JP6409730B2 - 変圧器およびそれを備えた共振型回路 - Google Patents

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Description

本発明は、共振型回路に用いられる大きな漏れインダクタンス（リーケージインダクタンス）を有する小型変圧器（トランス）およびそれを備えた共振型回路に関する。
従来、共振型回路は、共振インダクタンスＬｒ、共振コンデンサＣｒの共振を利用してソフトスイッチングを実現する。共振インダクタンスＬｒには、トランスのリーケージインダクタンスを用いることができる。リーケージインダクタンスを用いることで、部品点数が削減され、また、ノイズを低減できることがわかっている。
しかしながら、トランスを小型化していくと、リーケージインダクタンスを作るための１次側巻線と２次側巻線の間隔を十分に取ることが困難になり、共振に必要なリーケージインダクタンスが得られないという課題があった。
そこで、大きなリーケージインダクタンスを得るために、１次側巻線と２次側巻線を分割したボビンを用いる方法が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
しかしながら、十分な漏れインダクタンスを得るためには、１次側巻線と２次側巻線の分割距離を大きくする必要があり、トランスが大きくなってしまう。
トランスのリーケージインダクタンスを大きくするために、１次側巻線と２次側巻線の間に磁性体を追加することで、漏れ磁界を発生させて、大きなリーケージインダクタンスを得る方法も提案されている（例えば、特許文献２参照）。
しかしながら、追加した磁性体による漏れ磁界が近傍の巻線に鎖交することで、損失が増大してしまう。また、追加で磁性体を必要とするため、部材が増えてしまう。
また、１次側巻線を巻いている中脚部分と１次側巻線を巻いていない側脚に２次側巻線を巻くことで、漏れインダクタンスを得る方法も提案されている（例えば、特許文献３参照）。
しかしながら、中脚部分にのみ１次側巻線を巻く方法は、１次側巻線の層数が増えてしまい、近接効果によって効率が低下してしまう。
特開２００１−２３７１２６号公報 特開２０１３−１７２１３５号公報 特開２００８−１６６６２４号公報
従来技術のこのような課題に鑑み、本発明の目的は、コアの２ヶ所で１次側巻線によって大きさに十分な差のある磁束を発生させることで大きなリーケージインダクタンスが得られる変圧器と、そのような変圧器を備えた共振型回路とを提供することである。
上記目的を達成するため、本発明の変圧器は、磁気回路を形成するとともに、中脚およびこの中脚から分岐した複数の側脚を有するコアと、前記中脚および前記複数の側脚から選択された第１被巻装脚および第２被巻装脚にそれぞれ巻装された１次側巻線と、前記第１被巻装脚または前記第２被巻装脚のいずれかに巻装された２次側巻線とを備え、前記１次側巻線によって前記第１被巻装脚で発生する第１磁束と前記第２被巻装脚で発生する第２磁束とは、前記２次側巻線には鎖交しない箇所で予め定められた所定値以上の差があることを特徴とする。
ここで、前記コアは、前記１次側巻線によって発生した前記第１磁束および前記第２磁束のうちで前記２次側巻線には鎖交しない磁束の経路を有する。さらに、この経路に間隙を設けてもよい。
このような構成の変圧器によれば、追加部材を必要とせず、漏れ磁界の影響や近接効果による損失も増やさずに、大きなリーケージインダクタンスが得られる小型の変圧器が実現できる。前記経路に間隙を設ける場合は、この間隙の長さによってリーケージインダクタンスを任意に調整できる。
