正部と、を備えている。

また、本発明の一態様に係るＤＡＢコンバータを制御する制御方法は、上記ＤＡＢコンバータの１次側ブリッジ回路と２次側ブリッジ回路とを制御する制御工程を含んでおり、上記ＤＡＢコンバータは、１次巻線と２次巻線とコアとを有するトランスと、（ｉ）１次側第１相上側スイッチング素子と１次側第１相下側スイッチング素子とによって構成された１次側第１相スイッチングレグ、および、（ｉｉ）１次側第２相上側スイッチング素子と１次側第２相下側スイッチング素子とによって構成された１次側第２相スイッチングレグ、を有する上記１次側ブリッジ回路と、（ｉ）２次側第１相上側スイッチング素子と２次側第１相下側スイッチング素子とによって構成された２次側第１相スイッチングレグ、および、（ｉｉ）２次側第２相上側スイッチング素子と２次側第２相下側スイッチング素子とによって構成された２次側第２相スイッチングレグ、を有する上記２次側ブリッジ回路と、リアクトルと、を備えており、上記リアクトルの一端が上記１次側ブリッジ回路の出力ノードである第１出力ノードに接続されている場合、上記リアクトルの他端は上記１次巻線に接続されており、上記リアクトルの一端が上記２次側ブリッジ回路の出力ノードである第２出力ノードに接続されている場合、上記リアクトルの他端は上記２次巻線に接続されており、上記制御工程は、上記トランスの偏磁量を取得するとともに、当該偏磁量を補正する偏磁補正工程と、上記リアクトルに流れる負荷電流の直流成分を取得するとともに、当該直流成分を補正する直流成分補正工程と、を含んでいる。

本発明の一態様によれば、ＤＡＢコンバータにおけるトランスの偏磁を従来よりも効果的に補正できる。

実施形態１におけるＤＡＢコンバータの要部の構成を示す図である。 ギャップ付コアの磁気特性を例示する図である。 実施形態１のＤＡＢコンバータにおけるトランスおよびその周囲の等価回路を示す図である。 従来の制御手法に係るＤＡＢコンバータの動作の一例を示す図である。 従来の制御手法において生じる負荷電流直流成分の一例を示す図である。 従来の制御手法に係るＤＡＢコンバータの動作の別の例を示す図である。 模擬駆動例について説明する図である。 模擬駆動例において生じる負荷電流直流成分および偏磁の一例を示す図である。 偏磁補正用フィードバック制御系の一例を示す図である。 偏磁補正用フィードバック制御系の別の例を示す図である。 直流成分補正用フィードバック制御系の一例を示す図である。 直流成分補正用フィードバック制御系の別の例を示す図である。 Δｔ１およびΔｔ２に応じた搬送波信号の補正の一例を示す図である。 比較例におけるＤＡＢコンバータの各信号を示す図である。 実施形態１のＤＡＢコンバータにおける偏磁補正および直流成分補正の実施例を示す図である。 実施形態２におけるＤＡＢコンバータの要部の構成を示す図である。 ギャップレスコアの磁気特性を例示する図である。 トランスの漏れインダクタンスが変圧器電圧に与える影響について説明するための図である。 実施形態１のＤＡＢコンバータにおける改善可能な点について説明するための図である。 実施形態３におけるＤＡＢコンバータの要部の構成を示す図である。 実施形態３におけるトランスの等価回路を示す図である。 実施形態３におけるトランスの簡易等価回路を示す図である。 実施形態３のトランスにおける内側巻線および外側巻線を模式的に示す図である。 実施形態３のトランスにおける主磁束および漏れ磁束の流れを模式的に示す図である。 実施形態３のＤＡＢコンバータにおける各信号を例示する図である。 実施形態４におけるＤＡＢコンバータの要部の構成を示す図である。 実施形態４のＤＡＢコンバータにおけるトランスおよびその周囲の等価回路を示す図である。 実施形態４の回路構成において、直流成分補正に起因して生じる偏磁の一例について概略的に説明するための図である。 実施形態４の回路構成において、直流成分補正に起因して生じる偏磁の一例についてより具体的に説明するための図である。 実施形態４の回路構成において、直流成分補正に起因して生じる偏磁の別の例について説明するための図である。 実施形態４のＤＡＢコンバータにおける各信号の一例を示す図である。 図３１に示されている各グラフを、一部の区間において拡大した図である。 実施形態４の回路構成において、直流成分補正に起因して生じる偏磁の別の例について概略的に説明するための図である。 実施形態４のＤＡＢコンバータにおける各信号の別の例を示す図である。 図３４に示されている各グラフを、一部の区間において拡大した図である。

〔実施形態１〕
実施形態１のＤＡＢコンバータ１について、以下に説明する。説明の便宜上、実施形態１にて説明した構成要素（コンポーネント）と同じ構成要素を有する部材については、同じ符号を付記し、その説明を繰り返さない。簡潔化のため、公知技術と同様の事項についても、説明を適宜省略する。

本明細書において述べる各構成および各数値は、特に明示されない限り、単なる一例であることに留意されたい。従って、特に明示されない限り、各部材の位置関係は、各図の例に限定されない。本明細書では、２つの数ＡおよびＢに関する「Ａ～Ｂ」という記載は、特に明示されない限り、「Ａ以上かつＢ以下」を意味する。

なお、本明細書における「接続されている」という文言は、特に明示されない限り、「電気的に接続されている」ことを意味する。また、本明細書における「位相差」という文言は、特に明示されない限り、「スイッチング位相差」を意味する。また、本明細書における「トランスの偏磁」とは、より具体的には「トランスにおけるコア（鉄心）の偏磁」を意味する。なお、「トランスの偏磁」を、「偏磁」と適宜略記する。

（ＤＡＢコンバータ１の概要）
図１は、ＤＡＢコンバータ１の要部の構成を示す図である。ＤＡＢコンバータ１は、主回路１０および制御部９０を備える。制御部９０は、ＤＡＢコンバータ１の各部を統括的に制御する。特に、制御部９０は、後述する１次側ブリッジ回路ＢＲＧ１および２次側ブリッジ回路ＢＲＧ２を制御する。より具体的には、制御部９０は、後述する各スイッチング素子のＯＮ（導通）／ＯＦＦ（非導通，開放）を制御する。例えば、制御部９０は、各スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを制御する信号（スイッチング制御信号）を生成し、当該スイッチング制御信号を各スイッチング素子に供給する。

主回路１０は、当該主回路１０の１次側に、１次側ブリッジ回路ＢＲＧ１、１次側電圧センサ１８１Ｖおよび１次側電流センサ１８１Ａを備える。以下では、例えば、１次側ブリッジ回路ＢＲＧ１を、単にＢＲＧ１と略記する。また、ある回路素子の回路パラメータを、当該回路素子と同じ符号を用いて適宜表記する。例えば、後述する外付けリアクトルＬａのインダクタンスを、Ｌａと表記する。ＢＲＧ１は、１次側直流電源１８１０に接続されている。本明細書では、１次側直流電源１８１０の電圧（１次側直流電圧）をＶｄｃ１として表す。

そして、主回路１０は、当該主回路１０の２次側に、２次側ブリッジ回路ＢＲＧ２、２次側電流センサ１８２Ａ、および２次側電圧センサ１８２Ｖを備える。ＢＲＧ２は、２次側直流電源１８２０に接続されている。本明細書では、２次側直流電源１８２０の電圧（２次側直流電圧）をＶｄｃ２として表す。

また、主回路１０は、トランスＴＲを備える。ＴＲによれば、１次側と２次側とが磁気的に結合されるとともに、１次側と２次側とが電気的に絶縁される。ＴＲは、１次巻線ＰＷ、２次巻線ＳＷ、およびコアＣＲを備える。ＴＲは、漏れインダクタンスＬｌ（図１では不図示）を有する。

実施形態１におけるＣＲは、ギャップ付コアである。但し、後述する通り、本発明の一態様に係るコアは、必ずしもギャップ付コアに限定されないことに留意されたい。本発明の一態様に係るコアは、ギャップ（空隙）を有しないコア（ギャップレスコア）であってもよい。従って、本明細書におけるコアは、文脈上特に矛盾がない限り、ギャップ付コアおよびギャップレスコアを総称的に指す。

図２は、ギャップ付コアの磁気特性を例示する図である。図２のグラフにおいて、横軸は磁界（Ｈ）を示し、縦軸は磁束密度（Ｂ）を示す。ＨとＢとの間には、Ｂ＝μ×Ｈの関係が成立する。μは、透磁率（より具体的には、以下に述べる等価透磁率）である。図２に示される通り、ギャップ付コアでは、Ｈの使用範囲（トランスの使用時にコアに生じることが想定されるＨの範囲）の全体に亘り、ＢはＨに対してほぼ線形関係にある。このように、ギャップ付コアでは、Ｈの使用範囲の全体に亘り、μはほぼ一定である。

なお、トランスの励磁インダクタンスＬｃｒは、

…（１）
の通り表される。Ｓはギャップ部の断面積（≒コアの断面積）であり、ｌはコアの全磁路長であり、Ｎｗはコアに巻回されている巻線の巻数である。Ｎｗは、１次巻数または２次巻線の一方であってよい。Ｎｗが１次巻数である場合、Ｌｃｒは１次側から見た励磁インダクタンスとして算出される。他方、Ｎｗが２次巻数である場合、Ｌｃｒは２次側から見た励磁インダクタンスとして算出される。

式（１）における等価透磁率は、

…（２）
の通り表される。μ０はギャップ部の透磁率（真空の透磁率）であり、μｃはコアの透磁率であり、ｌｃはコアの磁路長であり、ｌｇはギャップ長である。

一般的には、μ０はμｃよりも十分に小さい。このため、式（２）の分母における第１項は、無視することができる。それゆえ、μは、近似的に、

…（２’）
と表すことができる。

以上のことから、Ｌｃｒは、近似的に、

…（３）
と表すことができる。

上述の式（１）から明らかである通り、μが一定であれば、Ｌｃｒは一定である。そして、上述の式（２’）からも明らかである通り、ギャップ付コアを有するトランスの通常運転時には、μはほぼ一定である。このため、ギャップ付コアを用いることにより、後述する励磁電流ベース偏磁補正を精度良く行うことが可能とする。

再び図１を参照する。ＢＲＧ１は、複数のスイッチング素子を備える。図１の例におけるスイッチング素子は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor，絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）である。図１の例におけるＢＲＧ１は、２相フルブリッジ回路である。図１の例では、ＢＲＧ１は、１次側Ｕ相上側スイッチング素子１１０ＵＨ（１次側第１相上側スイッチング素子）、１次側Ｕ相下側スイッチング素子１１０ＵＬ（１次側第１相下側スイッチング素子）、１次側Ｖ相上側スイッチング素子１１０ＶＨ（１次側第２相上側スイッチング素子）、および１次側Ｖ相下側スイッチング素子１１０ＶＬ（１次側第２相下側スイッチング素子）を備える。Ｕ相およびＶ相はそれぞれ、本発明の一態様における第１相および第２相の一例である。

ＢＲＧ１では、１次側Ｕ相上側スイッチング素子１１０ＵＨと１次側Ｕ相下側スイッチング素子１１０ＵＬとが直列に接続されることにより、１次側Ｕ相スイッチングレグＬＥＧ１Ｕ（１次側第１相スイッチングレグ）が構成されている。同様に、ＢＲＧ１では、１次側Ｖ相上側スイッチング素子１１０ＶＨと１次側Ｖ相下側スイッチング素子１１０ＶＬとが直列に接続されることにより、１次側Ｖ相スイッチングレグＬＥＧ１Ｖ（１次側第２相スイッチングレグ）が構成されている。

ＬＥＧ１ＵとＬＥＧ１Ｖとは、互いに並列に接続されている。そして、ＬＥＧ１ＵおよびＬＥＧ１Ｖはそれぞれ、１次側直流電源１８１０に接続されている。具体的には、１次側Ｕ相上側スイッチング素子１１０ＵＨおよび１次側Ｖ相上側スイッチング素子１１０ＶＨはそれぞれ、１次側直流電源１８１０の正極に接続されている。他方、１次側Ｕ相下側スイッチング素子１１０ＵＬおよび１次側Ｖ相下側スイッチング素子１１０ＶＬはそれぞれ、１次側直流電源１８１０の負極に接続されている。図１の例では、１次側直流電源１８１０の負極は、接地されている。

ＢＲＧ１は、Ｖｄｃ１（１次側直流電圧）を変換することにより、１次側交流電圧Ｖ１を出力する。具体的には、ＢＲＧ１では、制御部９０から供給されたスイッチング制御信号に従って、ＢＲＧ１の各スイッチング素子がＯＮ／ＯＦＦされることにより、Ｖｄｃ１がＶ１へと変換される。１次側電圧センサ１８１Ｖは、Ｖｄｃ１を測定できるように配置されている。

図１の例におけるノードＮＮ１は、１次側Ｕ相上側スイッチング素子１１０ＵＨと１次側Ｕ相下側スイッチング素子１１０ＵＬとの接続点である。ＮＮ１は、ＢＲＧ１の出力ノードの一例である。ＮＮ１は、第１出力ノードと称されてもよい。第１出力ノードは、Ｖ１が出力されるノードである。そして、ＢＲＧ１は、ＮＮ１から１次電流Ｉ１を出力する。１次側電流センサ１８１Ａは、Ｉ１を測定できるように配置されている。

図１の例では、制御部９０は、１次側Ｕ相上側スイッチング素子１１０ＵＨおよび１次側Ｖ相下側スイッチング素子１１０ＶＬのそれぞれに（より具体的には、１次側Ｕ相上側スイッチング素子１１０ＵＨおよび１次側Ｖ相下側スイッチング素子１１０ＶＬのそれぞれのゲート端子に）、第１スイッチング制御信号ｓ１を供給する。そして、制御部９０は、１次側Ｖ相上側スイッチング素子１１０ＶＨおよび１次側Ｕ相下側スイッチング素子１１０ＵＬのそれぞれに（より具体的には、１次側Ｖ相上側スイッチング素子１１０ＶＨおよび１次側Ｕ相下側スイッチング素子１１０ＵＬのそれぞれのゲート端子に）、第２スイッチング制御信号ｓ２を供給する。

続いて、主回路１０の２次側について説明する。ＢＲＧ２は、ＢＲＧ１と対になるブリッジ回路である。図１の例では、ＢＲＧ２は、２次側Ｕ相上側スイッチング素子１２０ＵＨ（２次側第１相上側スイッチング素子）、２次側Ｕ相下側スイッチング素子１２０ＵＬ（２次側第１相下側スイッチング素子）、２次側Ｖ相上側スイッチング素子１２０ＶＨ（２次側第２相上側スイッチング素子）、および２次側Ｖ相下側スイッチング素子１２０ＶＬ（２次側第２相下側スイッチング素子）を備える。

