JP6122904B2 - 漏洩磁束型トランス - Google Patents

Description

本発明の実施形態は、漏洩磁束型トランスに関する。

電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて用いられるトランスとして、１次コイルから２次コイルに伝わる磁束の漏れを積極的に利用する漏洩磁束型トランスが知られている。漏洩磁束型トランスの代わりに、一般的なトランスと独立した別のインダクタとを用いて漏洩磁束型トランスと同様の機能を実現できるが、配線が長くなる、形状が大きくなるといった欠点があるため、小型化、回路の簡略化といった観点から漏洩磁束型トランスが用いられることが多い。一般的に利用される漏洩磁束型トランスとしては、例えば巻線間の距離を取ったトランスがある。

国際公開第２００５／０１５７２５号パンフレット

しかし、上述の漏洩磁束型トランスでは、トランスで発生する漏洩磁束が各巻線内部を通過するため、導線内部に渦電流が発生し、銅損失が増加する。結果として、電力変換効率が低下してしまう。

本開示は、上述の課題を解決するためになされたものであり、電力変換効率の低下を抑制することができる漏洩磁束型トランスを提供することを目的とする。

本実施形態に係る漏洩磁束型トランスは、主コアと、第１巻線と、第２巻線と、１以上のパスコアとを含む。主コアは、閉磁路を形成する第１磁性体であって、外足および中足を有する。第１巻線は、前記中足の長手方向を軸として、当該中足を囲繞するように巻回される。第２巻線は、前記中足の長手方向を軸として、前記第１巻線を囲繞するように巻回される。パスコアは、前記第１巻線の最内周から前記第２巻線の最外周までの領域のうち、一部分を前記軸方向に沿って貫通する第２磁性体であって、当該第２磁性体の両方の端部からそれぞれ漏洩する磁束のうち前記第１巻線内部を通過する磁束が閾値以下となる位置まで、当該第２磁性体が延在する。

本実施形態に係る漏洩磁束型トランスの上面図。 本実施形態に係る漏洩磁束型トランスの側面図。 本実施形態に係る漏洩磁束型トランスの断面図。 漏洩磁束型トランスを図１ＢのＢ−Ｂ’線で切断し、ｙ軸方向から見た場合の漏洩磁束型トランスの断面図。 本実施形態に係るパスコアの形状を示す図。 本実施形態のパスコアの端部の形状の変形例を示す図。 漏洩インダクタンスの値を調整する方法の第１の変形例を示す図。 漏洩インダクタンスの値を調整する方法の第２の変形例を示す図。 漏洩インダクタンスの値を調整する方法の第３の変形例を示す図。 漏洩インダクタンスの値を調整する方法の第４の変形例を示す図。 漏洩インダクタンスの値を調整する方法の第５の変形例を示す図。 漏洩インダクタンスの値を調整する方法の第６の変形例を示す図。 本実施形態の漏洩磁束型トランスが用いられる電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの等価回路の一例を示す回路図。 従来例の漏洩磁束型トランスの断面図。 従来例の漏洩磁束型トランスの断面図。

以下、図面を参照しながら本実施形態に係る漏洩磁束型トランスについて詳細に説明する。なお、以下の実施形態では、同一の参照符号を付した部分は同様の動作をおこなうものとして、重複する説明を適宜省略する。

本実施形態に係る漏洩磁束型トランスについて図１Ａ、図１Ｂおよび図２を参照して説明する。

図１Ａは、漏洩磁束型トランスの上面図であり、図１Ｂは、漏洩磁束型トランスの側面図である。図２は、漏洩磁束型トランスを図１ＡにおけるＡ−Ａ’線で切断したときの断面図である。