本発明の変圧器において、前記第１磁束および前記第２磁束それぞれの大きさに差を作るには、例えば、前記第１被巻装脚と前記第２被巻装脚とで、断面積または前記１次側巻線の巻数の少なくとも一方が異なるようにしてもよい。あるいは、前記第１被巻装脚および前記第２被巻装脚のいずれかに間隙が設けられているか、または前記第１被巻装脚および前記第２被巻装脚に異なる長さの間隙がそれぞれ設けられていてもよい。ただし、このような方法に限らない。
また、本発明の共振型回路は、上記の変圧器と、共振インダクタンスと、共振コンデンサとを備え、前記変圧器の励磁インダクタンスに接続された前記共振インダクタンスおよび前記共振コンデンサの共振を利用することを特徴とする。前記共振インダクタンスおよび前記共振コンデンサが、前記励磁インダクタンスに直列接続されていてもよい。
このような構成の共振型回路によれば、励磁インダクタンスＬｍと共振インダクタンスＬｒの比（ｌ＝Ｌｍ／Ｌｒ）が小さい共振コンバータまたは直列共振コンバータを構成することができる。周波数特性が急峻になるため、スイッチング周波数を変化させることによって広い出力電圧範囲を得ることができ、もしくは、出力電圧を一定に制御する場合は入力範囲を広くすることができる。
また、本発明の共振型回路がＬＬＣ方式の共振型回路である場合は、前記励磁インダクタンス／前記共振インダクタンスが３以下であることが好ましい。
本発明の変圧器によれば、追加部材を必要とせず、漏れ磁界の影響や近接効果による損失も増やさずに、大きなリーケージインダクタンスが得られる小型の変圧器が実現できる。
また、本発明の変圧器を備えた共振型回路によれば、励磁インダクタンスＬｍと共振インダクタンスＬｒの比（ｌ＝Ｌｍ／Ｌｒ）が小さい直列共振コンバータを構成することができる。周波数特性が急峻になるため、スイッチング周波数を変化させることによって広い出力電圧範囲を得ることができ、もしくは、出力電圧を一定に制御する場合は入力範囲を広くすることができる。
本発明の第１実施形態に係るトランス１の概観構成図である。 （ａ）はこのトランス１における励磁インダクタンスＬｍとリーケージインダクタンスＬｌｋの概略説明図である。（ｂ）はこのトランス１のコア１０の左脚１０ｃにギャップを設けた例の概略説明図である。 磁気回路計算で用いられるパーミアンスＰに関連するパラメータの説明図である。 トランス１において起磁力Ｆに差を持たせる方法の概略説明図である。 （ａ）〜（ｃ）は、トランス１において磁気抵抗Ｒに差を持たせる方法の概略説明図である。 （ａ）、（ｂ）は、１次側巻線１１および２次側巻線１２（１２ａ、１２ｂ）の別の巻装のしかたを例示する概略図である。 （ａ）〜（ｃ）は、１次側巻線１１および２次側巻線１２（１２ａ、１２ｂ）のさらに別の巻装のしかたを例示する概略図である。 本発明の第２実施形態に係る直列共振コンバータ回路２０の概観構成図である。 本発明の第１実施形態に係る実施例１のコア１０の概観構成図である。 本発明の第１実施形態に係る実施例２のコア１０の概観構成図である。 本発明の第１実施形態に係る実施例３のコア１０の概観構成図である。
以下、本発明のいくつかの実施形態を、図面を参照して説明する。
＜第１実施形態＞
図１は本発明の第１実施形態に係るトランス１の概観構成図である。図２（ａ）はこのトランス１における励磁インダクタンスＬｍとリーケージインダクタンスＬｌｋの概略説明図である。図２（ｂ）はこのトランス１のコア１０の左脚１０ｃにギャップを設けた例の概略説明図である。