ＢＲＧ２では、２次側Ｕ相上側スイッチング素子１２０ＵＨと２次側Ｕ相下側スイッチング素子１２０ＵＬとが直列に接続されることにより、２次側Ｕ相スイッチングレグＬＥＧ２Ｕ（２次側第１相スイッチングレグ）が構成されている。同様に、ＢＲＧ２では、２次側Ｖ相上側スイッチング素子１２０ＶＨと２次側Ｖ相下側スイッチング素子１２０ＶＬとが直列に接続されることにより、２次側Ｖ相スイッチングレグＬＥＧ２Ｖ（２次側第２相スイッチングレグ）が構成されている。

ＬＥＧ２ＵとＬＥＧ２Ｖとは、互いに並列に接続されている。そして、ＬＥＧ２ＵおよびＬＥＧ２Ｖはそれぞれ、２次側直流電源１８２０に接続されている。具体的には、２次側Ｕ相上側スイッチング素子１２０ＵＨおよび２次側Ｖ相上側スイッチング素子１２０ＶＨはそれぞれ、２次側直流電源１８２０の正極に接続されている。他方、２次側Ｕ相下側スイッチング素子１２０ＵＬおよび２次側Ｖ相下側スイッチング素子１２０ＶＬはそれぞれ、２次側直流電源１８２０の負極に接続されている。

ＢＲＧ２は、Ｖｄｃ２（２次側直流電圧）を変換することにより、２次側交流電圧Ｖ２を出力する。具体的には、ＢＲＧ２では、制御部９０から供給されたスイッチング制御信号に従って、ＢＲＧ２の各スイッチング素子がＯＮ／ＯＦＦされることにより、Ｖｄｃ２がＶ２へと変換される。２次側電圧センサ１８２Ｖは、Ｖｄｃ２を測定できるように配置されている。

図１の例におけるノードＮＮ２は、２次側Ｖ相上側スイッチング素子１２０ＶＨと２次側Ｖ相下側スイッチング素子１２０ＶＬとの接続点である。ＮＮ２は、ＢＲＧ２の出力ノードの一例である。ＮＮ２は、第２出力ノードと称されてもよい。第２出力ノードは、Ｖ２が出力されるノードである。そして、ＢＲＧ２は、ＮＮ２から２次電流Ｉ２を出力する。２次側電流センサ１８２Ａは、Ｉ２を測定できるように配置されている。なお、本明細書では、ＴＲの巻数比を、Ｎと表記する。Ｎは、変圧比と称されてもよい。以下では、Ｖｄｃ１＝Ｎ×Ｖｄｃ２という関係が成り立つ前提のもとに、各説明を行う。

図１の例では、制御部９０は、２次側Ｕ相上側スイッチング素子１２０ＵＨおよび２次側Ｖ相下側スイッチング素子１２０ＶＬのそれぞれに（より具体的には、２次側Ｕ相上側スイッチング素子１２０ＵＨおよび２次側Ｖ相下側スイッチング素子１２０ＶＬのそれぞれのゲート端子に）、第３スイッチング制御信号ｓ３を供給する。制御部９０は、２次側Ｖ相上側スイッチング素子１２０ＶＨおよび２次側Ｕ相下側スイッチング素子１２０ＵＬのそれぞれに（より具体的には、２次側Ｖ相上側スイッチング素子１２０ＶＨおよび２次側Ｕ相下側スイッチング素子１２０ＵＬのそれぞれのゲート端子に）、第４スイッチング制御信号ｓ４を供給する。

一例として、制御部９０は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御によって、ｓ１～ｓ４を生成する。例えば、制御部９０は、（ｉ）１次側電圧センサ１８１ＶからＶｄｃ１を、（ｉｉ）２次側電圧センサ１８２ＶからＶｄｃ２を、（ｉｉｉ）１次側電流センサ１８１ＡからＩ１を、（ｉｖ）２次側電流センサ１８２ＡからＩ２を、それぞれ取得してよい。そして、制御部９０は、Ｖｄｃ１、Ｖｄｃ２、Ｉ１、およびＩ２に基づいて、ＰＷＭ制御によって、ｓ１～ｓ４を生成してよい。但し、当然ながら、制御部９０におけるｓ１～ｓ４の生成手法は、上記例に限定されない。

図１に示される通り、主回路１０は、外付けリアクトルＬａをさらに備える。Ｌａは、本発明の一態様に係るリアクトルの一例である。Ｌａは、主回路１０の１次側または２次側に設けられてよい。図１では、Ｌａが１次側に設けられている場合が例示されている。Ｌａが１次側に設けられる場合、Ｌａの一端はＮＮ１に接続され、かつ、Ｌａの他端はＰＷに接続される。なお、Ｌａが２次側に設けられる場合、Ｌａの一端はＮＮ２に接続され、かつ、Ｌａの他端はＳＷに接続される。

本明細書では、ＮＮ１およびＰＷに接続されているリアクトルを、１次側リアクトルと称する。これに対し、ＮＮ２およびＳＷに接続されているリアクトルを、２次側リアクトルと称する。実施形態１におけるＬａは、１次側リアクトルの一例である。なお、実施形態１におけるＬａは、１次側外付けリアクトルと称されてもよい。

図３は、ＤＡＢコンバータ１におけるＴＲおよびその周囲の等価回路を示す図である。図３のＬｌは、ＴＲの漏れインダクタンスである。以下、ＬａとＬｌとの合成インダクタンスをＬと表記する。図３から明らかである通り、Ｌは、Ｌ＝Ｌａ＋Ｌとして表される。以下の説明では、Ｌに印加される電圧ＶＬを、リアクトル電圧と称する。図３の例では、ＶＬを測定するための電圧センサ１８５Ｖが示されている。但し、ＤＡＢコンバータ１は、必ずしも電圧センサ１８５Ｖを有していなくともよい。なお、図３に示されている電圧Ｖｔｒは、ＣＲに印加される電圧である。より具体的には、Ｖｔｒは、上述のＬｃｒに印加される電圧である。Ｖｔｒは、コア電圧とも称される。

実施形態１において、制御部９０は、偏磁補正部９１および直流成分補正部９２を備える。偏磁補正部９１は、ＴＲの偏磁量（ＴＲの偏磁状態を示す量）を取得するとともに、当該偏磁量を補正する。直流成分補正部９２は、Ｌａに流れる電流（負荷電流）の直流成分を取得するとともに、当該直流成分を補正する。上述のＬａの接続関係から理解される通り、負荷電流はＩ１またはＩ２から、励磁電流Ｉ０を除いた値に等しい。なお、Ｉ１＝Ｉ２／Ｎである。以下の説明におけるＩ１は、文脈上特に矛盾がない限り、負荷電流と読み替えられてよい。偏磁補正部９１および直流成分補正部９２の動作の具体的については、後述する。

（従来の制御手法における動作の一例）
図４は、従来の制御手法に係るＤＡＢコンバータ１の動作の一例を示す図である。図４において、符号４０００ＡはＶ１およびＶ２のタイムチャートの一例であり、符号４０００ＢはＶＬのタイムチャートの一例であり、符号４０００ＣはＩ１のタイムチャートの一例である。なお、図４では、Ｎ＝１の場合が例示されている。このことは、図４に対応する以降の各図面においても同様である。

ＤＡＢコンバータ１は、１次側と２次側との間において電力を双方向的に出力（伝送）できる。周知の通り、ＤＡＢコンバータ１における出力電力Ｐは、ＢＲＧ１とＢＲＧ２との位相差φに応じて変化する。このため、φを変化させることにより、Ｐを変化させることができる。Ｐとφとの関係式については、例えば、“Dual Active Bridgeを用いた絶縁形DC-DCコンバータの過渡特性の改善”，高木 一斗、藤田 英明，電気学会論文誌Ｄ（産業応用部門誌） Vol.136 No.9 pp.622-628 (2016)を参照されたい。なお、実施形態１では、Ｐの正方向は、１次側から２次側に電力が伝送される方向であるものとする。

本明細書では、φは、１次２次間位相差と称されてもよい。より具体的には、φは、１次側スイッチング制御信号と２次側スイッチング制御信号との間の位相差である。１次側スイッチング制御信号は、ＢＲＧ１の各スイッチング素子に供給される各スイッチング制御信号を総称的に指す。２次側スイッチング制御信号は、ＢＲＧ２の各スイッチング素子に供給される各スイッチング制御信号を総称的に指す。一例として、φは、ｓ１とｓ３との間の位相差である。また、φは、ｓ２とｓ４との間の位相差でもある。φは、１次側スイッチング制御信号の位相が２次側スイッチング制御信号の位相に対して進んでいる場合に、正の値をとるものとする。

ＤＡＢコンバータ１の１次側および２次側のそれぞれでは、互いに対角位置に存在する２つのスイッチング素子のスイッチング状態が、同時に切り替えられる。そして、ｓ１およびｓ２は、互いに逆位相の信号として、制御部９０によって生成される。同様に、ｓ３およびｓ２４は、互いに逆位相の信号として、制御部９０によって生成される。

従って、例えば、１次側Ｕ相上側スイッチング素子１１０ＵＨおよび１次側Ｖ相下側スイッチング素子１１０ＶＬのそれぞれがｓ１によってＯＮされる区間では、１次側Ｕ相下側スイッチング素子１１０ＵＬおよび１次側Ｖ相上側スイッチング素子１１０ＶＨのそれぞれがｓ２によってＯＦＦされる。そして、１次側Ｕ相下側スイッチング素子１１０ＵＬおよび１次側Ｖ相上側スイッチング素子１１０ＶＨのそれぞれがｓ２によってＯＮされる区間では、１次側Ｕ相上側スイッチング素子１１０ＵＨおよび１次側Ｖ相下側スイッチング素子１１０ＶＬのそれぞれがｓ１によってＯＦＦされる。１次側におけるこのようなスイッチングにより、図４に示す矩形状の電圧波形がＶ１として得られる。

同様に、２次側Ｕ相上側スイッチング素子１２０ＵＨおよび２次側Ｖ相下側スイッチング素子１２０ＶＬのそれぞれがｓ３によってＯＮされる区間では、２次側Ｕ相下側スイッチング素子１２０ＵＬおよび２次側Ｖ相上側スイッチング素子１２０ＶＨのそれぞれがｓ４によってＯＦＦされる。そして、２次側Ｕ相下側スイッチング素子１２０ＵＬおよび２次側Ｖ相上側スイッチング素子１２０ＶＨのそれぞれがｓ４によってＯＮされる区間では、２次側Ｕ相上側スイッチング素子１２０ＵＨおよび２次側Ｖ相下側スイッチング素子１２０ＶＬのそれぞれがｓ３によってＯＦＦされる。２次側におけるこのようなスイッチングにより、図４に示す矩形状の電圧波形がＶ２として得られる。

図３に示されている等価回路から明らかである通り、Ｌには、Ｖ１およびＶ２に応じた電圧が印加される。言い換えれば、ＶＬは、Ｖ１およびＶ２に応じた電圧として設定される。具体的には、
ＶＬ＝Ｖ１－Ｎ×Ｖ２ …（４）
として表される。図４の例では、Ｎ＝１であるので、ＶＬ＝Ｖ１－Ｖ２である。すなわち、図４の例では、Ｌには、Ｖ１とＶ２との差電圧が印加される。

従って、図４の例では、Ｖ１＝Ｖ２の区間において、ＶＬ＝０となる。他方、Ｖ１≠Ｖ２の区間において、ＶＬ＝０となる。図４の例では、φは一定に維持されている。このため、正負対称の電圧波形がＶＬとして得られる。図４に示される通り、ＶＬが正負対称である場合、ＶＬに起因する負荷電流の直流成分は生じない。以下、負荷電流の直流成分を、負荷電流直流成分とも称する。

以上の説明から理解される通り、ＤＡＢコンバータ１におけるＬａは、負荷電流の値および給電方向を制御するためのコンポーネントである。具体的には、ＶＬを制御することにより、負荷電流の値および給電方向を制御できる。

（従来の制御手法において生じる負荷電流の直流成分の一例）
図５は、従来の制御手法において生じる負荷電流直流成分の一例を示す図である。図５は、図４と対になる図である。図５において、符号５０００ＡはＶ１およびＶ２のタイムチャートの一例であり、符号５０００ＢはＶＬのタイムチャートの一例であり、符号５０００ＣはＩ１のタイムチャートの一例である。

図５では、図４の例とは異なり、ＤＡＢコンバータ１の動作中のある時点（便宜上、電力伝送方向反転時点と称する）において、電力伝送方向（Ｐの向き）が反転している。言い換えれば、電力伝送方向反転時点の前後において、φの符号（正負）が反転している。図５の例では、電力伝送方向反転時点の前後において、φの値がφ１（正）から－φ１（負）に変更されている。図５に示される通り、電力伝送方向反転時点の前後におけるφの符号の反転に伴い、ＶＬの波形は正負非対称となる。この場合、ＶＬの正負非対称性に起因して、負荷電流直流成分が生じてしまう。その結果、負荷電流の波形は、正負対称の交流成分に直流成分が重畳された波形となる。

但し、負荷電流直流成分が生じる原因（言い換えれば、ＶＬが正負非対称となる原因）は、上述した電力伝送方向の反転（φの符号の反転）に限定されない。一例として、ＤＡＢコンバータ１内の各スイッチング素子に印加されるＯＮ電圧にばらつきが生じる場合にも、ＶＬは正負非対称となりうる。別の例として、ＤＡＢコンバータ１内の各スイッチング素子のＯＮ時間およびＯＦＦ時間にばらつきが生じる場合にも、ＶＬは正負非対称となりうる。こうした場合にも、負荷電流直流成分が生じうる。

以上の通り、ＤＡＢコンバータ１の動作時には、負荷電流直流成分が生じうる。負荷電流直流成分は、ＤＡＢコンバータ１の各部（例：スイッチング素子、リアクトル、およびトランス）における損失の増加を招く。従って、負荷電流直流成分を低減するように、同成分を補正することが好ましい。ＤＡＢコンバータ１では、負荷電流直流成分を補正するために、後に詳述する直流成分補正部９２が設けられている。

（従来の制御手法において生じる偏磁の一例）
図６は、従来の制御手法に係るＤＡＢコンバータ１の動作の別の例を示す図である。図６において、符号６０００ＡはＶ１およびＶ２のタイムチャートの一例であり、符号６０００ＢはＩ０のタイムチャートの一例であり、符号６０００ＣはＩ１のタイムチャートの一例である。

Ｉ０は、コアの磁束Φと正の相関を有する。従って、Ｉ０は、偏磁状態を示す指標値の１つであると言える。特に、実施形態１では、ＣＲはギャップ付コアであるので、上述の通り、μは一定であると見なすことができる。その結果、Φは、Ｉ０に比例すると見なすことができる。このため、ギャップ付コアを用いた場合には、Ｉ０が偏磁状態を示す有効な指標値として用いられうる。