本実施形態に係る漏洩磁束型トランス１００は、主コア１０１、ボビン１０２、第１巻線１０３、第２巻線１０４、パスコア１０５およびピン１０６を含む。

主コア１０１は、例えば、鉄やフェライトといった磁性体であり、外足および中足を有する「日」の字形状の閉磁路構造となるように形成される。なお、主コア１０１は、接合面がない「日」の字形状であってもよいし、「日」の字形状となるようにコアを組み合わせて形成されてもよい。例えば、Ｅ型コアとＩ型コアとを連結する、２つのＥ型コアを対向して連結する、または、ロの字型の中にＩ型を連結することにより、「日」の字形状の閉磁路構造を生成してもよい。なお、中足の形状は、本実施形態では、円筒形状を想定するが、これに限らず、多角柱形状または楕円柱形状など、どのような形状であってもよい。また、主コア１０１は、主コア１０１の透磁率を調整するため、主コア１０１の磁路の一部にエアギャップなどを施した形状により形成されてもよい。

ボビン１０２は、中空の円環形状であり、中空部分に主コア１０１の中足が挿入されるように形成される。なお、ボビン１０２と中足との間には、絶縁体が挿入されてもよい。

第１巻線１０３は、例えば銅線であり、ボビン１０２を囲繞するように巻回される。すなわち、主コア１０１の中足の長手方向を軸として、中足を囲繞するように巻回される。

第２巻線１０４は、例えば銅線であり、第１巻線１０３と同様に主コア１０１の中足の長手方向を軸として、第１巻線１０３を囲繞するように巻回される。なお、第２巻線１０４と第１巻線１０３との間は、スペーサーにより空間を空けるようにしてもよいし、絶縁体が挿入されてもよい。このようにすることで、第１巻線１０３と第２巻線１０４との間の容量を低減したり、絶縁耐圧を確保することができる。なお、図１Ａのように漏洩磁束型トランス１００を上面から見た場合に、第２巻線１０４が主コア１０１の中足と外足との間に収まるように巻回されればよい。

パスコア１０５は、主コア１０１と材質が同一または異なる柱状の磁性体であり、第１巻線１０３の最内周から第２巻線１０４の最外周までの領域のうち、一部分を主コア１０１の中足の長手方向（軸方向）に沿って貫通するように配置される。なお、厳密に軸に平行ではなく、中心軸（図１Ａ中、ｙ軸）に対して、ｘ軸方向に傾きを有してもよいし、ｚ軸方向に傾きを有してもよい。さらに、後述するが、ｙ軸を中心に回転するように傾きを有してもよい。

また、パスコア１０５は、両方の端部から漏洩する磁束のうち第１巻線１０３内部を通過する磁束が閾値以下となる位置に両方の端部が存在するように配置される。言い換えれば、パスコア１０５を形成する磁性体が、両方の端部から漏洩する磁束のうち第１巻線１０３内部を通過する磁束が閾値以下となる位置まで、（はみ出るように）延在する。閾値は、回路設計において許容される鎖交磁束の値により決定されればよい。なお、パスコア１０５の端部は、両方の端部から漏洩する磁束が第１巻線１０３内部を通過しない位置に存在することが望ましい。第１巻線１０３だけではなく、両方の端部から漏洩する磁束が第１巻線１０３および第２巻線１０４の両方の巻線内部を通過しない位置までパスコア１０５が延在する形状でもよい。

また、パスコア１０５の形状は、本実施形態では四角柱である場合を想定するが、多角柱、円柱、楕円柱その他の形状でもよい。さらに、本実施形態では、パスコア１０５が１つ配置される場合を例に説明をするが、複数配置されてもよい。パスコア１０５の数および材質を変更することで、漏洩インダクタンスを調整することができる。

ピン１０６は、回路に接続するためのピンであり、一般的なものであるのでここでの説明は省略する。

なお、第１巻線１０３と第２巻線１０４との間の絶縁耐圧を確保するための空間距離を取るなどの必要性から、ボビン１０２の端に巻線が存在しない部分があってもよい。また、本実施形態では、第１巻線１０３と第２巻線１０４との２巻線構造を想定しているが、３巻線以上の場合であってもよい。その際、パスコア１０５は、巻線構造の最内周から最外周までの領域のうち、一部分を貫通するように配置されればよい。

次に、主コア１０１の外足および中足、漏れ磁路について図３を参照して説明する。
図３は、漏洩磁束型トランス１００を図１ＢのＢ−Ｂ’線で切断し、ｙ軸方向から見たときの断面図である。また、第２巻線１０４に電流を流す場合を想定する。