図１に示すように、トランス１は、磁気回路を形成するコア１０と、入力側となる１次側巻線１１と、出力側となる２次側第１巻線１２ａおよび２次側第２巻線１２ｂ（まとめて２次側巻線１２と言う）とを備えている。ここでは、２次側巻線１２にセンタータップを取る場合を示しているが、センタータップを取らないなら２次側第１巻線１２ａおよび２次側第２巻線１２ｂは一方のみでよい。
コア１０は、１つの中脚１０ａと、この中脚１０ａから２つに分岐した側脚１０ｂ、１０ｃ（必要な場合にはそれぞれ右脚１０ｂ、左脚１０ｃと呼んで区別する）とを有しており、例えばＥ型コアとＩ型コアまたはＥ型コア同士などによって構成される。なお、コア１０の材質は一般的なものでよい。
１次側巻線１１は、中脚１０ａ、側脚１０ｂ、１０ｃから任意に選択された２脚（本願における「第１被巻装脚」および「第２被巻装脚」であり、ここでは中脚１０ａおよび右脚１０ｂ）に巻線方向（図中に１次側巻線１１に重ねた矢印で表示）を互いに逆にして巻装される。なお、以下では、中脚１０ａおよび右脚１０ｂが選択された場合を例として説明しているが、２脚の組み合わせは、左脚１０ｃおよび中脚１０ａ、または左脚１０ｃおよび右脚１０ｂでもよい。
２次側巻線１２は、選択された２脚、すなわち中脚１０ａと右脚１０ｂのいずれか（ここでは右脚１０ｂ）に巻装される。
１次側巻線１１および２次側巻線１２については、例えば、ワイヤとして、細線を撚り会わせたリッツ線、単線だけでなく、パターンを形成したＰＣＢ基板（パターンコイル）、エッジワイズコイル、銅箔を用いてもよいが、これらに限らない。なお、ワイヤを用いる場合は、ボビンを併用してもよい。
このようなトランス１の構成では、図２（ａ）に示すように、１次側巻線１１が巻装された２脚（ここでは中脚１０ａおよび右脚１０ｂ）で磁束Φａ、Φｂをそれぞれ発生させ、２次側巻線１２に鎖交しない箇所でこれらの磁束Φａ、Φｂの大きさに十分な差（予め定められた所定値以上の差）があれば、中脚１０ａおよび右脚１０ｂの一方のみに２次側巻線１２が巻装され、コア１０はリーケージインダクタンスＬｌｋを流す経路（左脚１０ｃ）を有しているので、大きなリーケージインダクタンスＬｌｋを得ることができる。
また、図２（ｂ）に示すように、トランス１のコア１０においてリーケージインダクタンスＬｌｋを流す経路にギャップを設けると、このギャップ長ＧｃによってリーケージインダクタンスＬｌｋを任意に調整できる。
図３は磁気回路計算で用いられるパーミアンスＰに関連するパラメータの説明図である。
次に、発生する磁束の大きさに差を持たせる方法の例を説明するが、まず、磁気回路計算の基本を確認しておく。全磁束Φ、起磁力Ｆおよび磁気抵抗Ｒは、次式の関係にある。
全磁束Φ ＝ 起磁力Ｆ／磁気抵抗Ｒ ・・・（１）
しかし、磁気回路計算では磁気抵抗Ｒはあまり用いられず、一般的には磁気抵抗Ｒの逆数であるパーミアンスＰが用いられるので、上記（１）式は次式に置換できる。
全磁束Φ ＝ 起磁力Ｆ・パーミアンスＰ ・・・（２）
このパーミアンスＰは、図３に示すように、磁路長をＬ、磁路断面積をＡ、透磁率をμとしたとき、次式で表される。
パーミアンスＰ ＝ 透磁率μ・磁路断面積Ａ／磁路長Ｌ ・・・（３）
図４はトランス１において起磁力Ｆに差を持たせる方法の概略説明図である。図５（ａ）〜（ｃ）は、トランス１において磁気抵抗Ｒに差を持たせる方法の概略説明図である。
発生する磁束の大きさに差を持たせる方法の一例として、トランス１の中脚１０ａおよび右脚１０ｂでそれぞれの起磁力Ｆに差を持たせてもよい。
起磁力Ｆは次式で表されるので、例えば、図４に示すように、中脚１０ａおよび右脚１０ｂでターン数Ｎを互いに異ならせることが考えられる。