制御部９０（より具体的には、偏磁補正部９１）は、Ｉ１とＩ２とに基づいてＩ０を算出してよい。例えば、図１の回路構成によれば、Ｉ０は、
Ｉ０＝Ｉ１－Ｉ２／Ｎ …（５）
として表される。従って、制御部９０は、式（５）に基づいてＩ０を算出してよい。図６の例では、Ｎ＝１であるので、Ｉ０＝Ｉ１－Ｉ２である。

図１の回路構成では、ＰＷは、Ｌａを介して、１次側直流電源１８１０に接続されている。これに対し、ＳＷは、Ｌａを介することなく、２次側直流電源１８２０に接続されている。言い換えれば、ＳＷは、２次側直流電源１８２０に直接的に接続されている。なお、実施形態１では、ＳＷが内側巻線であるものとする（後述の実施形態３を参照）。また、ＬａがＬｌよりも十分に大きいものとする。

これらの前提条件によれば、ＴＲは、直流電源に直接的に接続された側の巻線であるＳＷに生じる電圧（すなわちＶ２）によって励磁される。このため、上述のＶｔｒは、Ｖ２の時間変化の態様に従ったものとなる。それゆえ、Ｉ０は、Ｖ２の時間変化の態様に従って決定される。具体的には、Ｉ０は、Ｖ２の時間積分値に対応する値（すなわち、磁束に対応する値）として表される。

図６においても、図５の例と同様に、電力伝送方向反転時点において、電力伝送方向が反転している。すなわち、電力伝送方向反転時点の前後において、φの符号が反転している。図６に示される通り、φの符号の反転に伴い、Ｖ２の波形は正負非対称となる。この場合、Ｖ２の正負非対称性に起因して、Ｖ２の時間積分値に直流成分が生じてしまう。その結果、Ｉ０の波形は、正負対称の交流成分に直流成分（偏磁成分）が重畳された波形となる。Ｉ０の直流成分は、磁束の直流成分に対応する。このように、電力伝送方向の変更が生じた場合には、偏磁が生じる。以上の説明から理解される通り、Ｉ０の直流成分および磁束の直流成分はそれぞれ、偏磁量の一例であると言える。また、上述の通り、電力伝送方向の変更が生じた場合には、負荷電流直流成分も生じる。

なお、上述の説明から理解される通り、偏磁が生じる原因も、電力伝送方向の反転（φの符号の反転）に限定されない。上述の通り、（ｉ）ＤＡＢコンバータ１内の各スイッチング素子に印加されるＯＮ電圧にばらつきが生じる場合、および、（ｉｉ）当該各スイッチング素子のＯＮ時間およびＯＦＦ時間にばらつきが生じる場合にも、Ｖ２は正負非対称となりうる。こうした場合にも、偏磁が生じうる。

以上の通り、ＤＡＢコンバータ１の動作時には、負荷電流直流成分の発生のみならず、偏磁が生じうる。偏磁は、ＴＲの磁気飽和を生じさせる。その結果、ＤＡＢコンバータ１の各スイッチング素子に過大な電流が流れる。このように、偏磁も、ＤＡＢコンバータ１における損失の増加を招く。従って、ＤＡＢコンバータ１では、偏磁量を低減するように、当該偏磁量を補正することが好ましい。そこで、ＤＡＢコンバータ１では、当該偏磁量を補正するために、後に詳述する偏磁補正部９１がさらに設けられている。

（模擬駆動例）
上述の通り、各スイッチング素子にばらつきが生じる場合には、負荷電流直流成分の発生と偏磁とが生じうる。以下、模擬駆動例（各スイッチング素子のばらつきを模擬する駆動例）を通じて、負荷電流直流成分の発生および偏磁の発生の具体的を説明する。

図７は、模擬駆動例について説明する図である。図７において、符号７０００Ａは搬送波信号（ＣＡＲ）および比較信号（ＣＭＰ）のタイムチャートの一例であり、符号７０００Ｂはスイッチング制御信号（ｓ）のタイムチャートの一例である。

本明細書における搬送波信号は、１次側搬送波信号および２次側搬送波信号を総称的に指す。１次側搬送波信号とは、１次側スイッチング制御信号を生成するための搬送波信号を意味する。同様に、２次側搬送波信号とは、２次側スイッチング制御信号を生成するための搬送波信号を意味する。また、スイッチング制御信号は、上述の１次側スイッチング制御信号および２次側スイッチング制御信号を総称的に指す。比較信号は、デューティ比信号とも称される。

なお、図７では、搬送波信号がのこぎり波である場合が例示されているが、当業者であれば明らかである通り、搬送波信号の波形は図示の例に限定されないことに留意されたい。本発明の一態様に係る搬送波信号は、所望のデューティ比を有するスイッチング制御信号を生成するための信号であればよい。従って、搬送波信号に基づいてスイッチング制御信号を生成できる限り、任意の波形の搬送波信号が使用されてよい。

図７の例では、制御部９０は、ＣＡＲとＣＭＰとを比較することにより、ｓの信号値を決定する。具体的には、制御部９０は、ＣＡＲ≧ＣＭＰである場合には、ｓの信号値をＨｉｇｈ値に設定する。他方、制御部９０は、ＣＡＲ＜ＣＭＰである場合には、ｓの信号値をＬｏｗ値に設定する。なお、図７の例において、ｓのＨｉｇｈ値およびＬｏｗ値はそれぞれ、ＯＦＦ信号値およびＯＮ信号値に対応する。

図７の例では、ＣＭＰは通常時には０に設定されている。模擬駆動例では、ある時点においてＣＭＰが非ゼロにシフトされている。以下、ＣＭＰが非ゼロにシフトされた時点を、シフト時点と称する。図７の例では、ＣＭＰは正にシフトされている。図７に示される通り、シフト時点の前後において、ｓのデューティ比は異なる。このように、ＣＭＰをシフトすることにより、各スイッチング素子のばらつきを模擬することができる。

図８は、模擬駆動例において生じる負荷電流直流成分および偏磁の一例を示す図である。図８では、ＤＡＢコンバータの１次側に対し、図７において述べたＣＭＰのシフトがなされた場合が例示されている。図８において、符号８０００ＡはＩ１およびＩ２のタイムチャートの一例であり、符号８０００ＢはＩ０のタイムチャートの一例である。図８の例では、上述の通り、Ｉ０＝Ｉ１－Ｉ２の関係が成立する。

図８に示される通り、ＣＭＰのシフトを契機として、Ｉ１およびＩ２のそれぞれに直流成分が生じることが確認された。図８の例では、Ｉ１に比べて、Ｉ２により大きい直流成分が生じている。Ｉ１およびＩ２のそれぞれに上述の直流成分が生じたことに伴い、Ｉ０にも直流成分が生じる。そして、時間の経過に伴い、Ｉ０の直流成分が大きくなることが確認された。すなわち、ＣＭＰのシフトを契機として、偏磁が進行することが確認された。以上の通り、各スイッチング素子のばらつきに起因して、負荷電流直流成分（図８の例では、Ｉ１の直流成分）および偏磁が生じることが、模擬駆動例を通じて示された。

（偏磁補正部９１）
本明細書では、偏磁（より具体的には、偏磁量）を補正する手法を、偏磁補正と称する。そして、励磁電流に基づいて偏磁を補正する手法を、励磁電流ベース偏磁補正と称する。実施形態１では、励磁電流ベース偏磁補正を実行する機能部としての偏磁補正部９１を例示する。このことから、偏磁補正部９１は、励磁電流ベース偏磁補正部と称されてもよい。

一例として、偏磁補正部９１は、上述の通り、Ｉ１およびＩ２に基づいてＩ０を算出する。そして、偏磁補正部９１は、Ｉ０に基づいて偏磁量を補正する。具体的には、偏磁補正部９１は、補正すべき偏磁量として、Ｉ０に基づく偏磁補正量（励磁電流ベース偏磁補正量ΔＩ０ｄｃ）を取得する。そして、偏磁補正部９１は、ΔＩ０ｄｃを補正するための時間（偏磁量補正時間Δｔ１）を決定する。

一例として、偏磁補正部９１は、フィードバック制御によってΔＩ０の導出および補正を行ってよい。そこで、偏磁補正部９１は、図９に示す偏磁補正用フィードバック制御系９１０を有していてもよい。偏磁補正用フィードバック制御系９１０は、第１入力値取得部９１１、第２入力値取得部９１２、第１ローパスフィルタ９１１Ｖ、第２ローパスフィルタ９１２Ｖ、Ｐ（Proportional）制御器９１３、第１演算器９１４、目標値取得部９１５、第２演算器９１６、ＰＩ（Proportional-Integral）制御器９１７、リミタ９１８、および出力部９１９を有する。なお、図９の例では、各ローパスフィルタは、ＬＰＦと表記されている。

第１入力値取得部９１１は、１次側電流センサ１８１ＡからＩ１を取得し、当該Ｉ１を第１ローパスフィルタ９１１Ｖに供給する。第２入力値取得部９１２は、２次側電流センサ１８２ＡからＩ２を取得し、当該Ｉ２を第２ローパスフィルタ９１２Ｖに供給する。
第１ローパスフィルタ９１１Ｖおよびは、Ｉ１から直流成分（Ｉｄｃ１）を抽出できるように設定された周波数フィルタである。第１ローパスフィルタ９１１Ｖは、抽出したＩｄｃ１を第１演算器９１４に供給する。第２ローパスフィルタ９１２Ｖは、Ｉ２から直流成分（Ｉｄｃ２）を抽出できるように設定された周波数フィルタである。第２ローパスフィルタ９１２Ｖは、抽出したＩｄｃ２をＰ制御器９１３に供給する。

Ｐ制御器９１３は、ゲイン１／Ｎを有する。Ｐ制御器９１３は、出力値「Ｉｄｃ２／Ｎ」を、第１演算器９１４に供給する。なお、Ｎ＝１の場合、Ｐ制御器９１３を省略できる。この場合、第２入力値取得部９１２は、Ｉ２を第１演算器９１４に供給する。

上述の式（５）から理解される通り、励磁電流直流成分（励磁電流の直流成分）Ｉ０ｄｃは、
Ｉ０ｄｃ＝Ｉｄｃ１－Ｉｄｃ２／Ｎ …（６）
として表すことができる。図９から理解される通り、第１演算器９１４は、式（６）に従ってＩ０ｄｃを算出する。そして、第１演算器９１４は、算出したＩ０ｄｃを、第２演算器９１６に供給する。目標値取得部９１５は、ΔＩ０ｄｃの目標値を取得し、当該目標値を第２演算器９１６に供給する。偏磁補正部９１は、偏磁状態がなるべく改善されるように（理想的には、偏磁状態が完全に解消されるように）、偏磁を補正することが好ましい。このことから、図９の例では、ΔＩ０ｄｃの目標値は０に設定されている。

第２演算器９１６は、現在のＩ０ｄｃ（第１演算器９１４の出力値）と、ΔＩ０ｄｃの目標値との偏差（励磁電流偏差）を算出する。第２演算器９１６は、励磁電流偏差を、ＰＩ制御器９１７に供給する。ＰＩ制御器９１７は、第２演算器９１６から供給された励磁電流偏差に対し、ＰＩ制御を施す。ＰＩ制御器９１７は、時間経過に伴い、励磁電流偏差を上述の目標値（例：０）まで減少させるように設定されている。このため、ＰＩ制御器９１７のゲインは、１未満に設定されている。

ＰＩ制御器９１７は、ＰＩ制御を施した後の励磁電流偏差（ＰＩ後励磁電流偏差）を、リミタ９１８に供給する。リミタ９１８は、入力値（ＰＩ後励磁電流偏差）に比例した出力値を、所定の下限値から上限値までの範囲内に制限する。出力部９１９は、リミタ９１８の出力値を、ΔＩ０ｄｃとして取得する。出力部９１９は、ΔＩ０ｄｃを出力する。このように、偏磁補正部９１は、出力部９１９からΔＩ０ｄｃを取得できる。

ところで、上述の通り、実施形態１では、ＣＲはギャップ付コアであるので、Φは、Ｉ０に比例すると見なすことができる。このため、ΔＩ０とΔｔ１との間には、

…（７）
の関係が成立する。式（７）は、電磁誘導に関するファラデーの法則から導出することができる（後述の実施形態２における説明も参照）。

そして、式（７）を変形することにより、

…（７’）
が得られる。

それゆえ、偏磁補正部９１は、偏磁補正用フィードバック制御系９１０を用いて取得したΔＩ０ｄｃを用いて、式（７’）に従ってΔｔ１を決定してよい。このように決定したΔｔ１を用いて搬送波信号を補正することにより、時間経過に伴い、ΔＩ０ｄｃを低減することができる。理想的には、当該Δｔ１を用いて搬送波信号を補正することにより、時間経過に伴い、ΔＩ０ｄｃを０まで低減することができる。

（偏磁補正用フィードバック制御系の別の例）
偏磁補正部９１は、上述の偏磁補正用フィードバック制御系９１０に替えて、図１０に示す偏磁補正用フィードバック制御系９１０Ｖを有していてもよい。偏磁補正用フィードバック制御系９１０Ｖは、偏磁補正用フィードバック制御系９１０の一変形例である。

偏磁補正用フィードバック制御系９１０Ｖは、第１入力値取得部９１１および第２入力値取得部９１２に替えて、第１入力値取得部９１１Ｕおよび第２入力値取得部９１２Ｕを有する。図１０に示される通り、偏磁補正用フィードバック制御系９１０Ｖは、第１ローパスフィルタ９１１Ｖおよび第２ローパスフィルタ９１２Ｖを有していない。その替わり、偏磁補正用フィードバック制御系９１０Ｖは、Ｐ制御器９１４Ｖをさらに有する。Ｐ制御器９１４Ｖは、ゲイン１／２を有する。

上述の通り、制御部９０は、式（５）に従ってＩ０を算出できる。そこで、第１入力値取得部９１１Ｕは、制御部９０から励磁電流最大値（励磁電流の最大値）Ｉ０ｍａｘを取得し、当該Ｉ０ｍａｘを第１演算器９１４に供給する。第２入力値取得部９１２Ｕは、制御部９０から励磁電流最小値（励磁電流の最小値）Ｉ０ｍｉｎを取得し、当該ＩｍｉｎをＰ制御器９１３に供給する。

当業者であれば明らかである通り、Ｉ０ｍａｘおよびＩ０ｍｉｎが生じるタイミングは、交流成分の周波数に応じて定まる。加えて、交流成分の周波数は、搬送波信号の周波数に応じて定まる。従って、例えば、Ｉ０ｍａｘは、搬送波信号のあるタイミングにおいて生じる。この場合、Ｉ０ｍｉｎは、搬送波信号の次の対応するタイミングにおいて生じる。