第２巻線１０４に流れる電流によって発生する磁束（φ１）は、主コアの中足１０１−１とパスコア１０５とを「＋ｙ」方向に通過する。通過した磁束は元の中足１０１−１およびパスコア１０５に戻るが、このときパスコア１０５を通過して主コア１０１の外足１０１−２を通過して戻る磁束は、第２巻線１０４には鎖交するが第１巻線１０３には鎖交しないため、漏洩磁束となる。

ただ、第１巻線１０３と第２巻線１０４とは主コア１０１を介して密に結合しているので、第２巻線１０４に流れる電流により発生した磁束のうち第１巻線１０３を通過する漏洩磁束は少なくなり、漏洩磁束による効率の低下を軽減することができる。

一方、第２巻線１０４に流れる電流により発生した磁束のうちパスコア１０５に発生した磁束は、外足１０１−２を通過してパスコア１０５に戻り、第１巻線１０３を通過しないため、第２巻線１０４で発生した漏洩磁束が第１巻線１０３を通過してしまうことによる電力変換効率の低下を招かない。

次に、パスコア１０５の形状について図４を参照して説明する。
図４に示すように、パスコア１０５の端部４０１が主コア１０１側に向かって突出している。漏洩磁束型トランス１００を側面方向（図４のｘ軸方向）から見た場合、第１巻線１０３および第２巻線１０４から突出した部分であって端部４０１を含む突出部と主コア１０１との距離、すなわちギャップが一定でない構成とする。図４の例では、パスコア１０５の両端の端部４０１が主コア１０１側に突出したＬ字形状となる。

このような構成にすることで、漏洩磁束が端部４０１のＬ字上の先端、すなわちギャップが小さい位置から支配的に出ることとなり、漏洩磁束が第１巻線１０３の内部を通過する割合がより少なくなるため、電力変換効率の低下をさらに抑制することができる。なお、上述の通り、漏洩磁束が第１巻線１０３の内部を通過しないように、両端の端部４０１が第１巻線１０３および第２巻線１０４から可能な限り離れていることが望ましい。さらに、漏洩磁束型トランス自体のサイズを考慮する場合、ｙ軸方向において、端部４０１が主コア１０１の端（図４における主コア１０１のｙ軸方向の端部）以内となるように、パスコア１０５のサイズを設計することが望ましい。

次に、パスコア１０５の端部４０１の形状の変形例について図５を参照して説明する。
図５（ａ）から（ｇ）までに示すように、端部４０１の主コア１０１側に突出する形状としては、Ｌ字となるような長方形、正方形に限らず、半円、三角形、凸形状、または凹形状、さらにこれらの組み合わせでもよい。

また、図５に示すように、ギャップが最も小さい位置は、図５（ｂ）のようにｙ軸方向の最端部に限らず、図５（ａ）、（ｃ）および（ｄ）に示すように、ｙ軸方向の最端部からパスコアの中心側に位置してもよい。
さらに、図５（ｅ）から（ｇ）までに示すように、主コア１０１に最も近い位置が複数存在するような形状でもよい。このように、端部４０１の形状を変えることで、漏洩インダクタンスの値を調整することができる。

次に、漏洩インダクタンスの値を調整する方法の第１から第６の変形例として図６から図１１までを参照して説明する。

図６のように、パスコア１０５が第１巻線１０３および第２巻線１０４からはみ出るように延在する部分Ｌ１および部分Ｌ２のサイズを変更することで、漏洩インダクタンスの値を調整することができる。

図７のように、パスコア１０５の端部４０１に突出部を設けない場合の、主コア１０１とパスコア１０５とのギャップＬ３およびギャップＬ４のサイズを変更することで、漏洩インダクタンスの値を調整することができる。

図８は、パスコア１０５の片方の端部４０１に突出部を設けた場合を示す。突出部が存在する端部のギャップＬ５と、突出部が存在しない端部のギャップＬ６とのサイズを変更することで、漏洩インダクタンスの値を調整することができる。