起磁力Ｆ ∝ ＮＩ（Ｉは一定、Ｎはコイルのターン数）
発生する磁束の大きさに差を持たせる方法の他の例として、トランス１のコア１０で１次側巻線１１を巻装させる部分、ここでは中脚１０ａおよび右脚１０ｂでそれぞれの磁気抵抗Ｒに差を持たせてもよい。
上記（３）式からわかるように、パーミアンスＰ（磁気抵抗Ｒの逆数）には透磁率μ、磁路断面積Ａや磁路長Ｌが関係するので、これらのパラメータの少なくとも１つを変えてやればよい。
例えば、図５（ａ）に示すように、中脚１０ａおよび右脚１０ｂの少なくとも一方にギャップを設けてもよいし、図５（ｂ）に示すように、両方にギャップを設ける場合はそれぞれのギャップ長を変えればよい。透磁率μがギャップ部分とコア１０とでは異なるので、ギャップ長に応じて全体としての透磁率μが変わるからである。なお、ギャップは、必ずしも図５（ａ）や図５（ｂ）に示すようにコア１０の上寄りに設ける必要はなく、中脚１０ａおよび右脚１０ｂのどこに設けてもよい。
または、図５（ｃ）に示すように、中脚１０ａおよび右脚１０ｂでそれぞれの磁路断面積Ａａ、Ａｂを互いに異ならせてもよい。ただし、これらの方法に限らない。
以上説明した第１実施形態によれば、磁性体などの追加部材を必要とせず、漏れ磁界が近傍の巻線に鎖交することによる損失も増大させず、１次側巻線の層数が増えることで生じる近接効果による効率低下も招くことなく、大きなリーケージインダクタンスが得られる小型の変圧器が実現できる。
＜第１実施形態の変形例＞
図６（ａ）、（ｂ）は、１次側巻線１１および２次側巻線１２（１２ａ、１２ｂ）の別の巻装のしかたを例示する概略図である。図７（ａ）〜（ｃ）は、１次側巻線１１および２次側巻線１２（１２ａ、１２ｂ）のさらに別の巻装のしかたを例示する概略図である。
上述した第１実施形態では、１次側巻線１１は、中脚１０ａと右脚１０ｂとに巻線方向を互いに逆にして巻装されていた。２次側巻線１２（２次側第１巻線１２ａおよび２次側第２巻線１２ｂ）は、右脚１０ｂに１次側巻線１１の下側で巻装されていた。しかしながら、１次側巻線１１および２次側巻線１２の巻装のしかたはこれに限らない。
例えば、図６（ａ）に示すように、１次側巻線１１および２次側巻線１２を交互に巻装してもよい。あるいは、図６（ｂ）に示すように、上から１次側巻線１１、２次側巻線１２（２次側第１巻線１２ａ）、２次側巻線１２（２次側第２巻線１２ｂ）、１次側巻線１１の順に巻装してもよい。
また、第１実施形態における１次側巻線１１および２次側巻線１２の巻装のしかたとは上下逆順にして、図７（ａ）に示すようにしてもよい。また、図６（ａ）に示した巻装のしかたと上下逆順にして図７（ｂ）に示すようにしてもよいし、同様に、図６（ｂ）に示した巻装のしかたと上下逆順にして図７（ｃ）に示すようにしてもよい。
＜第２実施形態＞
図８は本発明の第２実施形態に係るハーフブリッジ型直列共振コンバータ回路２０の概観構成図である。
上述した第１実施形態のトランス１は、例えば、ハーフブリッジおよびフルブリッジの直列共振コンバータ回路や、フェーズシフトフルブリッジ回路、 ＤＡＢ（Dual Active Bridge）回路などに好適である。
また、トランス１の励磁インダクタンスに直列に繋がる共振インダクタンスＬｒと共振コンデンサＣｒの共振を利用する共振型回路に用いることができる。図８に示したハーフブリッジ型直列共振コンバータ回路２０もその一例である。このハーフブリッジ型直列共振コンバータ回路２０は、コンデンサＣ in と、コンデンサＣ Q1 と、コンデンサＣ r1 と、コンデンサＣ Q2 と、コンデンサＣ r2 と、コンデンサＣ d と、トランジスタＱ 1 と、トランジスタＱ 2 と、ダイオードＤ Q1 と、ダイオードＤ Q2 と、ダイオードＤ 1 と、ダイオードＤ 2 と、１次側巻線ｎ 1 、２次側巻線ｎ 2 および２次側巻線ｎ 3 を含む。