そこで、例えば、第１入力値取得部９１１Ｕおよび第２入力値取得部９１２Ｕはそれぞれ、制御部９０からＩ０を取得してよい。そして、第１入力値取得部９１１Ｕは、搬送波信号（例：２次側搬送波信号）と比較信号とが交差したあるタイミングにおけるＩ０の値を、Ｉ０ｍａｘとして取得してよい。また、第２入力値取得部９１２Ｕは、当該搬送波信号が比較信号と次に交差したタイミングにおけるＩ０の値を、Ｉ０ｍｉｎとして取得してよい。

但し、当然ながら、Ｉ０ｍａｘおよびＩ０ｍｉｎの取得手法は、上記の例に限定されない。第１入力値取得部９１１Ｕおよび第２入力値取得部９１２Ｕはそれぞれ、任意の手法によってＩ０ｍａｘおよびＩ０ｍｉｎを取得してよい。例えば、第１入力値取得部９１１Ｕおよび第２入力値取得部９１２Ｕはそれぞれ、制御部９０から取得したＩ０の波形を解析することによって、Ｉ０ｍａｘおよびＩ０ｍｉｎを決定してもよい。

当業者であれば理解できる通り、Ｉ０ｄｃは、
Ｉ０ｄｃ＝（Ｉ０ｍａｘ－Ｉ０ｍｉｎ／Ｎ）／２ …（８）
として表すこともできる。そこで、図１０に示されている通り、直流成分補正用フィードバック制御系９２０では、式（８）の演算を実行できるように、Ｐ制御器９１３・９１４Ｖが配置されている。

図１０の構成によれば、Ｐ制御器９１４Ｖの出力値は、式（８）の右辺と等しくなる。すなわち、式（８）に従って算出されたＩ０ｄｃを、Ｐ制御器９１４Ｖから第２演算器９１６へと供給することができる。以降の処理は、図９の例と同様である。
このように、偏磁補正用フィードバック制御系９１０ＶによってもΔＩ０ｄｃを導出できる。従って、偏磁補正部９１は、偏磁補正用フィードバック制御系９１０Ｖを用いて取得したΔＩｄｃを用いて、上述の式（７’）に従ってΔｔ１を決定してもよい。

（直流成分補正部９２）
本明細書では、負荷電流直流成分を補正する手法を、直流成分補正と称する。直流成分補正部９２は、直流成分補正を実行する機能部である。例えば、直流成分補正部９２は、補正すべき直流成分の量（直流成分補正量ΔＩｄｃ）を取得する。そして、直流成分補正部９２は、ΔＩｄｃを補正するための時間（直流成分補正時間Δｔ２）を決定する。

一例として、直流成分補正部９２は、フィードバック制御によってΔＩｄｃの導出および補正を行ってよい。そこで、直流成分補正部９２は、図１１に示す直流成分補正用フィードバック制御系９２０を有していてもよい。直流成分補正用フィードバック制御系９２０は、第１入力値取得部９２１、第２入力値取得部９２２、第１演算器９２３、Ｐ制御器９２４、目標値取得部９２５、第２演算器９２６、ＰＩ制御器９２７、リミタ９２８、および出力部９２９を有する。

以下では、負荷電流をＩとして表す。以下の説明では、負荷電流がＩ１に等しい場合を主に例示する。但し、当業者であれば明らかである通り、負荷電流に係るＩ１についての説明は、Ｉ２についての説明に適宜読み替えられてよい。

第１入力値取得部９２１は、主回路１０から負荷電流最大値（負荷電流の最大値）Ｉｍａｘを取得し、当該Ｉｍａｘを第１演算器９２３に供給する。第２入力値取得部９２２は、主回路１０から負荷電流最小値（負荷電流の最小値）Ｉｍｉｎを取得し、当該Ｉｍｉｎを第１演算器９２３に供給する。

ところで、上述の通り、負荷電流には、交流成分と直流成分とが重畳している。このため、ＩｍａｘおよびＩｍｉｎが生じるタイミングは、交流成分の周波数に応じて定まる。加えて、交流成分の周波数は、搬送波信号の周波数に応じて定まる。従って、例えば、Ｉｍａｘは、搬送波信号のある立ち上がりタイミングにおいて生じる。この場合、Ｉｍｉｎは、搬送波信号の次の立ち上がりタイミングにおいて生じる。

そこで、例えば、第１入力値取得部９２１および第２入力値取得部９２２はそれぞれ、１次側電流センサ１８１ＡからＩ１を取得してよい。そして、第１入力値取得部９２１は、搬送波信号のある立ち上がりタイミングにおけるＩ１の値を、Ｉｍａｘとして取得してよい。また、第１入力値取得部９２１は、搬送波信号の次の立ち上がりタイミングにおけるＩ１の値を、Ｉｍｉｎとして取得してよい。

但し、偏磁補正用フィードバック制御系についての上述の説明からも明らかである通り、ＩｍａｘおよびＩｍｉｎの取得手法は、上記の例に限定されない。第１入力値取得部９２１および第２入力値取得部９２２はそれぞれ、任意の手法によってＩｍａｘおよびＩｍｉｎを取得してよい。例えば、第１入力値取得部９２１および第２入力値取得部９２２はそれぞれ、１次側電流センサ１８１Ａから取得したＩ１の波形を解析することによって、ＩｍａｘおよびＩｍｉｎを決定してもよい。

当業者であれば理解できる通り、負荷電流直流成分（Ｉｄｃ）は、
Ｉｄｃ＝（Ｉｍａｘ＋Ｉｍｉｎ）／２ …（９）
として表すことができる。そこで、直流成分補正用フィードバック制御系９２０では、第１演算器９２３は、ＩｍａｘとＩｍｉｎとの和を出力する。そして、Ｐ制御器９２４は、ゲイン１／２を有する。図１１から理解される通り、当該構成によれば、Ｐ制御器９２４の出力値は、式（９）の右辺と等しくなる。すなわち、式（９）に従って算出されたＩＤＣを、Ｐ制御器９２４から第２演算器９２６へと供給することができる。

目標値取得部９２５は、ΔＩｄｃの目標値を取得し、当該目標値を第２演算器９２６に供給する。上述の図９の例と同様の趣旨により、図１１の例においても、ΔＩｄｃの目標値の目標値は０に設定されている。

第２演算器９２６は、現在のＩｄｃ（Ｐ制御器９２４の出力値）と、ΔＩｄｃの目標値との偏差（直流成分偏差）を算出する。第２演算器９２６は、直流成分偏差を、ＰＩ制御器９２７に供給する。ＰＩ制御器９２７は、第２演算器９２６から供給された直流成分偏差に対し、ＰＩ制御を施す。上述のＰＩ制御器９１７と同様に、ＰＩ制御器９２７のゲインも、１未満に設定されている。

ＰＩ制御器９２７は、ＰＩ制御を施した後の直流成分偏差（ＰＩ後直流成分偏差）を、リミタ９２８に供給する。リミタ９２８は、入力値（ＰＩ後直流成分偏差）に比例した出力値を、所定の下限値から上限値までの範囲内に制限する。出力部９２９は、リミタ９２８の出力値を、ΔＩｄｃとして取得する。出力部９２９は、ΔＩｄｃを出力する。このように、直流成分補正部９２は、出力部９２９からΔＩｄｃを取得できる。

上述の通り、負荷電流は、ＶＬによって制御される。そして、ＶＬは、上述の式（４）の通り表される。加えて、実施形態１の回路構成によれば、期間Δｔ２では、Ｖ１≒Ｖｄｃ１、かつ、Ｖ２≒－Ｖｄｃ２であると見なすことができる。それゆえ、期間Δｔ２におけるＶＬは、
ＶＬ＝Ｖｄｃ１＋Ｎ×Ｖｄｃ２ …（１０）
の通り表すことができる。

そこで、Ｌについて、式（１０）のＶＬを用いて、電磁誘導に関するファラデーの法則を適用することにより、ΔＩｄｃとΔｔ２との間の関係式、

…（１１）
を導出することができる。

そして、式（１１）を変形することにより、

…（１１’）
が得られる。

それゆえ、直流成分補正部９２は、直流成分補正用フィードバック制御系９２０を用いて取得したΔＩｄｃを用いて、式（１１’）に従ってΔｔ２を決定してよい。このように決定したΔｔ２を用いて搬送波信号を補正することにより、時間経過に伴い、ΔＩｄｃを低減することができる。理想的には、当該Δｔ２を用いて搬送波信号を補正することにより、時間経過に伴い、ΔＩｄｃを０まで低減することができる。

（直流成分補正用フィードバック制御系の別の例）
直流成分補正部９２は、上述の直流成分補正用フィードバック制御系９２０に替えて、図１２に示す直流成分補正用フィードバック制御系９２０Ｖを有していてもよい。直流成分補正用フィードバック制御系９２０Ｖは、直流成分補正用フィードバック制御系９２０の一変形例である。

直流成分補正用フィードバック制御系９２０Ｖは、第１入力値取得部９２１に替えて、入力値取得部９２１Ｖを有する。また、直流成分補正用フィードバック制御系９２０Ｖは、第２演算器９２６に替えて、演算器９２６Ｖを有する。図１２に示される通り、直流成分補正用フィードバック制御系９２０Ｖは、第２入力値取得部９２２、第１演算器９２３、およびＰ制御器９２４に対応するコンポーネントを有していない。その替わり、直流成分補正用フィードバック制御系９２０Ｖは、ローパスフィルタ９２２Ｖを有する。

入力値取得部９２１Ｖは、負荷電流を取得する。例えば、入力値取得部９２１Ｖは、負荷電流として、１次側電流センサ１８１ＡからＩ１を取得する。入力値取得部９２１Ｖは、取得した負荷電流をローパスフィルタ９２２Ｖに供給する。

ローパスフィルタ９２２Ｖは、Ｉ１からＩｄｃを抽出できるように設定された周波数フィルタである。ローパスフィルタ９２２Ｖは、抽出したＩｄｃを演算器９２６Ｖに供給する。演算器９２６Ｖは、現在のＩｄｃ（ローパスフィルタ９２２Ｖの出力値）と、ΔＩｄｃの目標値との偏差（直流成分偏差）を算出する。以降の処理は、図１１の例と同様である。このように、直流成分補正用フィードバック制御系９２０ＶによってもΔＩｄｃを導出できる。従って、直流成分補正部９２は、直流成分補正用フィードバック制御系９２０Ｖを用いて取得したΔＩｄｃを用いて、式（１１’）に従ってΔｔ２を決定してもよい。

以上の通り、直流成分補正用フィードバック制御系９２０Ｖでは、ローパスフィルタ９２２ＶによってＩｄｃを取得できる。このように、直流成分補正用フィードバック制御系９２０Ｖによれば、直流成分補正用フィードバック制御系９２０に比べて簡素な構成によってＩｄｃを取得できる。

（Δｔ１およびΔｔ２に応じた搬送波信号の補正の一例）
図１３は、Δｔ１およびΔｔ２に応じた搬送波信号の補正の一例を示す図である。図１３では、搬送波信号（のこぎり波）の振幅が１（任意単位）であり、当該搬送波信号の周期（スイッチング周期）がＴである場合が例示されている。図１３の例における搬送波信号は正負対称であるため、当該搬送波信号の最大値および最小値はそれぞれ、１および－１である。

上述の通り、偏磁補正部９１は、Δｔ１に応じて搬送波信号を補正することによって、偏磁量を補正してよい。具体的には、偏磁補正部９１は、Δｔ１に応じて搬送波信号の補正量を決定してよい。図１３の例では、偏磁補正部９１は、
Δｓ１＝（Δｔ１／Ｔ）×２ …（１２）
の通り、搬送波信号の補正量Δｓ１を決定してよい。Δｓ１は、偏磁補正用搬送波信号補正量と称されてもよい。

そして、直流成分補正部９２は、Δｔ２に応じて搬送波信号を補正することによって、直流成分を補正してよい。具体的には、直流成分補正部９２は、Δｔ２に応じて搬送波信号の補正量を決定してよい。図１３の例では、直流成分補正部９２は、
Δｓ２＝（Δｔ２／Ｔ）×２ …（１３）
の通り、搬送波信号の補正量Δｓ２を決定してよい。Δｓ２は、直流成分補正用搬送波信号補正量と称されてもよい。

偏磁補正部９１は、１次側搬送波信号および２次側搬送波信号（図１３のＣＡＲ１およびＣＡＲ２）の両方に、Δｓ１または－Δｓ１を加算してよい。Δｓ１または－Δｓ１の加算タイミングは、任意であってよい。搬送波信号にΔｓ１を加算することは、プラス側補正と称されてよい。他方、搬送波信号に－Δｓ１を加算することは、マイナス側補正と称されてよい。図１３では、プラス側補正が例示されている。

直流成分補正部９２は、ＣＡＲ１またはＣＡＲ２の一方に、Δｓ２または－Δｓ２を加算してよい。Δｓ２または－Δｓ２の加算タイミングは、任意であってよい。図１３では、ＣＡＲ２に－Δｓ２が加算されている場合（マイナス側補正）が例示されている。

（偏磁補正および直流成分補正の実施例）
続いて、ＤＡＢコンバータ１における偏磁補正および直流成分補正の実施例について説明する。まず、当該実施例の説明に先立ち、比較例について述べる。図１４は、比較例におけるＤＡＢコンバータ１の各信号を示す図である。比較例では、無負荷状態（出力電力０の状態）において、従来の制御手法に従ってＤＡＢコンバータ１が動作している。このため、比較例では、ＣＡＲ１およびＣＡＲ２は全ての期間において等しい。それゆえ、比較例では、例えば、ｓ１およびｓ３も全ての期間において等しい。なお、比較例では、上述の模擬駆動例の通り、各スイッチング素子のばらつきが模擬されている。

図１４において、符号１４０００ＡはＩ１およびＩ２のタイムチャートの一例であり、符号１４０００ＢはＩ０のタイムチャートの一例であり、符号１４０００ＣはＣＡＲ１およびＣＡＲ２のタイムチャートの一例であり、符号１４０００ＤはＶ１およびＶ２のタイムチャートの一例であり、符号１４０００Ｅはｓ１およびｓ３のタイムチャートの一例である。図１４に示される通り、比較例では、Ｖ１とＶ２との位相ずれに起因して、時間の経過に伴い、Ｉ１およびＩ２に重畳される直流成分が大きくなることが確認された。また、Ｖ１とＶ２との位相ずれに起因して、時間の経過に伴い、Ｉ０に重畳される直流成分が大きくなることも確認された。このように、比較例では、上述の図８と同様に、負荷電流直流成分の発生および偏磁の発生が生じることが確認された。

図１５は、ＤＡＢコンバータ１における偏磁補正および直流成分補正の実施例を示す図である。図１５は、図１４と対になる図である。図１５において、符号１５０００ＡはＩ１およびＩ２のタイムチャートの一例であり、符号１５０００ＢはＩ０のタイムチャートの一例であり、符号１５０００ＣはＣＡＲ１およびＣＡＲ２のタイムチャートの一例であり、符号１５０００ＤはＶ１およびＶ２のタイムチャートの一例であり、符号１５０００Ｅはｓ１およびｓ３のタイムチャートの一例である。