図９は、パスコア１０５の両方の端部４０１に突出部を設けた場合を示す。ギャップＬ５とギャップＬ７とのサイズを変更することで、漏洩インダクタンスの値を調整することができる。

図１０は、パスコア１０５の端部４０１を主コア１０１のｙ軸方向の長さよりも長くなるように構成した場合を示す。パスコア１０５の両端の端部４０１のそれぞれの長さＬ８およびＬ１０と、ｙ軸方向における主コア１０１と両方の端部４０１とのそれぞれのギャップＬ９およびＬ１１とのサイズを調整することで、漏洩インダクタンスの値を調整することができる。
図１１は、図３と同様に、漏洩磁束型トランス１００をＢ−Ｂ’線で切断した場合のｙ軸方向から見た断面図である。図１１に示すように、四角柱であるパスコア１０５の長辺をｘ軸方向に対してｚ軸方向に傾けるように配置する。なお、パスコアが四角柱である場合に限らず、多角柱形状である場合に、主コア１０１に対向するパスコア１０５の面が、パスコア１０５の延在方向を軸として回転するように傾けてパスコア１０５が配置されればよい。このように配置した場合、主コア１０１に近い位置から漏洩磁束が発生するため、上述の変形例と同様に漏洩インダクタンスの値を調整することができる。

次に、本実施形態に係る漏洩磁束型トランス１００を用いる電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの一例について図１２を参照して説明する。
図１２は、電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータを等価回路で表現したものである。電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ１２００は、ＦＥＴ駆動回路１２０１、キャパシタ１２０２、１２０３および１２０４、漏洩磁束型トランス１００およびブリッジダイオード１２０５を含む。

回路自体の動作は、一般的なＤＣ−ＤＣコンバータの動作を行うため、詳細な説明は省略するが、キャパシタ１２０２の容量Ｃ１およびキャパシタ１２０３の容量Ｃ２の合成容量（Ｃ１＋Ｃ２）と漏洩磁束型トランス１００の漏洩インダクタンスＬｓ、漏洩磁束型トランス１００の励磁インダクタンスＬｐ、および、ブリッジダイオード１２０５とキャパシタ１２０４を含む負荷抵抗によりＬＣＲ共振回路を構成する。

本実施形態に係る漏洩磁束型トランス１００を用いることで、広い入力電圧範囲、広い負荷範囲で電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータを制御することができ、制御範囲を拡大することができる。
具体的には、例えば、負荷電流が大きくなると、この電流によりパスコア１０５の両方の端部に生じる漏洩磁束が増加し、漏洩インダクタンスが変化する。これにより、パスコア１０５の端部に集中していた磁束が周囲に広がり、実行ギャップ長が長くなり漏洩インダクタンスが減少する。漏洩磁束型トランス１００とキャパシタとの共振回路のゲインとなる共振周波数が上昇し、共振回路のゲインが上がる。

電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、共振回路のゲインを上げるためには、駆動周波数を下げる制御を行う必要があるが、本実施形態に係る漏洩磁束型トランス１００を用いることで、漏洩インダクタンスを調整でき、駆動周波数制御の低下幅を小さくすることができる。結果として、広範囲の負荷変化に対応することができる。なお、入力電圧が低下した場合も同様に制御できる。

以上に示した本実施形態によれば、第１巻線と第２巻線との位置関係が漏洩磁束が発生しにくい位置関係であるので、位置関係に起因する漏洩磁束は少なく、第１巻線を通過する漏洩磁束が少ないため効率の低下を抑制することができる。さらに、パスコアを通過する磁束は、漏洩磁束として、第１巻線に鎖交せずに主コアの外足を通過するため、第１巻線を通過する磁束が少ない。よって、パスコアを通過する漏洩磁束による電力変換効率の低下を抑制することができる。

また、パスコアの端部の一部が主コアに近づくような形状とし、パスコアの配置位置を適宜変更することで漏洩インダクタンスを調整できる。結果として、広い入力電圧範囲、広い負荷範囲で電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータを制御することができ、制御範囲を拡大することができる。