このような第２実施形態によれば、リーケージインダクタンスの大きい第１実施形態のトランス１を用いることによって、励磁インダクタンスＬｍと共振インダクタンスＬｒの比（ｌ＝Ｌｍ／Ｌｒ）が小さい直列共振コンバータを構成することができる。周波数特性が急峻になるため、スイッチング周波数を変化させることによって、広い出力電圧範囲を得ることができ、もしくは、出力電圧を一定に制御する場合は入力範囲を広くすることができる。
なお、ＬＬＣ回路の場合は、励磁インダクタンスＬｍと共振インダクタンスＬｒの比（ｌ＝Ｌｍ／Ｌｒ）が３以下となるように構成することが好ましい。
図９は本発明の第１実施形態に係る実施例１のコア１０の概観構成図である。実施例１では、この図９に示すように、リーケージインダクタンス経路用の左脚１０ｃの断面積Ａｃを１として、中脚１０ａの断面積Ａａを２、右脚１０ｂの断面積Ａｂを２としたコア１０を用いた。
コア１０の中脚１０ａおよび右脚１０ｂに、１次側巻線１１を８の字に中脚側２ターン、右脚側１ターンを交互に巻き、合計１５ターン巻いた（中脚側１０ターン、右脚側５ターン）後、最後に右脚側に１ターン巻く。
さらに、コア１０の右脚１０ｂに、２次側巻線１２を１次側巻線１１と同じ向きに２ターン巻く、それとは別に、右脚１０ｂに、２次側巻線１２を１次側巻線１１とは逆向きに２ターン巻く。
測定は、ＬＣＲメータを用いて行う。測定条件は、周波数１００ｋＨｚである。まず、２次側巻線１２をオープンにして、１次側巻線１１のインダクタンス値Ｌｐを測定する。次に、２次側巻線１２をショートして、１次側巻線１１のインダクタンスＬｌｋを測定する。
このインダクタンスＬｌｋがリーケージインダクタンスであり、励磁インダクタンスＬｍは、Ｌｍ＝Ｌｐ−Ｌｌｋ で与えられる。ｍ＝Ｌｍ／Ｌｌｋとすると、測定結果は
Ｌｍ ＝１５７．２μＨ
Ｌｌｋ＝１０４．１μＨ
ｍ ≒ １．５
であり、大きなリーケージインダクタンスが得られた。
図１０は本発明の第１実施形態に係る実施例２のコア１０の概観構成図である。実施例２では、この図１０に示すように、リーケージインダクタンス経路用の左脚１０ｃの断面積Ａｃを１として、中脚１０ａの断面積Ａａを３、右脚１０ｂの断面積Ａｂを２としたコア１０を用いた。
コア１０の中脚１０ａおよび右脚１０ｂに、１次側巻線１１を８の字に１ターンずつ、合計１６ターン巻く（中脚側８ターン、右脚側８ターン）。
さらに、コア１０の右脚１０ｂに、２次側巻線１２を１次側巻線１１と同じ向きに２ターン巻く、それとは別に、右脚１０ｂに、２次側巻線１２を１次側巻線１１とは逆向きに２ターン巻く。
測定機器、測定条件や測定方法などは実施例１と同様である。測定結果は
Ｌｍ ＝２７７ μＨ
Ｌｌｋ＝ ８９．８μＨ
ｍ ≒ ３．１
であり、やはり大きなリーケージインダクタンスが得られた。
図１１は本発明の第１実施形態に係る実施例３のコア１０の概観構成図である。実施例３では、この図１１に示すように、リーケージインダクタンス経路用の左脚１０ｃの断面積Ａｃを１として、中脚１０ａの断面積Ａａを２、右脚１０ｂの断面積Ａｂを２とし、さらに中脚１０ａのギャップ長Ｇａを１、右脚１０ｂのギャップ長Ｇｂを２としたコア１０を用いた。
コア１０の中脚１０ａおよび右脚１０ｂに、１次側巻線１１を８の字に１ターンずつ、合計１６ターン巻く（中脚側８ターン、右脚側８ターン）。