実施例では、無負荷状態において、制御部９０によって主回路１０が制御されている。すなわち、当該実施例では、制御部９０は、Δｔ１およびΔｔ２に応じた補正された搬送波信号（補正後搬送波信号）に基づき、スイッチング制御信号を生成する。例えば、制御部９０は、補正後搬送波信号をＣＭＰと比較することにより、スイッチング制御信号を生成する。そして、制御部９０は、このように生成したスイッチング制御信号に従って、ＢＲＧ１とＢＲＧ２とを制御する。具体的には、制御部９０は、当該スイッチング制御信号を各スイッチング素子に供給することにより、当該各スイッチング素子を制御する。

図１５に示される通り、実施例では、上述の通りスイッチング制御信号を生成することにより、比較例において生じていたＶ１とＶ２との位相ずれを抑制できる。その結果、実施例では、観測時間の全体に亘り、Ｉ１およびＩ２に重畳される直流成分がほぼ０であることが確認された。また、観測時間の全体に亘り、Ｉ０に重畳される直流成分もほぼ０であることも確認された。このように、実施例では、比較例において生じていた負荷電流直流成分および偏磁を抑制できることが確認された。以上の通り、制御部９０によれば、負荷電流直流成分を補正し、かつ、偏磁量を補正するように、ＤＡＢコンバータ１を動作させることができる。

（効果）
以上の通り、ＤＡＢコンバータ１（特に、制御部９０）によれば、偏磁量および負荷電流直流成分をともに補正できる。特に、ＤＡＢコンバータ１によれば、偏磁量を取得し、当該偏磁量に基づく偏磁補正を行うことにより、トランスの偏磁を従来よりも効果的に補正することが可能となる。

なお、特許文献１では、偏磁量を取得するための具体的構成について何ら言及されていない。すなわち、特許文献１では、「偏磁量に基づく偏磁補正を行う」という着想について何ら考慮されていない。このように、上記着想は、本願の発明者らによって新たに見出された技術的思想であると言える。

なお、上述の通り、実施形態１では、トランスのコアとしてギャップ付コアが用いられている。ギャップ付コアを用いることにより、トランス使用時に想定される磁束密度の範囲において、励磁電流と磁束との間に線形関係を成立させることができる。このため、励磁電流ベース偏磁補正を行うことができる。励磁電流ベース偏磁補正によれば、後述の磁束ベース補正制御に比べて単純なハードウェア構成によって、トランスの偏磁を補正できる。

また、励磁電流ベース偏磁補正では、磁束ベース補正制御とは異なり、時間積分を行うことなく偏磁量を取得できる。すなわち、励磁電流ベース偏磁補正では、磁束ベース補正制御に比べ、偏磁量をより直接的に取得できる。それゆえ、励磁電流ベース偏磁補正によれば、磁束ベース補正制御に比べてさらに信頼性の高い偏磁補正を実現できる。

〔実施形態２〕
図１６は、実施形態２におけるＤＡＢコンバータ２の要部の構成を示す図である。ＤＡＢコンバータ２の主回路および制御部をそれぞれ、主回路２０および制御部９０Ａと称する。主回路２０は、主回路１０のＴＲに替えて、トランスＴＲ２を有する。ＴＲ２は、ＣＲに替えて、コアＣＲ２を有する。制御部９０Ａは、偏磁補正部９１に替えて、偏磁補正部９１Ａを有する。そして、ＤＡＢコンバータ２は、サーチコイル２９０をさらに備えている。

実施形態２におけるＣＲ２は、ギャップレスコアである。図１７は、ギャップレスコアの磁気特性を例示する図である。図１７は、上述の図２と対になる図である。ギャップレスコアでは、ギャップ付コアとは異なり、ＢはＨに対して非線形関係にある。このため、ギャップレスコアでは、Ｈの使用範囲において、μは大きく変化する（図１７のμ１およびμ２を参照）。

このように、実施形態２では、実施形態１とは異なり、μは一定であると見なすことができない。言い換えれば、実施形態２では、Φは、Ｉ０に比例すると見なすことができない。このため、トランスのコアとしてギャップレスコアを用いた場合には、偏磁状態を示す有効な指標値としてＩ０を用いることはできない。

そこで、実施形態２では、Φを検出するためのコンポーネントとして、サーチコイル２９０（磁束検出用巻線）が設けられている。サーチコイル２９０は、Φを検出できるように配置されていればよい。例えば、サーチコイル２９０は、ＣＲ２に巻回されていればよい。サーチコイル２９０の巻数がＮｓである場合、サーチコイル２９０に生じる電圧Ｖｓは、

…（１４）
の通り表される。このため、実施形態２では、偏磁状態を示す指標値として、Ｖｓを用いることができる。

本明細書では、磁束（Φ）に基づいて偏磁を補正する手法を、磁束ベース偏磁補正と称する。偏磁補正部９１Ａは、磁束ベース偏磁補正を実行する機能部である。このことから、偏磁補正部９１Ａは、磁束ベース偏磁補正部と称されてもよい。

偏磁補正部９１Ａは、補正すべき偏磁量として、磁束に基づく偏磁補正量（磁束ベース偏磁補正量ΔΦ）を取得する。そして、偏磁補正部９１Ａは、ΔΦを補正するための時間（偏磁量補正時間Δｔ１）を決定する。偏磁量が同一の場合、当然ながら、実施形態２におけるΔｔ１は、実施形態１におけるΔｔ１と同一の値に設定されうる。

偏磁補正部９１Ａは、Ｖｓを時間積分することによって、ΔΦを算出してよい。一例として、偏磁補正部９１Ａは、

…（１４’）
に従って、ΔΦを算出してよい。

当業者であれば明らかである通り、式（１４’）は、上述の式（１４）に基づいて導出される。式（１４’）におけるＴｎは、積分周期である。Ｔｎは、スイッチング周期の自然数倍であればよい。式（１４’）による積分を行うことにより、Ｖｓの正負対称成分は相殺される。その結果、Ｖｓの正負非対称成分に対応する量のみが、ΔΦとして算出される。

そして、偏磁補正部９１Ａは、

…（１５）
に従って、ΔΦに応じたΔｔ１を算出してよい。

式（１５）は、実施形態１における式（７’）に対応する式である。当業者であれば明らかである通り、ギャップ付コアの場合には、ΔＩ０ｄｃ×Ｌｍ＝Ｎ１×ΔΦという関係が成立するためである。従って、トランスのコアとしてギャップ付コアを用いた場合（実施形態１の場合）において、ΔＩ０ｄｃを導出することは、実施形態２におけるΔΦを導出することと技術的に等価であると言える。

次いで、実施形態２においても、Ｖｄｃ１＝Ｎ×Ｖｄｃ２という関係が成立する場合を考える。ここで、ＰＷの巻数（１次巻数）をＮ１として表し、ＳＷの巻数（２次巻数）をＮ２として表すと、Ｎ＝Ｎ１／Ｎ２である。このことから、実施形態２では、
Ｖｄｃ１／Ｎ１＝Ｖｄｃ２／Ｎ２ …（１６）
という関係が成立する。

従って、偏磁補正部９１Ａは、

…（１７）
に従って、ΔΦに応じたΔｔ１を算出してもよい。式（１７）は、上述の式（１５）および式（１６）から導かれる。

実施形態１と同様に、偏磁補正部９１Ａは、Δｔ１に応じて搬送波信号を補正することによって、偏磁量を補正してよい。具体的には、偏磁補正部９１は、実施形態１と同様に、Δｔ１に応じて搬送波信号の補正量を決定してよい。実施形態２では、上述の通り決定したΔｔ１を用いて搬送波信号を補正することにより、時間経過に伴い、ΔΦを低減することができる。理想的には、当該Δｔ１を用いて搬送波信号を補正することにより、時間経過に伴い、ΔΦを０まで低減することができる。

（効果）
以上の通り、ＤＡＢコンバータ２によれば、偏磁補正として磁束ベース偏磁補正を行うことができる。磁束ベース偏磁補正によれば、トランスのコアとしてギャップレスコアが用いられる場合においても、トランスの偏磁を精度良く補正できる。すなわち、励磁電流ベース偏磁補正の適用な困難である場合においても、トランスの偏磁を精度良く補正できる。

但し、当然ながら、磁束ベース偏磁補正は、ギャップ付コアが用いられる場合においても適用可能である。このことから、磁束ベース偏磁補正は、励磁電流ベース偏磁補正に比べて適用範囲の広い偏磁補正手法であると言える。

〔変形例〕
ＤＡＢコンバータ２において、サーチコイル２９０は必ずしも設けられなくともよい。例えば、磁束検出用巻線として、トランスの内側巻線（後述のＷｉｎ）を用いてもよい。後述する通り、内側巻線は、ＰＷまたはＳＷの一方である。

内側巻線の巻数をＮｉとして表した場合、当該内側巻線に生じる電圧Ｖｉは、

…（１８）
の通り表される。Ｎｉは、Ｎ１またはＮ２の一方である。Ｖｉは、Ｖ１またはＶ２の一方である。

従って、偏磁補正部９１Ａは、Ｖｉを時間積分することによって、ΔΦを算出してもよい。一例として、偏磁補正部９１Ａは、

…（１８’）
に従って、ΔΦを算出してよい。式（１８’）は、上述の式（１８）に基づいて導出される。以降の処理は、上述の実施形態２と同様である。

以上の説明から理解される通り、Φとの関係において、本変形例におけるＮｉおよびＶｉはそれぞれ、実施形態２におけるＮｓおよびＶｓに読み替えることができる。このため、内側巻線を用いてΦを検出することは、サーチコイル２９０を用いてΦを検出することと技術的に等価であると言える。それゆえ、内側巻線を磁束検出用コイルとして用いることにより、サーチコイル２９０を省略できる。このように、内側巻線を用いてΦを検出することにより、ＤＡＢコンバータ２のハードウェア構成を単純化できる。

〔実施形態３〕
上述の通り、実施形態１のＤＡＢコンバータ１によれば、偏磁補正および直流成分補正をともに行うことができる。但し、ＤＡＢコンバータ１には改善可能な点がある。以下、実施形態３のＤＡＢコンバータ３の説明に先立ち、ＤＡＢコンバータ１における改善可能な点について述べる。

（ＤＡＢコンバータ１における改善可能な点）
図１８は、ＤＡＢコンバータ１におけるＬｌ（ＴＲの漏れインダクタンス）がＶｔｒに与える影響について説明するための図である。図１８において、符号１８０００Ａは、上述の図３に示されている等価回路におけるＶ１およびＶ２のタイムチャートの一例であり、符号１８０００Ｂは同等価回路におけるＶｔｒのタイムチャートの一例である。なお、図１８の例においても、Ｎ＝１であり、ＶＬ＝Ｖ１－Ｖ２の関係が成立するものとする。

実施形態１において述べた通り、直流成分補正では、負荷電流直流成分を相殺するように、スイッチング制御信号が補正される。言い換えれば、直流成分補正では、負荷電流直流成分を相殺するように、Ｌ（ＬａとＬｌとの合成インダクタンス）にＶＬが印加される。具体的には、ＶＬが正負対称となるように、ＶＬが設定される。しかしながら、直流成分補正に伴って、Ｌｌにも電圧が印加される。

Ｌに印加される上記電圧は、負荷電流直流成分の低減に寄与する。しかしながら、Ｌに上記電圧が印加されることにより、φ≠０の区間において、ＬａとＬｌとの分圧比に起因する電圧変動がＶｔｒに生じる（図１８のＶｔｒを参照）。このようなＶｔｒの変動は、Φに影響を及ぼし、偏磁を誘発しうる。

図１９は、ＤＡＢコンバータ１における改善可能な点について説明するための図である。図１９において、符号１９０００ＡはＩ１およびＩ２のタイムチャートの一例であり、符号１９０００ＢはＩ０のタイムチャートの一例であり、符号１９０００ＣはＣＡＲ１およびＣＡＲ２のタイムチャートの一例である。図１９の例では、直流成分補正の影響により、Ｉ０の波形に歪み（不均衡）が生じている。この歪みは、ＴＲに偏磁が生じていることを示している。

（ＤＡＢコンバータ３）
図２０は、ＤＡＢコンバータ３の要部の構成を示す図である。ＤＡＢコンバータ３の主回路を、主回路３０と称する。主回路３０は、ＴＲ３を有する。ＴＲ３は、ＴＲと同様にＣＲを有する。そして、ＴＲ３は、内側巻線Ｗｉｎおよび外側巻線Ｗｏｕｔを有する。図２０では、以下に述べる図２１との対応関係を踏まえ、Ｌｌ（漏れインダクタンス）が図示されている。Ｌｌは、後述する漏れ磁束を等価的に表現したインダクタンスである。図２０の例では、Ｌｌは１次側に配置されている。

図２１は、ＴＲ３の等価回路（より具体的には、π型等価回路）を示す図である。なお、図２１における理想変圧器は、巻数換算済である。図２１におけるＬｃｒ＿ｌｅｇは、以下に述べるコア脚部の励磁インダクタンス（脚部励磁インダクタンス）である。また、Ｌｃｒ＿ｙｏｋｅは、以下に述べるコアヨーク部の励磁インダクタンス（ヨーク部励磁インダクタンス）である。

一般的に、コアヨーク部のインピーダンスは、コア脚部のインピーダンスに比べて高い。このため、図２１の回路構成において、Ｌｃｒ＿ｙｏｋｅを無視してもよい。このことから、図２１の等価回路は、図２２に示す通り書き換えることができる。図２２は、ＴＲ３の簡易等価回路を示す図である。図２２から明らかである通り、Ｌｃｒ≒Ｌｃｒ＿ｌｅｇである。

加えて、図２２から明らかである通り、Ｌａは、Ｌｌによって代用されてもよい。言い換えれば、Ｌａは、Ｌｌによって具現化されてよい。このように、本発明の一態様に係るリアクトルは、Ｌｌによって具現化されてもよい。従って、本開示の一態様では、Ｌａ＝０であってもよい。

図２３は、ＴＲ３におけるＷｉｎおよびＷｏｕｔを模式的に示す図である。図２３に示す通り、ＣＲは、コア脚部ＣＲｌｅｇおよびコアヨーク部ＣＲｙｏｋｅを有する。なお、図２３は模式図であるので、コアギャップ（ＣＲのギャップ）の図示は割愛されている。このことは、後述する図２４においても同様である。図２３に示される通り、Ｗｉｎは、Ｗｏｕｔよりも内側に位置するように、ＣＲに巻回されている。そして、Ｗｏｕｔは、Ｗｉｎよりも外側に位置するように、ＣＲに巻回されている。言い換えれば、Ｗｏｕｔは、Ｗｉｎを囲むように、ＣＲに巻回されている。ＷｉｎとＷｏｕｔとの間のギャップは、巻線間ギャップと称される。なお、図２３における左側のＷｉｎは、不図示の結線によって、右側のＷｉｎと接続されている。同様に、図２３における左側のＷｏｕｔは、不図示の結線によって、右側のＷｏｕｔと接続されている。