（従来例）
ここで、従来例となる漏洩磁束型トランスについて図１３および図１４を参照して説明する。
図１３は、図２と同様の方向から見た従来例の漏洩磁束型トランスの断面図である。なお、断面は上下対称であるので、第１巻線および第２巻線を貫通するコアの中心より上半分を示す。

図１３に示す従来例の漏洩磁束型トランスは、第１巻線１３０１と第２巻線１３０２との間に距離を設けることにより、図２の様に第１巻線１３０１と第２巻線１３０２との間に距離を設けることにより、漏洩インダクタンスＬｓを得ることができる。具体的には、第１巻線１３０１に流した電流により磁束φ１が発生し、磁束φ１は、第２巻線１３０２に鎖交する磁束φ２と第２巻線１３０２に鎖交しない磁束φｓとに分流して元に戻ることになる。このとき、磁束φｓが構成する第１巻線１３０１の鎖交磁束は、漏洩インダクタンスＬｓとなる。また、磁束φ２が構成する第１巻線の鎖交磁束は、励磁インダクタンスＬｐとなる。

図１４に示すように、従来例の漏洩磁束型トランスでは、第１巻線１３０１に流した電流により発生する磁束φ１のうち、漏洩磁束となる磁束は必ずしも、第１巻線１３０１と第２巻線１３０２との空隙を通過する磁束φｓだけでなく、第２巻線１３０２を通過する磁束φｓｓも存在する。銅および空気の透磁率はほぼ１であり、第１巻線１３０１と第２巻線１３０２との空隙および第２巻線１３０２の領域の透磁率はほぼ等しいので、巻線の構造や、コアの形状によっても異なるものの、磁束φｓｓは、磁束φｓと比較して同等以上の磁束密度になると考えられる。

この磁束φｓｓが第２巻線１３０２の場所を通過すると、第２巻線１３０２の銅線内部に渦電流が発生する原因となる。第２巻線１３０２の銅線内部に発生した渦電流は、銅損失を増加させ、結果として漏洩磁束型トランスの電力変換効率を低下させる。
このように、電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータに使用されている従来の漏洩磁束型トランスは、電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの電力変換効率を低下させる要因となる問題点をもつ。

一方、本実施形態によれば、上述のように漏洩磁束による効率の低下を抑制することができる。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行なうことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１００…漏洩磁束型トランス、１０１…主コア、１０１−１…中足、１０１−２…外足、１０２…ボビン、１０３，１３０１…第１巻線、１０４，１３０２…第２巻線、１０５…パスコア、１０６…ピン、４０１…端部、１２００…電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ、１２０１…ＦＥＴ駆動回路、１２０２，１２０３，１２０４…キャパシタ、１２０５…ブリッジダイオード。

Claims (3)

1. 閉磁路を形成する第１磁性体であって、外足および中足を有する主コアと、
   前記中足の長手方向を軸として、当該中足を囲繞するように巻回される第１巻線と、
   前記中足の長手方向を軸として、前記第１巻線を囲繞するように巻回される第２巻線と、
   前記第１巻線の最内周から前記第２巻線の最外周までの領域のうち、一部分を前記軸方向に沿って貫通する第２磁性体であって、当該第２磁性体の両方の端部からそれぞれ漏洩する磁束のうち前記第１巻線内部を通過する磁束が閾値以下となる位置まで、当該第２磁性体が延在する１以上のパスコアと、を具備し、
   前記１以上のパスコアのうち少なくとも１つは、前記第１巻線および前記第２巻線から突出した前記端部を含む突出部のうちの一部が、前記主コア側に近づく形状であることを特徴とする漏洩磁束型トランス。
2. 前記パスコアが多角柱形状である場合、前記主コアに対向する当該パスコアの面が、当該パスコアの延在方向を軸として回転するように傾くことを特徴とする請求項１に記載の漏洩磁束型トランス。
3. 前記１以上のパスコアのうち少なくとも１つは、前記端部のうち少なくとも一方が、前記主コア側に突出した部分を有するＬ字形状であることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の漏洩磁束型トランス。