さらに、コア１０の右脚１０ｂに、２次側巻線１２を１次側巻線１１と同じ向きに２ターン巻く、それとは別に、右脚１０ｂに、２次側巻線１２を１次側巻線１１とは逆向きに２ターン巻く。
測定機器、測定条件や測定方法などは実施例１と同様である。測定結果は
Ｌｍ ＝２７．２μＨ
Ｌｌｋ＝８０．４μＨ
ｍ ≒ ０．８９
であり、やはり大きなリーケージインダクタンスが得られた。
以上で説明した第１実施形態、その変形例、第２実施形態、および実施例１〜実施例３の各構成は、阻害要因などが特に無い限り、相互に組み合わせてもよい。
なお、本発明は、その主旨または主要な特徴から逸脱することなく、他のいろいろな形で実施することができる。そのため、上述の各実施形態や各実施例はあらゆる点で単なる例示にすぎず、限定的に解釈してはならない。本発明の範囲は特許請求の範囲によって示すものであって、明細書本文にはなんら拘束されない。さらに、特許請求の範囲の均等範囲に属する変形や変更は、全て本発明の範囲内のものである。
１ トランス
１０ コア
１０ａ 中脚
１０ｂ 側脚（右脚）
１０ｃ 側脚（左脚）
１１ １次側巻線
１２ ２次側巻線
１２ａ ２次側第１巻線
１２ｂ ２次側第２巻線
２０ 直列共振コンバータ回路

Claims (8)

  1. 磁気回路を形成するとともに、中脚およびこの中脚から分岐した複数の側脚を有するコアと、
    前記中脚および前記複数の側脚から選択された第１被巻装脚および第２被巻装脚にそれぞれ巻装された１次側巻線と、
    前記第１被巻装脚または前記第２被巻装脚のいずれかに巻装された２次側巻線とを備え、
    前記１次側巻線によって前記第１被巻装脚で発生する第１磁束と前記第２被巻装脚で発生する第２磁束とは、前記２次側巻線には鎖交しない箇所で予め定められた所定値以上の差があることを特徴とする変圧器。
  2. 請求項１に記載の変圧器において、
    前記コアは、前記１次側巻線によって発生した前記第１磁束および前記第２磁束のうちで前記２次側巻線には鎖交しない磁束の経路を有することを特徴とする変圧器。
  3. 請求項２に記載の変圧器において、
    前記経路に間隙が設けられていることを特徴とする変圧器。
  4. 請求項１〜３のいずれか１項に記載の変圧器において、
    前記第１被巻装脚と前記第２被巻装脚とで、断面積または前記１次側巻線の巻数の少なくとも一方が異なることを特徴とする変圧器。
  5. 請求項１〜４のいずれか１項に記載の変圧器において、
    前記第１被巻装脚および前記第２被巻装脚のいずれかに間隙が設けられているか、または前記第１被巻装脚および前記第２被巻装脚に異なる長さの間隙がそれぞれ設けられていることを特徴とする変圧器。
  6. 請求項１〜５のいずれか１項に記載の変圧器と、
    共振インダクタンスと、
    共振コンデンサとを備え、
    前記変圧器の励磁インダクタンスに接続された前記共振インダクタンスおよび前記共振コンデンサの共振を利用することを特徴とする共振型回路。
  7. 請求項６に記載の共振型回路において、
    前記共振インダクタンスおよび前記共振コンデンサが、前記励磁インダクタンスに直列接続されていることを特徴とする共振型回路。
  8. 請求項７に記載の共振型回路において、
    ＬＬＣ方式の共振型回路であり、
    前記励磁インダクタンス ／ 前記共振インダクタンス ≦ ３
    であることを特徴とする共振型回路。
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