Ｗｉｎは、１次側直流電源１８１０または２次側直流電源１８２０の一方に接続されてよい。Ｗｉｎが１次側直流電源１８１０に接続された場合、Ｗｉｎは１次巻線（ＰＷ）としての役割を果たす。他方、Ｗｉｎが２次側直流電源１８２０に接続された場合、Ｗｉｎは２次巻線（ＳＷ）としての役割を果たす。Ｗｉｎについての上記説明は、Ｗｏｕｔについても同様に当てはまる。以上の通り、ＰＷはＷｉｎまたはＷｏｕｔのうちの一方であり、かつ、ＳＷはＷｉｎまたはＷｏｕｔのうちの他方であってよい。実施形態３では、ＷｏｕｔがＰＷであり、かつ、ＷｉｎがＳＷである場合を例示する（図２０を参照）。

本明細書では、Ｗｉｎに接続されているリアクトルを、内側巻線対応リアクトルと称する。これに対し、Ｗｏｕｔに接続されているリアクトルを、外側巻線対応リアクトルと称する。実施形態３におけるＬａは、外側巻線対応リアクトルの一例である。なお、実施形態３におけるＬａは、外側巻線対応外付けリアクトルと称されてもよい。

一般的に、トランスにおける磁束（Φ）は、主磁束と漏れ磁束とに分解することができる。本明細書において、主磁束とは、ＣＲｌｅｇに流れ、変圧作用に寄与する磁束を意味する。主磁束は、ＰＷおよびＳＷの両方と鎖交する。これに対し、漏れ磁束とは、ＷｉｎとＷｏｕｔとの間の空間に流れる磁束を意味する。

図２４は、ＴＲ３における主磁束および漏れ磁束の流れを模式的に示す図である。図２４に示す通り、主磁束はＣＲｌｅｇに流れ、Ｗｉｎ（実施形態３ではＳＷ）およびＷｏｕｔ（実施形態３ではＰＷ）の両方と鎖交する。他方、漏れ磁束は、上述の通りＷｉｎとＷｏｕｔとの間の空間に流れる。すなわち、ＣＲｌｅｇに流れる磁束の一部が、漏れ磁束となる。それゆえ、Ｗｏｕｔは、漏れ磁束による電圧降下の影響を受ける。

以上の点を踏まえ、ＤＡＢコンバータ３では、上述の図２０に示す通り、Ｗｉｎは、Ｌａを介することなく、２次側直流電源１８２０に接続されている。言い換えれば、２次側直流電源１８２０は、Ｌｃｒに直接的に接続されている。これに対し、１次側直流電源１８１０は、ＬａとＬｌとを介して（すなわち、Ｌを介して）、Ｌｃｒに間接的に接続されている。

実施形態１において述べた通り、トランスは、直流電源（例：２次側直流電源１８２０）に直接的に接続された巻線（例：ＳＷ）に生じる電圧（図１の例では、Ｖ２に等しい）によって励磁される。ＤＡＢコンバータ３によれば、上記直流電源に間接的に接続された巻線であるＷｏｕｔを用いて直流電流成分補正を行うことができる。具体的には、直流成分補正部９２は、ＢＲＧ１における搬送波信号（ＣＡＲ１）を補正することにより、直流成分補正を行うことができる。これにより、直流成分補正に起因する偏磁の発生を抑制することができる。

図２５は、ＤＡＢコンバータ３における各信号を例示する図である。図２５は、図１９と対になる図である。図２５において、符号２５０００ＡはＩ１およびＩ２のタイムチャートの一例であり、符号２５０００ＢはＩ０のタイムチャートの一例であり、符号２５０００ＣはＣＡＲ１およびＣＡＲ２のタイムチャートの一例である。図２５に示される通り、ＤＡＢコンバータ３によれば、ＣＡＲ１を補正することにより、直流成分補正に起因するＩ０の波形の歪を低減（望ましくは、消失）させることができる。

（効果）
以上の通り、ＤＡＢコンバータ３によれば、直流成分補正の影響により生じる偏磁を低減することができる。その結果、ＤＡＢコンバータ１に比べて、ＤＡＢコンバータの制御性をさらに向上させることができる。

〔偏磁補正および直流成分補正についての補足〕
上述の各実施形態では、フィードバック制御によって偏磁補正および直流成分補正を行う場合を例示した。但し、当業者であれば明らかである通り、本発明の一態様に係るＤＡＢコンバータでは、その他の制御手法を用いて偏磁補正および直流成分補正が行われてもよい。例えば、本発明の一態様に係るＤＡＢコンバータは、閾値ベース制御（所定の閾値に基づく制御）によって偏磁補正および直流成分補正を行ってもよい。

一例として、偏磁補正部は、偏磁量を所定の閾値（偏磁閾値）と比較することによって、偏磁補正を行ってもよい。例えば、偏磁補正部は、偏磁量が偏磁閾値を越えた場合、偏磁量を低減させるように、スイッチング信号を補正してよい。一例として、偏磁補正部は、偏磁量と偏磁閾値との差の絶対値に基づき、偏磁量補正時間（例：上述のΔｔ１）を決定してよい。そして、上述の各実施形態の例と同様に、偏磁補正部は、偏磁量補正時間に応じてスイッチング信号を補正してよい。

同様に、直流成分補正部は、負荷電流直流成分を所定の閾値（直流成分閾値）と比較することによって、偏磁補正を行ってもよい。例えば、直流成分補正部は、直流成分補正部が直流成分閾値を越えた場合、直流成分を低減させるように、スイッチング信号を補正してもよい。一例として、直流成分補正部は、負荷電流直流成分と直流成分閾値との差の絶対値に基づき、直流成分補正時間（例：上述のΔｔ２）を決定してよい。そして、上述の各実施形態の例と同様に、直流成分補正部は、上述の通り、直流成分補正時間に応じてスイッチング信号を補正してよい。

以上の説明から明らかである通り、本発明の一態様に係るＤＡＢコンバータにおいて、偏磁補正および直流成分補正を行うための制御手法は、特に限定されない。偏磁補正および直流成分補正を実現できる限り、当業者が想到可能な任意の制御手法が採用されうる。

〔実施形態４〕
図２６は、実施形態４のＤＡＢコンバータ４の要部の構成を示す図である。ＤＡＢコンバータ４の主回路を、主回路４０と称する。ＤＡＢコンバータ４の主回路および制御部をそれぞれ、主回路４０および制御部９０Ｂと称する。主回路４０は、主回路３０のＴＲ３に替えて、トランスＴＲ４を有する。制御部９０Ｂは、制御部９０の偏磁補正部９１に替えて、偏磁補正部９１Ｂを有する。

ＴＲ４は、ＴＲ３と同様に、ＷｉｎおよびＷｏｕｔを有する。但し、実施形態４では、実施形態３とは異なり、Ｗｉｎが１次側直流電源１８１０に接続されており、かつ、Ｗｏｕｔが２次側直流電源１８２０に接続されている場合を例示する。すなわち、実施形態４では、ＷｉｎがＰＷであり、かつ、ＷｏｕｔがＳＷである場合を例示する。

実施形態４では、実施形態３と同様に、Ｌａが外側巻線対応リアクトルである場合を例示する。このため、図２６の例では、Ｌａは２次側に設けられている。それゆえ、実施形態４におけるＬａは、２次側リアクトルの一例でもある。なお、図２６の例では、Ｌｌも２次側に配置されている。

図２６の例では、主回路４０は、外付けリアクトルＬｂをさらに備える。実施形態４におけるＬｂは、内側巻線対応リアクトルの一例である。それゆえ、実施形態４におけるＬｂは、１次側リアクトルの一例でもある。実施形態４におけるＬｂは、本発明の一態様に係るリアクトルのさらに別の例である。

後述する通り、実施形態４における偏磁補正部９１Ｂによれば、直流成分補正に起因する偏磁を避けつつ、トランスの各巻線の接続関係の自由度を高めることができる。このため、図２６における主回路４０の構成は、単なる一例であることに留意されたい。例えば、主回路４０は、必ずしも外付けリアクトルＬａを有していなくともよい。同様に、主回路４０は、必ずしも外付けリアクトルＬｂを有していなくともよい。

図２７は、ＤＡＢコンバータ４におけるＴＲ４およびその周囲の等価回路を示す図である。図２７における等価回路によれば、Ｖｔｒは、

…（１９）
として表される。当然ながら、式（１９）は、Ｖ１≠Ｎ×Ｖ２の場合にも成り立つ。

なお、式（１９）において、Ｌａ、Ｌｂ、およびＬｌのうちの１つまたは２つは、０であってもよい。すなわち、式（１９）では、Ｌａ＝Ｌｂ＝Ｌｌ＝０でなければよい。従って、例えば、主回路４０は、外付けリアクトルＬａおよび外付けリアクトルＬｂを有していなくともよい。この場合、本発明の一態様に係るリアクトルは、Ｌｌによって具現化されていればよい。

なお、上述の実施形態３における主回路３０では、Ｌｂ＝０である。このため、実施形態３の回路構成では、ＬａおよびＬｌの値によらず、Ｖｔｒ＝Ｖ１となる。その結果、実施形態３の回路構成によれば、ＬａおよびＬｌの値によらず、後述するΔＩ０’ｄｃが常に０となる。言い換えれば、実施形態３の回路構成によれば、偏磁補正部９１Ｂを用いることなく、直流成分補正に起因する偏磁を低減できる。

実施形態４の回路構成によれば、Ｖ１が負の区間では、Ｖ１の値は－Ｖｄｃ１にほぼ等しいと見なすことができる。そして、Ｖ２が正の区間では、Ｖ２の値はＶｄｃ２にほぼ等しいと見なすことができる（例えば、後述の図２９を参照）。それゆえ、Ｖ１が負であり、かつ、Ｖ２が正である区間（便宜上、第１条件区間と称する）におけるＶｔｒは、

…（２０）
として表すことができる。Ｖｔｒ１は、第１条件区間コア電圧と称されてよい。

また、実施形態４の回路構成によれば、Ｖ１が正の区間では、Ｖ１の値はＶｄｃ１にほぼ等しいと見なすことができる。それゆえ、Ｖ１が正であり、かつ、Ｖ２が正である区間（便宜上、第２条件区間と称する）におけるＶｔｒは、

…（２０’）
として表すことができる。Ｖｔｒ２は、第２条件区間コア電圧と称されてよい。

また、実施形態４の回路構成によれば、Ｖ２が負の区間では、Ｖ２の値は－Ｖｄｃ２にほぼ等しいと見なすことができる。それゆえ、Ｖ１が正であり、かつ、Ｖ２が負である区間（便宜上、第３条件区間と称する）におけるＶｔｒは、

…（２０’’）
として表すことができる。Ｖｔｒ３は、第３条件区間コア電圧と称されてよい。上述の式（２０）との対応性から明らかである通り、Ｖｔｒ３＝－Ｖｔｒ１である。

また、上述の各説明から明らかである通り、Ｖ１が負であり、かつ、Ｖ２が負である区間（便宜上、第４条件区間と称する）におけるＶｔｒは、

…（２０’’’）
として表すことができる。Ｖｔｒ４は、第４条件区間コア電圧と称されてよい。上述の式（２０’）との対応性から明らかである通り、Ｖｔｒ４＝－Ｖｔｒ２である。

図２８は、実施形態４の回路構成において、直流成分補正に起因して生じる偏磁の一例について概略的に説明するための図である。図２８において、符号２８０００ＡはＶｔｒのタイムチャートの一例であり、符号２８０００ＢはＶ１およびＶ２のタイムチャートの一例であり、符号２８０００ＣはＩ０のタイムチャートの一例であり、符号２８０００ＤはＩ１およびＩ２のタイムチャートの一例であり、符号２８０００ＥはＣＡＲ１およびＣＡＲ２のタイムチャートの一例である。符号２８０００Ｃに示されている通り、図２８では、直流成分補正に起因して、正方向の偏磁（ΔＩ０’ｄｃが正である偏磁）が生じている場合が示されている。

図２９は、実施形態４の回路構成において、直流成分補正に起因して生じる偏磁の一例についてより具体的に説明するための図である。図２９では、図２８に示されている各グラフが、一部の区間において拡大されている。図２９において、符号２９０００ＡはＶｔｒのタイムチャートの一例であり、符号２９０００ＢはＶ１およびＶ２のタイムチャートの一例であり、符号２９０００ＣはＩ０のタイムチャートの一例であり、符号２９０００ＤはＣＡＲ１およびＣＡＲ２のタイムチャートの一例である。

符号２９０００Ａに示されている通り、図２９では、上述の第１条件区間～第４条件区間が図示されている。上述の式（２０）～（２０’’’）から理解できる通り、各区間におけるＶｔｒの符号は、ＬｂとＮ^２×（Ｌａ＋Ｌｌ）との大小関係に応じて相違しうる。図２９では、Ｌｂ＜Ｎ^２×（Ｌａ＋Ｌｌ）の場合が例示されている。なお、図２９の例では、Ｎ＝１である。

図２９の例では、直流成分補正時間Δｔ２に亘り、直流成分補正が行われている。この場合、直流成分補正に起因して生じる偏磁量（直流成分補正起因偏磁量）は、

…（２１）
として表すことができる。符号２９０００Ｃでは、図２９の例におけるΔＩ０’ｄｃが示されている。

一般的に、あるリアクタンスＬについて、ファラデーの電磁誘導の法則によれば、
Ｖ＝Ｌ×ΔＩ／Δｔ …（２２）
の関係が成立する。Ｖは、Ｌに印加される電圧であり、ΔＩは、ある微小時間Δｔに亘り、Ｌに流れる電流の変化量である。そして、式（２２）を変形することにより、
ΔＩ＝Ｖ×Δｔ／Ｌ …（２２’）
が得られる。また、式（２２）を変形することにより、
Δｔ＝Ｌ×ΔＩ／Ｖ …（２２’’）
が得られる。式（２２’’）については後述する。

ここで、符号２９０００Ａに示されている通り、直流成分補正が行われた場合には、第３条件区間がΔｔ２だけ短くなり、その替わりに、第２条件区間がΔｔ２だけ長くなる。すなわち、直流成分補正が行われた場合には、Ｖｔｒ３が生じる時間がΔｔ２だけ短くなり、その替わりに、Ｖｔｒ２が生じる時間がΔｔ２だけ長くなる。このように、直流成分補正が行われた場合には、Δｔ２に亘り、Ｖｔｒ２－Ｖｔｒ３という電圧不均衡が、Ｌｃｒに発生する。

このことから、式（２２’）の右辺に、Ｖ＝Ｖｔｒ２－Ｖｔｒ３、Δｔ＝Δｔ２、Ｌ＝Ｌｃｒを代入することにより、ΔＩ０’ｄｃ（直流成分補正に起因して生じる偏磁量）を導出できる。すなわち、上述の式（２１）が得られる。なお、所定の演算式（例：式（２１））によって算出されるΔＩ０’ｄｃは、直流成分補正起因偏磁量の予測値とも表現できる。このため、当該演算式によって算出されるΔＩ０’ｄｃは、直流成分補正起因偏磁量予測値と称されてもよい。

図３０は、実施形態４の回路構成において、直流成分補正に起因して生じる偏磁の別の例について説明するための図である。図３０は、図２９と対になる図である。図３０において、符号３００００ＡはＶｔｒのタイムチャートの別の例であり、符号２９０００ＢはＶ１およびＶ２のタイムチャートの別の例であり、符号２９０００ＣはＩ０のタイムチャートの別の例であり、符号２９０００ＤはＣＡＲ１およびＣＡＲ２のタイムチャートの別の例である。

図３０では、図２９とは異なり、Ｌｂ＞Ｎ^２×（Ｌａ＋Ｌｌ）の場合が例示されている。なお、図３０の例においても、Ｎ＝１である。符号３００００Ａに示されている通り、図３０では、図２９とは異なり、Ｖｔｒ１＜０である。符号３００００Ｃでは、図３０の例におけるΔＩ０’ｄｃが示されている。

以上の通り、本発明の一態様に係るＤＡＢコンバータでは、Ｌｂ＝０である場合（実施形態３を参照）を除いては、直流成分補正に起因する偏磁が発生しうる。そこで、実施形態４におけるＤＡＢコンバータ４は、直流成分補正に起因する偏磁を低減するように構成されている。

具体的には、ＤＡＢコンバータ４において、偏磁補正部９１Ｂは、（ｉ）Ｖｔｒ（コア電圧）と、（ｉｉ）Ｌｃｒ（トランスの励磁インダクタンス）と、（ｉｉｉ）Δｔ２（直流成分補正部９２によって予め決定された直流成分補正時間）とに基づいて、直流成分補正に起因する偏磁量の予測値である直流成分補正起因偏磁量予測値を決定する。そして、偏磁補正部９１Ｂは、当該直流成分補正起因偏磁量予測値に応じて、直流成分補正に起因する当該偏磁量を補正するための直流成分補正起因偏磁量補正時間（以下、Δｔ３と表記する）を決定する。

例えば、偏磁補正部９１Ｂは、上述の式（２１）によって示されるΔＩ０’ｄｃを、直流成分補正起因偏磁量予測値として決定してよい。この場合、偏磁補正部９１Ｂは、１次側電圧センサ１８１ＶからＶｄｃ１を、２次側電圧センサ１８２ＶからＶｄｃ２を、それぞれ取得してよい。そして、偏磁補正部９１Ｂは、上述の（２０’）および（２０’’）に従って、Ｖｔｒ２（第２条件区間コア電圧）およびＶｔｒ３（第３条件区間コア電圧）をそれぞれ決定してよい。次いで、偏磁補正部９１Ｂは、Ｖｔｒ２とＶｔｒ３とＬｃｒとΔｔ２とを用いて、上述の式（２１）に従って、ΔＩ０’ｄｃを決定してよい。

そして、偏磁補正部９１Ｂは、上記の通り決定したΔＩ０’ｄｃに応じて、Δｔ３を決定してよい。例えば、偏磁補正部９１Ｂは、以下の式、

…（２３）
に従って、Δｔ３を決定してよい。このように、偏磁補正部９１Ｂは、Ｖｔｒ２とＬｃｒとΔＩ０’ｄｃとを用いて、Δｔ３を決定してよい。

なお、式（２３）は、上述の式（２２’’）の右辺に、Ｖ＝Ｖｔｒ２、Ｌ＝Ｌｃｒ、ΔＩ＝ΔＩ０’ｄｃを代入することにより、導出されている。また、上述の式（２１）を用いて、式（２３）を変形することにより、
（Ｖｔｒ２－Ｖｔｒ３）×Δｔ２＝Ｖｔｒ２×Δｔ３ …（２４）
が得られる。

式（２４）の左辺は、Δｔ２に亘る直流成分補正に伴って生じる電圧不均衡（Ｖｔｒ２－Ｖｔｒ３）の時間積分値に対応している。式（２４）の左辺は、電圧不均衡に対応する電圧時間積と称されてもよい。式（２４）の右辺は、当該電圧時間積に応じた補正量である。式（２３）に従って決定されたΔｔ３に応じて搬送波信号を補正することにより、式（２４）の関係が成立するようにＤＡＢコンバータ４を駆動できる。言い換えれば、上記電圧時間積が一定値に維持されるようにＤＡＢコンバータ４を駆動できる。

式（２３）に従って決定されたΔｔ３を用いて搬送波信号を補正することにより、時間経過に伴い、ΔＩ０’ｄｃを低減することができる。理想的には、当該Δｔ３を用いて搬送波信号を補正することにより、時間経過に伴い、ΔＩ０’ｄｃを０まで低減することができる。

（ＤＡＢコンバータ４における搬送波信号の補正の例）
直流成分補正部９２は、実施形態１と同様に、Δｔ２に応じて搬送波信号を補正することによって、直流成分を補正してよい。また、偏磁補正部９１Ｂは、実施形態１の偏磁補正部９１と同様に、Δｔ１に応じて搬送波信号を補正することによって、偏磁量を補正してよい。

加えて、偏磁補正部９１Ｂは、Δｔ３に応じて搬送波信号を補正することによって、直流成分補正起因偏磁量を補正してよい。具体的には、偏磁補正部９１Ｂは、Δｔ３に応じて搬送波信号の補正量を決定してよい。上述の式（１２）との対応性から理解できる通り、偏磁補正部９１Ｂは、
Δｓ３＝（Δｔ３／Ｔ）×２ …（２５）
の通り、搬送波信号の補正量Δｓ３を決定してよい。Δｓ３は、直流成分補正起因偏磁量補正用搬送波信号補正量と称されてもよい。偏磁補正部９１Ｂは、ＣＡＲ１およびＣＡＲ２の両方に、Δｓ３または－Δｓ３を加算してよい。Δｓ３または－Δｓ３の加算タイミングは、任意であってよい。

例えば、偏磁補正部９１Ｂは、Ｉ０が最大値を取らないように、搬送波信号を補正してよい。一例として、ΔＩ０’ｄｃ＞０である場合には、偏磁補正部９１Ｂは、ＣＡＲ１およびＣＡＲ２に、－Δｓ３を加算してよい（マイナス側補正）。マイナス側補正によれば、電圧不均衡に対応する電圧時間積を小さくすることができる。これに対し、ΔＩ０’ｄｃ＜０である場合には、偏磁補正部９１Ｂは、ＣＡＲ１およびＣＡＲ２に、Δｓ３を加算してよい（プラス側補正）。プラス側補正によれば、電圧不均衡に対応する電圧時間積を大きくすることができる。

以上の通り、実施形態４では、制御部９０Ｂは、Δｔ１とΔｔ２とΔｔ３とに応じて搬送波信号を補正する。そして、制御部９０Ｂは、Δｔ１とΔｔ２とΔｔ３とに応じて補正された搬送波信号（補正後搬送波信号）に基づき、スイッチング制御信号を生成する。続いて、制御部９０Ｂは、このように生成したスイッチング制御信号に従って、ＢＲＧ１とＢＲＧ２とを制御する。これにより、直流成分補正に起因する偏磁を低減するように、ＤＡＢコンバータ４を駆動できる。

図３１は、ＤＡＢコンバータ４における各信号の一例を示す図である。図３１は、図２８と対になる図である。図３１において、符号３１０００ＡはＶｔｒのタイムチャートの一例であり、符号３１０００ＢはＶ１およびＶ２のタイムチャートの一例であり、符号３１０００ＣはＩ０のタイムチャートの一例であり、符号３１０００ＤはＩ１およびＩ２のタイムチャートの一例であり、符号３１０００ＥはＣＡＲ１およびＣＡＲ２のタイムチャートの一例である。

符号３１０００Ｅに示されている通り、図３１の例では、図２８とは異なり、直流成分補正部９２による直流成分補正に加えて、偏磁補正部９１Ｂによる直流成分補正起因偏磁量の補正がさらに行われている。上述の通り、図２８の例では、ΔＩ０’ｄｃ＞０であった。この点を踏まえ、図３１の例では、偏磁補正部９１Ｂによって、マイナス側補正が行われている。その結果、符号３２０００Ｃに示されている通り、直流成分補正に起因する偏磁を消失させることができる。

図３２は、図３１に示されている各グラフを、一部の区間において拡大した図である。図３２において、符号３２０００Ａは、符号３１０００ＡのＶｔｒのタイムチャートを拡大した図であり、符号３２０００Ｂは、符号３２０００ＡのＶ１およびＶ２のタイムチャートを拡大した図であり、符号３２０００Ｃは、符号３１０００ＣのＩ０のタイムチャートを拡大した図であり、符号３２０００Ｄは、符号３１０００ＤのＩ１およびＩ２のタイムチャートを拡大した図であり、符号３２０００Ｅは、符号３１０００ＥのＣＡＲ１およびＣＡＲ２のタイムチャートを拡大した図である。図３２の例では、図２８および図２９と比較して、直流成分補正後における第２条件区間が、Δｔ３だけ短くなっている。

図３３は、実施形態４の回路構成において、直流成分補正に起因して生じる偏磁の別の例について概略的に説明するための図である。図３３は、図２８と対になる図である。図３３において、符号３３０００ＡはＶｔｒのタイムチャートの一例であり、符号３３０００ＢはＶ１およびＶ２のタイムチャートの一例であり、符号３３０００ＣはＩ０のタイムチャートの一例であり、符号３３０００ＤはＩ１およびＩ２のタイムチャートの一例であり、符号３３０００ＥはＣＡＲ１およびＣＡＲ２のタイムチャートの一例である。符号３３０００Ｃに示されている通り、図３３では、直流成分補正に起因して、負方向の偏磁（ΔＩ０’ｄｃが負である偏磁）が生じている場合が示されている。

図３４は、ＤＡＢコンバータ４における各信号の別の例を示す図である。図３４は、図３３と対になる図である。図３４において、符号３４０００ＡはＶｔｒのタイムチャートの一例であり、符号３４０００ＢはＶ１およびＶ２のタイムチャートの一例であり、符号３４０００ＣはＩ０のタイムチャートの一例であり、符号３４０００ＤはＩ１およびＩ２のタイムチャートの一例であり、符号３４０００ＥはＣＡＲ１およびＣＡＲ２のタイムチャートの一例である。

符号３４０００Ｅに示されている通り、図３４の例では、図３３とは異なり、直流成分補正部９２による直流成分補正に加えて、偏磁補正部９１Ｂによる直流成分補正起因偏磁量の補正がさらに行われている。上述の通り、図３３の例では、ΔＩ０’ｄｃ＜０であった。この点を踏まえ、図３４の例では、偏磁補正部９１Ｂによって、プラス側補正が行われている。その結果、符号３４０００Ｃに示されている通り、直流成分補正に起因する偏磁を消失させることができる。

図３５は、図３４に示されている各グラフを、一部の区間において拡大した図である。図３５において、符号３５０００Ａは、符号３４０００ＡのＶｔｒのタイムチャートを拡大した図であり、符号３５０００Ｂは、符号３４０００ＡのＶ１およびＶ２のタイムチャートを拡大した図であり、符号３５０００Ｃは、符号３４０００ＣのＩ０のタイムチャートを拡大した図であり、符号３５０００Ｄは、符号３４０００ＤのＩ１およびＩ２のタイムチャートを拡大した図であり、符号３５０００Ｅは、符号３４０００ＥのＣＡＲ１およびＣＡＲ２のタイムチャートを拡大した図である。図３５の例では、図３３と比較して、直流成分補正後における第２条件区間が、Δｔ３だけ長くなっている。

（効果）
以上の通り、ＤＡＢコンバータ４（特に、偏磁補正部９１Ｂ）によれば、実施形態３に示されている各巻線の接続関係が採用されない場合であっても、直流成分補正に起因する偏磁を効果的に低減することが可能となる。それゆえ、ＤＡＢコンバータ４によれば、直流成分補正に起因する偏磁を避けつつ、各巻線の接続関係の自由度を高めることができる。すなわち、ＤＡＢコンバータ４によれば、各巻線の接続関係の自由度を高めつつ、ＤＡＢコンバータ１に比べて、ＤＡＢコンバータの制御性をさらに向上させることができる。

なお、実施形態４における各説明から明らかである通り、偏磁補正部９１Ｂによる、直流成分補正起因偏磁量の補正は、直流成分補正部９２による直流成分補正と独立して実行されうる。また、偏磁補正部９１Ｂによる、直流成分補正起因偏磁量の補正は、実施形態１において述べた偏磁補正と独立して実行されうる。

〔変形例〕
実施形態４では、Ｖｔｒ２とＶｔｒ３との関係に着目して導出されたΔＩ０’ｄｃの算出式として、上述の式（２１）が示されている。但し、上述の通り、実施形態４では、Ｖｔｒ２＝－Ｖｔｒ４であり、かつ、Ｖｔｒ３＝－Ｖｔｒ１である。

それゆえ、式（２１）から理解される通り、例えば、偏磁補正部９１Ｂは、Ｖｔｒ１とＶｔｒ４とＬｃｒとΔｔ２とを用いて、ΔＩ０’ｄｃを決定することもできる。加えて、上述の式（２３）から理解される通り、偏磁補正部９１Ｂは、Ｖｔｒ４とＬｃｒとΔＩ０’ｄｃとを用いて、Δｔ３を決定することもできる。

この場合、偏磁補正部９１Ｂは、直流成分補正後における第４条件区間を、Δｔ３だけ増加または減少させるように搬送波信号を補正してよい。このように搬送波信号を補正した場合にも、直流成分補正に起因する偏磁を低減するように、ＤＡＢコンバータ４を駆動できる。

〔ソフトウェアによる実現例〕
ＤＡＢコンバータ１～４（以下では、便宜上「装置」と呼ぶ）の機能は、当該装置としてコンピュータを機能させるためのプログラムであって、当該装置の各制御ブロック（特に制御部９０～９０Ｂに含まれる各部）としてコンピュータを機能させるためのプログラムにより実現することができる。

この場合、上記装置は、上記プログラムを実行するためのハードウェアとして、少なくとも１つの制御装置（例えばプロセッサ）と少なくとも１つの記憶装置（例えばメモリ）を有するコンピュータを備えている。この制御装置と記憶装置により上記プログラムを実行することにより、上記各実施形態で説明した各機能が実現される。

上記プログラムは、一時的ではなく、コンピュータ読み取り可能な、１または複数の記録媒体に記録されていてもよい。この記録媒体は、上記装置が備えていてもよいし、備えていなくてもよい。後者の場合、上記プログラムは、有線または無線の任意の伝送媒体を介して上記装置に供給されてもよい。

また、上記各制御ブロックの機能の一部または全部は、論理回路により実現することも可能である。例えば、上記各制御ブロックとして機能する論理回路が形成された集積回路も本発明の一態様の範疇に含まれる。この他にも、例えば量子コンピュータにより上記各制御ブロックの機能を実現することも可能である。

また、上記各実施形態で説明した各処理は、ＡＩ（Artificial Intelligence：人工知能）に実行させてもよい。この場合、ＡＩは上記制御装置で動作するものであってもよいし、他の装置（例えばエッジコンピュータまたはクラウドサーバ等）で動作するものであってもよい。

〔付記事項〕
本発明の一態様は、上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の一態様の技術的範囲に含まれる。

１，２，３，４ ＤＡＢコンバータ
１０，２０，３０，４０ 主回路
９０，９０Ａ，９０Ｂ 制御部
９１ 偏磁補正部（励磁電流ベース偏磁補正部）
９１Ａ 偏磁補正部（磁束ベース偏磁補正部）
９１Ｂ 偏磁補正部（直流成分補正起因偏磁量を補正可能な偏磁補正部）
９２ 直流成分補正部
１１０ＵＨ １次側Ｕ相上側スイッチング素子（１次側第１相上側スイッチング素子）
１１０ＵＬ １次側Ｕ相下側スイッチング素子（１次側第１相下側スイッチング素子）
１１０ＶＨ １次側Ｖ相上側スイッチング素子（１次側第２相上側スイッチング素子）
１１０ＶＬ １次側Ｖ相下側スイッチング素子（１次側第２相下側スイッチング素子）
１２０ＵＨ ２次側Ｕ相上側スイッチング素子（２次側第１相上側スイッチング素子）
１２０ＵＬ ２次側Ｕ相下側スイッチング素子（２次側第１相下側スイッチング素子）
１２０ＶＬ ２次側Ｖ相下側スイッチング素子（２次側第２相下側スイッチング素子）
１２０ＶＨ ２次側Ｖ相上側スイッチング素子（２次側第２相上側スイッチング素子）
ＢＲＧ１ １次側ブリッジ回路
ＢＲＧ２ ２次側ブリッジ回路
ＬＥＧ１Ｕ １次側Ｕ相スイッチングレグ（１次側第１相スイッチングレグ）
ＬＥＧ１Ｖ １次側Ｖ相スイッチングレグ（１次側第２相スイッチングレグ）
ＬＥＧ２Ｕ ２次側Ｕ相スイッチングレグ（２次側第１相スイッチングレグ）
ＬＥＧ２Ｖ ２次側Ｖ相スイッチングレグ（２次側第２相スイッチングレグ）
ＮＮ１ ノード（第１出力ノード）
ＮＮ２ ノード（第２出力ノード）
ＴＲ，ＴＲ２，ＴＲ３，ＴＲ４ トランス
ＣＲ コア（ギャップ付コア）
ＣＲ２ コア（ギャップレスコア）
ＰＷ １次巻線
ＳＷ ２次巻線
Ｗｉｎ 内側巻線（磁束検出用巻線）
Ｗｏｕｔ 外側巻線
Ｌａ 外付けリアクトル（リアクトル）
Ｌｌ トランスの漏れインダクタンス（リアクトル）
Ｌｂ 外付けリアクトル（リアクトル）
１８１Ａ １次側電流センサ
１８２Ａ ２次側電流センサ
１８１Ｖ １次側電圧センサ
１８２Ｖ ２次側電圧センサ
２９０ サーチコイル（磁束検出用巻線）
１８１０ １次側直流電源
１８２０ ２次側直流電源
ｓ スイッチング制御信号
ＣＡＲ 搬送波信号
ＣＡＲ１ １次側搬送波信号（搬送波信号）
ＣＡＲ２ ２次側搬送波信号（搬送波信号）
Ｉ１ １次電流（負荷電流）
Ｉ２ ２次電流
Ｉ０ 励磁電流
Ｖｄｃ１ １次側直流電圧
Ｖｄｃ２ ２次側直流電圧

Claims (14)

1. ＤＡＢ（Dual Active Bridge）コンバータであって、
   １次巻線と２次巻線とコアとを有するトランスと、
   （ｉ）１次側第１相上側スイッチング素子と１次側第１相下側スイッチング素子とによって構成された１次側第１相スイッチングレグ、および、（ｉｉ）１次側第２相上側スイッチング素子と１次側第２相下側スイッチング素子とによって構成された１次側第２相スイッチングレグ、を有する１次側ブリッジ回路と、
   （ｉ）２次側第１相上側スイッチング素子と２次側第１相下側スイッチング素子とによって構成された２次側第１相スイッチングレグ、および、（ｉｉ）２次側第２相上側スイッチング素子と２次側第２相下側スイッチング素子とによって構成された２次側第２相スイッチングレグ、を有する２次側ブリッジ回路と、
   リアクトルと、
   上記１次側ブリッジ回路と上記２次側ブリッジ回路とを制御する制御部と、を備えており、
   上記リアクトルの一端が上記１次側ブリッジ回路の出力ノードである第１出力ノードに接続されている場合、上記リアクトルの他端は上記１次巻線に接続されており、
   上記リアクトルの一端が上記２次側ブリッジ回路の出力ノードである第２出力ノードに接続されている場合、上記リアクトルの他端は上記２次巻線に接続されており、
   上記制御部は、
   上記トランスの偏磁量を取得するとともに、当該偏磁量を補正する偏磁補正部と、
   上記リアクトルに流れる負荷電流の直流成分を取得するとともに、当該直流成分を補正する直流成分補正部と、を備えており、
   上記偏磁補正部は、上記偏磁量に応じて決定した偏磁量補正時間に応じて、スイッチング制御信号を生成するための搬送波信号を補正し、
   上記直流成分補正部は、上記直流成分に応じて決定した直流成分補正時間に応じて、上記搬送波信号を補正する、ＤＡＢコンバータ。
2. 上記コアは、ギャップ付コアであり、
   上記第１出力ノードから出力される１次電流を測定する１次側電流センサと、
   上記第２出力ノードから出力される２次電流を測定する２次側電流センサと、をさらに備えており、
   上記偏磁補正部は、上記１次電流と上記２次電流とに基づいて励磁電流を算出し、かつ、当該励磁電流に基づいて上記偏磁量を補正する励磁電流ベース偏磁補正部である、請求項１に記載のＤＡＢコンバータ。
3. 上記１次側ブリッジ回路に接続された１次側直流電源の電圧である１次側直流電圧を測定する１次側電圧センサをさらに備えており、
   上記励磁電流ベース偏磁補正部は、補正すべき上記偏磁量として、上記励磁電流に基づく励磁電流ベース偏磁補正量を取得し、
   上記１次側直流電圧をＶｄｃ１として表し、
   上記トランスの励磁インダクタンスをＬｃｒとして表し、
   上記励磁電流ベース偏磁補正量をΔＩ０ｄｃとして表し、
   ΔＩ０ｄｃを補正するための上記偏磁量補正時間をΔｔ１として表した場合、
   上記励磁電流ベース偏磁補正部は、以下の式；
   

   

   に従ってΔｔ１を決定する、請求項２に記載のＤＡＢコンバータ。
4. 上記１次側ブリッジ回路に接続された１次側直流電源の電圧である１次側直流電圧を測定する１次側電圧センサをさらに備えるとともに
   上記コアの磁束を検出する磁束検出用巻線を備えており、
   上記偏磁補正部は、上記磁束に基づいて上記偏磁量を補正する磁束ベース偏磁補正部であり、
   上記磁束ベース偏磁補正部は、補正すべき上記偏磁量として、上記磁束に基づく磁束ベース偏磁補正量を取得し、
   上記磁束検出用巻線の巻数をＮｓとして表し、
   上記磁束検出用巻線に生じる電圧をＶｓとして表し、
   上記磁束ベース偏磁補正量をΔΦとして表し、
   ΔΦを導出するための積分周期をＴｎとして表した場合、
   上記磁束ベース偏磁補正部は、以下の式；
   

   

   に従ってΔΦを決定し、
   上記１次側直流電圧をＶｄｃ１として表し、
   上記１次巻線の巻数をＮ１として表し、
   ΔΦを補正するための上記偏磁量補正時間をΔｔ１として表した場合、
   上記磁束ベース偏磁補正部は、以下の式；
   

   

   に従ってΔｔ１を決定する、請求項１に記載のＤＡＢコンバータ。
5. 上記１次側ブリッジ回路に接続された１次側直流電源の電圧である１次側直流電圧を測定する１次側電圧センサと、
   上記２次側ブリッジ回路に接続された２次側直流電源の電圧である２次側直流電圧を測定する２次側電圧センサと、をさらに備えており、
   上記直流成分補正部は、補正すべき上記直流成分の量として、直流成分補正量を取得し、
   上記１次側直流電圧をＶｄｃ１として表し、
   上記２次側直流電圧をＶｄｃ２として表し、
   上記トランスの巻数比をＮとして表し、
   上記リアクトルのインダクタンスと上記トランスの漏れインダクタンスとの合成インダクタンスをＬとして表し、
   上記直流成分補正量をΔＩｄｃとして表し、
   ΔＩｄｃを補正するための上記直流成分補正時間をΔｔ２として表した場合、
   上記直流成分補正部は、以下の式；
   

   

   に従ってΔｔ２を決定する、請求項１から４のいずれか１項に記載のＤＡＢコンバータ。
6. 上記制御部は、（ｉ）上記偏磁量補正時間および上記直流成分補正時間に応じて補正された上記搬送波信号に基づき上記スイッチング制御信号を生成し、かつ、（ｉｉ）当該スイッチング制御信号に従って、上記１次側ブリッジ回路と上記２次側ブリッジ回路とを制御する、請求項１から５のいずれか１項に記載のＤＡＢコンバータ。
7. 上記リアクトルは、上記トランスの漏れインダクタンスによって具現化されている、請求項１から６のいずれか１項に記載のＤＡＢコンバータ。
8. 上記トランスは、（ｉ）上記コアに巻回された内側巻線と、（ｉｉ）上記内側巻線を囲むように上記コアに巻回された外側巻線と、を有しており、
   上記内側巻線は、上記１次巻線または上記２次巻線のうちの一方であり、
   上記外側巻線は、上記１次巻線または上記２次巻線のうちの他方であり、
   上記内側巻線は、上記リアクトルを介することなく、上記２次側ブリッジ回路に接続された２次側直流電源に接続されており、
   上記外側巻線は、上記リアクトルを介して、上記１次側ブリッジ回路に接続された１次側直流電源に接続されており、
   上記直流成分補正部は、上記１次側ブリッジ回路における上記搬送波信号を補正することにより、上記直流成分を補正する、請求項１から７のいずれか１項に記載のＤＡＢコンバータ。
9. 上記偏磁補正部は、
   （ｉ）上記コアに印加される電圧であるコア電圧と、（ｉ）上記トランスの励磁インダクタンスと、（ｉｉｉ）上記直流成分補正部によって予め決定された上記直流成分補正時間と、に基づいて、上記直流成分の補正に起因する上記偏磁量の予測値である直流成分補正起因偏磁量予測値を決定し、
   上記直流成分補正起因偏磁量予測値に応じて、上記直流成分の補正に起因する上記偏磁量を補正するための直流成分補正起因偏磁量補正時間を決定する、請求項１から８のいずれか１項に記載のＤＡＢコンバータ。
10. 上記第１出力ノードに生じる１次側交流電圧が正であり、かつ、上記第２出力ノードに生じる２次側交流電圧が正である区間における上記コア電圧をＶｔｒ２として表し、
    上記１次側交流電圧が正であり、かつ、上記２次側交流電圧が負である区間における上記コア電圧をＶｔｒ３として表し、
    上記トランスの励磁インダクタンスをＬｃｒとして表し、
    上記直流成分補正時間をΔｔ２として表し、
    上記直流成分補正起因偏磁量予測値をΔＩ０’ｄｃとして表した場合、
    上記偏磁補正部は、以下の式；
    

    

    に従ってΔＩ０’ｄｃを決定する、請求項９に記載のＤＡＢコンバータ。
11. 上記直流成分補正起因偏磁量補正時間をΔｔ３として表した場合、
    上記偏磁補正部は、以下の式；
    

    

    に従ってΔｔ３を決定する、請求項１０に記載のＤＡＢコンバータ。
12. 上記偏磁補正部は、上記直流成分補正起因偏磁量補正時間に応じて、上記搬送波信号を補正する、請求項９から１１のいずれか１項に記載のＤＡＢコンバータ。
13. 上記制御部は、（ｉ）上記直流成分補正時間と上記偏磁量補正時間と上記直流成分補正起因偏磁量補正時間とに応じて補正された上記搬送波信号に基づき上記スイッチング制御信号を生成し、かつ、（ｉｉ）当該スイッチング制御信号に従って、上記１次側ブリッジ回路と上記２次側ブリッジ回路とを制御する、請求項１２に記載のＤＡＢコンバータ。
14. ＤＡＢ（Dual Active Bridge）コンバータを制御する制御方法であって、
    上記ＤＡＢコンバータの１次側ブリッジ回路と２次側ブリッジ回路とを制御する制御工程を含んでおり、
    上記ＤＡＢコンバータは、
    １次巻線と２次巻線とコアとを有するトランスと、
    （ｉ）１次側第１相上側スイッチング素子と１次側第１相下側スイッチング素子とによって構成された１次側第１相スイッチングレグ、および、（ｉｉ）１次側第２相上側スイッチング素子と１次側第２相下側スイッチング素子とによって構成された１次側第２相スイッチングレグ、を有する上記１次側ブリッジ回路と、
    （ｉ）２次側第１相上側スイッチング素子と２次側第１相下側スイッチング素子とによって構成された２次側第１相スイッチングレグ、および、（ｉｉ）２次側第２相上側スイッチング素子と２次側第２相下側スイッチング素子とによって構成された２次側第２相スイッチングレグ、を有する上記２次側ブリッジ回路と、
    リアクトルと、を備えており、
    上記リアクトルの一端が上記１次側ブリッジ回路の出力ノードである第１出力ノードに接続されている場合、上記リアクトルの他端は上記１次巻線に接続されており、
    上記リアクトルの一端が上記２次側ブリッジ回路の出力ノードである第２出力ノードに接続されている場合、上記リアクトルの他端は上記２次巻線に接続されており、
    上記制御工程は、
    上記トランスの偏磁量を取得するとともに、当該偏磁量を補正する偏磁補正工程と、
    上記リアクトルに流れる負荷電流の直流成分を取得するとともに、当該直流成分を補正する直流成分補正工程と、を含んでおり、
    上記偏磁補正工程は、上記偏磁量に応じて決定した偏磁量補正時間に応じて、スイッチング制御信号を生成するための搬送波信号を補正する工程を含んでおり、
    上記直流成分補正工程は、上記直流成分に応じて決定した直流成分補正時間に応じて、上記搬送波信号を補正する工程を含んでいる、制御方法。

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